CN104393768A

CN104393768A - 一种井森电路的同步整流电路与方法

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Publication number: CN104393768A
Application number: CN201410696562.4A
Authority: CN
Inventors: 王保均
Original assignee: Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Current assignee: Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Priority date: 2014-11-26
Filing date: 2014-11-26
Publication date: 2015-03-04
Anticipated expiration: 2034-11-26
Also published as: CN104393768B

Abstract

一种井森电路的同步整流方法与电路，在驱动变压器B1上增加一个带有中心抽头副边绕组，驱动设立在副边整流回路中的同步整流MOS管Q1、Q2；优化B1的磁材、原边匝数，优化反馈电阻的阻抗，让B1的原边两端的工作电压由现有的方波变为正弦波或近似正弦波；并结合同步整流MOS管的开启电压，调整B1第一、第二副边绕组之间的匝比，使得Q1、Q2的导通时间一直都小于TR1、TR2的饱和导通时间，这样消除反灌电流；同时，利用B1中正弦波对TR1、TR2都截止期间的主变压器B2激磁，实现了主功率开关管TR1、TR2在零电压下开启，实现软开关工作；由于同步MOS管先关断，也实现了主功率开关管在零电流下关断，提高了变换效率、并保留了井森电路简单所带来的高可靠性。

Description

一种井森电路的同步整流电路与方法

技术领域

本发明涉及自激推挽式变换器，特别涉及一种实现同步整流的井森电路与方法。

背景技术

现有的自激推挽式变换器，总的来说分为两类：罗耶电路和井森电路。

罗耶电路来自1955年美国罗耶(G.H.Royer)发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，通常简称为Royer电路，这也是实现高频转换控制电路的开端；1957年美国查赛(Jen Sen，大部份文献译作“井森”)发明了自激式推挽双变压器电路，后被称为自振荡Jensen电路、自激推挽式Jensen电路，大部份文献称作井森电路；这两种电路，后人都称为自激推挽式变换器。

自激推挽式变换器在电子工业出版社的《开关电源的原理与设计》第67页至70页有描述，该书ISBN号为7-121-00211-6。电路的主要形式为上述的罗耶电路和井森电路。

罗耶电路的自振荡和驱动功能都由一只变压器完成，井森电路改由磁饱和变压器来实现，因此，井森电路的主功率变压器工作在不饱和状态。虽然井森电路的磁饱和变压器出现磁饱和，因为其体积小，磁饱和消耗的能量小，电路的总体变换效率比罗耶电路高。与相同条件下的罗耶电路比较，在工作电压、负载、温度发生变化时，井森电路的自振荡频率相对比较稳定，以及效率高。

井森电路的磁饱和变压器单独完成自振荡和驱动功能，所以也叫驱动变压器，这样它的变换效率可以做得比较好。但是，使用中国申请号201110436359.X、201110436259.7这两份文件公开的磁心，后被申请人、发明人定义为荣岭磁心，用于罗耶电路中，罗耶电路的变换效率可以做得很高，这使得井森电路似乎失去了存在的空间。

为了进一步提高电源的工作效率，都会使用同步整流技术。同步整流技术是高效率开关电源中应用广泛的技术，采用通态电阻极低的金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，简称MOSFET，或MOS管)取代整流二极管，以降低整流损耗、提高开关电源的整机效率，该晶体管工作于同步状态，在电路中，又称同步整流管。

在中国申请号为201210142482.5的《一种提高自激推挽式变换器工作效率的方法及自激推挽式变换器》中，提供了一种同步整流方法，该申请的发明人在申请时，借用了本发明人的技术，故在申请书中并没有对原理有深入的说明，这里简述一下：使用荣岭磁心作为罗耶电路的变压器磁心，在磁心的缺口部份绕制同步整流的驱动绕组，利用缺口部份先达到饱和，来获得同步整流驱动信号，这样实现同步整流管及时关断，从而无电流倒灌。

事实上，包括罗耶电路和井森电路的自激推挽式变换器，由于无法实现目前较为流行ZVS工作方式，即使在罗耶电路中使用了上述同步整流方法，工作频率升起来后，开关损耗会更大，从而效率下降。ZVS(Zero Voltage Switch的缩写)是零电压开关。

上述同步整流方法无法用于井森电路中，井森电路中若在主变压器中直接加绕同步整流的驱动绕组，那么，同步整流的MOS管的开通都存在延时，延时一般都在1uS左右，MOS管在关断时存在很大的倒灌电流，反而降低了效率，在变换器轻载时，更为严重。若把驱动绕组绕在磁饱和变压器上，由于主功率开关管的延时量和同步整流的延时量是不相同的，主功率开关管一般采用双极性晶体管，其开通延时小，而关断延时大，而同步整流的MOS管的开通和关断延时差不多，主功率开关管的集电极电流再经主变压器传输，又产生一次相位变化，最终导致电路根本不能正常工作。当然，使用自驱电路实现同步整流不可行，若用目前流行的同步整流控制集成电路(IC)做成外驱形式，用于井森电路，仍是可行的，但是失去了井森电路简单可靠的特性。

另外，使用MOS管作为主功率开关管的井森电路，当工作频率超过100KHz后目前还没有出现能正常工作的电路，其主因也是MOS管延时较大引起的。

荣岭磁心的定义参见背景技术提及的中国申请号201220206952、201220207489两份文件中的背景技术中最后三段。

现有技术的井森电路变换器简介：

1、井森电路的电路形式大同小异，如《开关电源的原理与设计》第69页图3-11，为了方便阐述，本文在不影响电路连接关系的前提下，并遵循原图的风格，引用作为本文附图1，原图的输出整流部份有错，二极管D1和二极管D2所接的是一对同名端，实际上，这是一个公知的全波整流电路，二极管D1和二极管D2所接的应是一对异名端，这在附图1中，已经更正，请留意。

2、在《开关电源的原理与设计》第70页，也给出电流驱动型井森电路，参见原书图3-12(a)和图3-12(b)，其中，原书图3-12(a)的电路只是说明原理的过渡电路图，由于其存在问题，实际上不会被使用，参见原书第70页第二行至第五行。

即原书图3-12(b)才是能实用化的电路，为了方便阐述，本文在不影响电路连接关系的前提下，引用原书的图3-12(b)作为本文附图2。

3、在早期的文献中，井森电路的名称叫双变换器推挽逆变电路，在人民邮电出版社的《电源变换技术》第70页至72页有描述，该书ISBN号为7-115-04229-2/TN·353。在该书中使用的电路见该书的71页图2-40，为了方便阐述，本文在不影响电路连接关系的前提下，引用作为本文附图3，负载R_L可以是全波、全桥整流电路，这样图3也是一个井森电路变换器，当然，使用全波整流电路时，主功率变压器B2的副边绕组要设有中心抽头。

4、在全球的工业领域中，广泛用于微功率模块DC/DC变换器中的井森电路变换器，还有一种典型的应用方式，如附图4所示，图中没有把副边绕组输出的全波、全桥等整流电路画出来，和图1的电路相比，增加了启动电路，图1的电路在实际使用时，需要加入启动电路。图2的电路在实际使用时，也要加入启动电路。如图4中的电阻R1和电容C1，就是启动电路。

5、图5是另一种典型的井森电路应用方式，相比图4电路，电容C1的另一端接地，当电路输入的电压比较高时，可以避免图4中电容C1在开机时对推挽用开关三极管TR1和TR2的基极、发射极产生冲击。在电路的供电电源上电时，由于电容C1两端电压不能突变，图5电路实现了软启动功能。

6、中国申请号201110247645.1示出的带保护功能的井森电路变换器。以及中国申请号201110200894.5、201210056583.0中提及的使用恒流源作为启动电路的井森电路变换器。

上述图3中，负载R_L可以是全波整流电路，这样图3电路就是一个完整的变换器。图4和图5都没有绘制负载电路，同样，若接上全波整流电路就是一个完整的变换器。

其中，图1、图2中的变压器T₂、图3、图4、图5中的变压器B1，它们是磁饱和变压器，体积小，又叫驱动变压器，其特征是：不向变换器的负载传输电能，其副边绕组连接两个推挽开关管的基极，为了方便，这里称为：驱动变压器第一副边绕组。上述的井森电路其工作原理在上述的《开关电源的原理与设计》第68页、《电源变换技术》第70页至72页有描述，都是采用磁滞回线接近方形(矩形)的磁心，即该磁心的磁导率很高，一般业界把磁导率在5000-7000以上的称为高磁导率磁材，认为其磁滞回线接近方形，那么磁导率5000以下的称为低磁导率磁材。

其中，图1中电阻R_b，图2中电阻R_m、图3中的电阻R_f、图4、图5中的电阻R_b，都是反馈电阻，以及中国申请号201110247645.1中的“两端子网络”,它们都是激磁器件，对磁饱和变压器激磁，为了方便，这里统称为“两端子网络”，磁饱和变压器中与两端子网络相连接的绕组，称为原边绕组。

井森电路的输出整流电路一般采用如图6所示的全波整流电路。在输出电压较低时，如12V以下，输出整流二极管的正向压降引起的效率损失就比较明显。输出电压越低，使用二级管整流时电源效率就越低。如输出3.3V的电压，使用正向压降为0.4V的肖特基整流管，那么，变压器感应电压应为(3.3+0.4)V＝3.7V，那么，电源的效率永远低于3.3/3.7＝89.1％。井森电路实现自驱式同步整流目前仍不可行，存在倒灌。

众所周知，现有技术的井森电路无法让其开关管实现软开关，即图1、图2中的三极管T_r1和T_r2、图3中的两个三极管BG₁和BG₂、图4、图5中的三极管TR1和TR2，由于电路的对称性，同一电路中，它们是可以互换的、等效的。它们都是井森电路中的开关管，都是工作在硬开关模式，正常工作时，当三极管TR1饱和导通后，其集电极电压为0V，由于存在饱和压降，一般为0.3V至0.05V之间，接近0V，原理讲解为了方便，描述成0V。三极管TR2这时截止，其集电极电压为电源电压的两倍，这是由于三极管TR2的集电极所连接的绕组NP2感应电压和电源电压叠加所引起。

当转为三极管TR2开始导通时，三极管TR2的集电极电流上升，其集电极电压同时下降，电压、电流波形有交叠，因而开关损耗大，高频化虽可以缩小体积重量，但开关损耗却更大了，MOS管用于井森电路中，频率略高更为严重。无法工作在软开关模式，即开关电压、电流波形不交叠的开关模式。

综上，现有技术的井森电路存在以下缺点：

1、效率较低，这是因为：无法实现软开关技术,无法用简单电路实现自驱式同步整流；

2、工作频率升高后，效率下降。

3、使用同步整流控制IC做成外驱形式，用于井森电路是可行的。但是失去了井森电路简单的特点，由于电路复杂，可靠性也大幅降低。

发明内容

有鉴于此，本发明要解决现有井森电路所存在的不足，提供一种实现同步整流的井森电路与方法，采用自驱式同步整流，具有效率高，电路简单，保持了井森电路结构简单的优点，可靠性高，且当工作频率升高后，电路仍可正常工作，保持高效率。

本发明的目的是通过以下技术措施实现的：

一种实现同步整流的井森电路，其特征在于：

包括井森电路，井森电路包括功率变换用的第一三极管、第二三极管、主变压器、驱动变压器，两端子网络，及用于输出整流的全波整流电路，全波整流电路连接在井森电路中主变压器的带有中心抽头的副边绕组上，全波整流电路包括第一N型场效应管、第二N型场效应管、输出滤波电容；主变压器的副边绕组包括三个端子，首端、中心抽头、尾端；驱动变压器增加一个带有中心抽头副边绕组，定义为：驱动变压器第二副边绕组，包括三个端子，首端、中心抽头、尾端；其连接关系为：第一N型场效应管、第二N型场效应管的漏极分别连接主变压器的副边绕组的首端、尾端；第一N型场效应管的源极、第二N型场效应管的源极相连接，连接点还连接输出滤波电容的一端，并形成井森电路的输出地；主变压器的副边绕组的中心抽头连接输出滤波电容的另一端，并形成井森电路的输出正端；驱动变压器第二副边绕组的首端连接第一N型场效应管的栅极，驱动变压器第二副边绕组的尾端连接第二N型场效应管的栅极。

上述的井森电路的同步整流驱动电路，实现同步整流的方法，其特征在于：

优化驱动变压器的磁材、原边匝数，优化两端子网络的阻抗，让驱动变压器的原边绕组两端的交流工作电压由现有的方波变为正弦波或近似正弦波；

结合第一N型场效应管、第二N型场效应管的开启电压，调整驱动变压器第一副边绕组和驱动变压器第二副边绕组之间的匝比，使得第一N型场效应管或第二N型场效应管的导通时间小于第一开关管或第二开关管的饱和导通时间，并确保第一N型场效应管或第二N型场效应管由导通变为截止时，第一三极管或第二三极管还工作在饱和导通状态下，或同步由饱和导通变为截止。

上述的实现同步整流的方法，优化驱动变压器的磁材、原边匝数，优化两端子网络的阻抗，其特征是：

驱动变压器使用低磁导率磁材,两端子网络的阻抗加大，调整驱动变压器原边绕组的匝数，使得驱动变压器的原边绕组两端的交流工作电压的峰-峰值大于井森电路的工作电压的四倍。

优选地，驱动变压器原边绕组两端的交流工作电压的峰-峰值大于井森电路的工作电压的4√2倍。

优选地，驱动变压器原边绕组两端并联一只谐振电容。

优选地，两端子网络中包括反馈电容时，反馈电容的容量减小。

工作原理：

在描述本发明工作原理时，要和现有技术的对比分析才能更好地理解本发明的原理，故先分析现有技术的工作原理：略去启动过程，当电路进入正常工作时，假设第一三极管饱和导通，那么它的集电极电压为0V，而第二三极管的集电极为两倍的电源电压，那么相当于两倍的电源电压通过两端子网络加到磁饱和变压器的原边绕组上，两端子网络和磁饱和变压器的原边绕组串联，为了方便，这里称为激磁网络。

由于现有技术中，磁饱和变压器使用了高磁导率磁材，随着电感中电流的上升，较小的激磁电流就引发磁饱和变压器出现磁饱和，引发电路的翻转，第一三极管从饱和导通变为截止，而第二三极管由截止变为饱和导通。即现有技术的井森电路的输出波形为方波，其占空比接近理想的0.5:0.5；即第一三极管和第二三极管的工作时间各占周期的一半。正因为如此，无论同步整流的驱动绕组绕在驱动变压器上，还是主变压器上，都克服不了同步整流MOS管由于延时关断而产生的电流倒灌。

即出现磁饱和时，现有技术中井森电路中的推挽状态发生改变，电路翻转，在翻转的瞬间，对磁饱和变压器激磁的电流应达到最大，以两端子网络为常见的电阻为例，对应地，这时反馈电阻的端电压达到最大，即加到磁饱和变压器的原边绕组上的电压为：

两倍电源电压-反馈电阻的端电压

即磁饱和变压器的原边绕组上的电压小于两倍电源电压；电路翻转后，第一三极管截止，那么它的集电极电压为两倍的电源电压，而第二三极管的集电极因为饱和导通，其两端电压成为0V,即加到激磁网络两端的电压反相，其激磁电流下降，第二三极管饱和导通时间达实际导通时间(井森电路工作周期的一半)一半时，激磁网络中的激磁电流下降到零，这时反馈电阻的端电压达到0V，即加到磁饱和变压器的原边绕组上的电压为反相的两倍电源电压，接着激磁网络中的激磁电流下降到负值，即反向激磁，直至反向磁饱和，引起电路的翻转。

通过上述分析可以看到，在工作过程中，磁饱和变压器的原边绕组上的最高工作电压为两倍电源电压，一个完整的周期中，磁饱和变压器的原边绕组上的电压出现一次正的两倍电源电压，一次负的两倍电源电压，即饱和变压器原边绕组两端的交流工作电压的峰-峰值为井森电路的工作电压的四倍。

本发明的原理：

本发明采用现有井森电路的电路拓扑，驱动变压器使用低磁导率磁材,两端子网络的阻抗加大，调整驱动变压器原边绕组的匝数。驱动变压器使用低磁导率磁材，这样使得驱动变压器不容易出现磁饱和；两端子网络的阻抗加大，降低激磁电流，若两端子网络包括电容时，电容的容量减小，这样其等效阻抗才能变大；调整驱动变压器原边绕组的匝数，一般情况下，驱动变压器使用低磁导率磁材后，原边绕组的匝数要增加，由于低磁导率磁材在100KHz以上频率还有较好的磁导率，甚至好过高磁导率磁材在100KHz以上频率上的表现，所以，使用低磁导率磁材后，当本发明的井森电路的工作频率升高后，驱动变压器原边绕组的匝数可能不变，甚至降低。

这样做的目的，是让激磁网络中不再出现磁饱和，驱动变压器中不再出现磁饱和，为了方便分析，该变压器没有沿用原来的名字“磁饱和变压器”，改为“驱动变压器”。由于驱动变压器的原边绕组的匝与匝之间存在分布电容C_D1，两端子网络的阻抗加大后，由于不再出现磁饱和，该驱动变压器的原边绕组的电感L和分布电容C_D1会出现LC并联振荡。若匝数不够多，分布电容不够大，可以人为在驱动变压器的原边绕组上并联一只谐振电容。

那么，激磁网络的电路结构为，以两端子网络为反馈电阻为例，反馈电阻的一端连接第一三极管的集电极，反馈电阻的另一端连接LC并联网络的一个连接点，LC并联网络的另一个连接点连接第二三极管的集电极，注意：第一三极管和第二三极管本质上是等效的，可以互换，注意一下同名端即可。

由于LC并联网络的并联振荡，可以近似地认为，这个并联网络的端电压，在L无负载的情况下，近似为正弦波，当要驱动两个三极管推挽工作时，其正负半周的顶部会被压缩或削顶，压缩或削顶部份的时长就对应的三极管饱和导通的时长，那么，就会出现，正半周削顶后电压开始下降，至负半周削顶开始前，这一段时间，两个三极管都截止，现有技术中这个区间不存在，且存在两个三极管同时开通这一现象，导致效率下降；

根据上述的技术方案，结合第一N型场效应管、第二N型场效应管的开启电压，调整驱动变压器第一副边绕组和驱动变压器第二副边绕组之间的匝比，使得第一N型场效应管或第二N型场效应管的导通时间小于第一开关管或第二开关管的饱和导通时间，并确保第一N型场效应管或第二N型场效应管由导通变为截止时，第一三极管或第二三极管还工作在饱和导通状态下，或同步由饱和导通变为截止。这正是由于驱动变压器的工作波形是近似正弦波，说白了，就是把这个正弦波画在X、Y正交坐标轴上，那么，在正弦波上，标出触发第一三极管开始饱和导通的点，和触发第一三极管由饱和导通变为截止的点，这两个点连一条直线，它会与X轴平行，称为主功率开关管驱动线；用同样的方法做出一条同步整流驱动线，即上述技术方案，要保证同步整流驱动线离这个正弦波顶部近一点，相比较而言，主功率开关管驱动线要离X轴近一点，以正弦波的正半周为例，同步整流驱动线在主功率开关管驱动线的上面，众所周知，正弦波的正半周的相位角定义为180°，那么，主功率开关管饱和导通时间所对应的角度，记作主功率开关导通角；同步整流管饱和导通时间所对应的角度，记作同步整流导通角；那么同步整流导通角一定小于主功率开关导通角。

这样就可以实现同步整流的MOS管不会提前开通，不会滞后关断。

这里需要注意的是，驱动变压器第二副边绕组输出的电压是用来驱动同步整流的MOS管，是电压型驱动，其输出电压与驱动变压器第二副边绕组的匝数直接成正比；驱动变压器第一副边绕组是驱动功率变换用的第一三极管、第二三极管，其本质是电流型驱动，与绕组匝数无关，那怕只保留二匝并带中心抽头，一匝的感应电压为0.1V，低于三极管的基极至发射极导通电压，电路都能良好地工作，这就给调整主功率开关管驱动线的高度留下了极大的方便，其原理简述如下：

驱动电压低于三极管的基极至发射极导通电压(一般为0.6V至0.7V左右)，电路仍能正常工作，这部份的原理较复杂，也是发明人首先建立起来的理论，这部份的工作原理，可以参见中国授权专利201210174076.7的《一种自激推挽式变换器的短路保护方法》授权文件第0029段至0035段，同时参考授权文件的图3-1至图3-7，在图3-7中，53所指的N_B1的上端若感应出负压，54所指的N_B2下端就是正电压，这两者之间的电压差，那怕只有0.2V，显然，D_TR1会导通，而D_TR2会截止，其驱动更多的是一种高速电子开关，而不是真正的直接驱动。

正因为如此，就可以调整驱动变压器第一副边绕组和驱动变压器第二副边绕组之间的匝比，来确保同步整流导通角一定小于主功率开关导通角；

实现软开关的工作原理：

前文提到过，两个功率变换用三极管都截止，现有技术中这个区间不存在，这个区间是本发明实现软开关的重要工作区间：

由于主功率变压器的输出负载为全波同步整流电路，两个同步整流管都截止时，副边绕组没有电流流动，相当于空载，那么，主功率变压器的两个原边绕组完全呈现纯电感状态，LC并联网络中的正弦波非削顶部份，通过反馈电阻向主功率变压器的两个原边绕组激磁，电路形成一种平衡，即原来集电极为二倍电源电压的三极管，其集电极电压受制于LC并联网络中的正弦波的电压，而同步下降，下降至0V时，这时该三极管刚好同步获得基极电流而开始饱和导通。

即，在LC并联网络中的正弦波非削顶部份的工作曲线，电路是工作在LCRL谐振状态，两个电感、一个电容、一个电阻，即LC并联网络中的驱动变压器原边绕组电感L，原边绕组的分布电容C，反馈电阻,主功率变压器的两个原边绕组是串联的，可以看成一个电感，由于主功率变压器的两个原边绕组的分布电容较小，对工作原理的影响小，这里不作阐述。

以第一三极管为例，第一三极管在开始饱和导通时，这时对应的同步整流MOS管没有导通，那么，第一三极管对主变压器对应的绕组激磁，注意：为了分析方便，这里把主变压器按开关电源领域的公知技术，等效为一个理想变压器和一个激磁电感L_m1并联，那么，理想变压器的输出为空载，从而不消耗电流，第一三极管的集电极电流均为对激磁电感L_m1的激磁电流，这个电流随着时间推移而增大，但是变换器在设计时，这个电流的最大值也很小，这样变换器的效率才高；

第一三极管处于饱和导通，主变压器副边绕组已有输出电压，略高于负载两端电压，同步整流MOS管的端电压很低，接近0V。这时对应的同步整流MOS管开始导通，由于其端电压接近0V，所以它也是零电压开通。理想变压器通过对应的同步整流MOS管向变换器的滤波电容及负载供电。这时，第一三极管的集电极电流包括两部份：一是对激磁电感L_m1的激磁电流，二是理想变压器对负载供电的反射电流；

第一三极管处于饱和导通，对应的同步整流MOS管从饱和导通转为截止，由于其端电压接近0V，所以它也是零电压关断。理想变压器因为无负载而没有工作电流，即第一三极管的集电极电流只包括：对激磁电感L_m1的激磁电流，这时这个电流已随时间推移而增长；

第一三极管饱和导通转为截止，截止前，第一三极管的集电极电流达到最大，因为对激磁电感L_m1的激磁电流达到最大，前面提过，变换器在设计时，这个激磁电流的最大值也很小，这样变换器的效率才高，第一三极管在快要截止时，其集电极电流只有激磁电流，相对于理想变压器对负载供电的反射电流，要小很多，即第一三极管在截止时，其工作电流很小，实现了，第一三极管在导通时，其集电极电压为0V，而在关断时，集电极电流很小，实现了零电压开通，接近零电流关断；

同步整流管也是零电压开通，零电压关断。

第二三极管的工作过程是等效的，不再赘述。

这部份的工作原理，会在实施例中，用图示的方法再次说明。

从上述工作原理可以看出，本发明不仅实现了井森电路的无倒灌电流的同步整流，而且实现了同步整流管也是零电压开通，零电压关断，实现了井森电路的功率变换用的第一三极管、第二三极管零电压开通，接近零电流关断。所以本发明井森电路的同步整流方法与电路的有益效果为：

(1)效率较高，因为实现了井森电路的两个推挽三极管在零电压开通，接近零电流关断，实现了同步整流管也是零电压开通，零电压关断；

(2)由于实现了上述(1)，工作频率升高后，效率基本不变；

(3)电路仍然很简单，保留了井森电路的简单、高可靠性优点；

(4)由于实现了(1)，电磁兼容性得到提升，特别是传导骚扰度与辐射骚扰度得到大幅降低。

附图说明

图1为《开关电源的原理与设计》第69页图3-11的引用；

图2为《开关电源的原理与设计》第70页图3-12(b)的引用；

图3为《电源变换技术》第71页图2-40的引用；

图4为现有技术的在工业领域中常用的Jensen电路的电路原理图；

图5为现有技术的在工业领域中另一种常用的Jensen电路的电路原理图；

图6为公知的全波整流电路；

图7为现有井森电路变换器的主变压器副边绕组两端的电压波形；

图8为本发明实施例一井森电路的同步整流驱动电路原理图；

图9为本发明第一实施例驱动变压器原边两端、主变压器副边绕组两端的电压波形；

图10为本发明第一实施例的井森电路中三极管的集电极电压波形示意图；

图11为本发明工作原理中，一只三极管饱和导通时等效原理图；

图12为本发明工作原理中，两只三极管都不导通时等效原理图；

图13为本发明驱动变压器原边电压、主功率开关管、同步整流管的驱动电压示意图；

图14为本发明第二实施例井森电路的同步整流驱动电路原理图；

图15为本发明第三实施例井森电路的同步整流驱动电路原理图；

具体实施方式

为了便于理解本发明的技术方案，这里，先对发明中涉及的名词进行注解：

中心抽头：为变压器两个相同匝数绕组，异名端串联形成的连接点。通常可以采用双线并绕，其中一个首、尾端相连后形成中心抽头。在特殊应用中，异名端串联的两个绕组的匝数可以不同。

磁饱和变压器：井森电路中，用于直接控制推挽三极管状态的转换，实现自振荡频率和驱动功能；其原边绕组一端与推挽三极管的集电极相连，另一端通过反馈电阻与另一只推挽三极管的集电极相连；其副边绕组两端分别连接推挽三极管的基极、其副边第一绕组中心抽头接地或接辅助启动电路。如图1、图2中的变压器T₂，图3、图4、图5中的变压器B₁均为磁饱和变压器。在本发明的技术方案中，由于不再出现磁饱和了，称为：驱动变压器。

主变压器：用于向负载传输能量的线性变压器，将电压变换为所需要的数值，工作在不饱和状态，其原边中心抽头连接于供电电源，其原边另两个端子分别与推挽三极管的两个集电极相连，副边绕组接一路或多路全波整流电路。如图1、图2中的变压器T₁，图3、图4、图5中的变压器B₂均为主变压器。

反馈电阻：井森电路中，和磁饱和变压器原边串联的电阻，串联后形成的两端，分别与推挽三极管的两个集电极相连。如图1中的电阻R_b、图2中的电阻R_m、图3中的电阻R_f、图4中的电阻Rb、图5中的电阻Rb均为反馈电阻。

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明。

第一实施例

请参阅图5。先展示一下现有技术的电路参数和实测性能，图5的井森电路被设计成输入48V，输出12V/1A的变换器：电阻R1为33K，电阻Rb为16K，电容C1为0.047uF/16V，开关管的参数：三极管TR1和TR2都为FZT853，耐压只有100V，实测为130V以上，用于电路中，测试用问题不大。电容C为10uF/63V的电解电容，输出采用图6的全波整流电路，二极管D1和D2都采用2A/40V的肖特基二极管，输出滤波电容C2采用10uF/25V的钽电容；其中，磁饱和变压器B1采用天通公司的TS7材质的环形磁芯，初始磁导率为7500，外径5.05mm，内径2.3mm，厚度为1.6mm，原边绕组为49匝，副边为4匝，带中心抽头，即三极管TR1和TR2的基极之间为4匝，每个基极各有2匝驱动；主变压器B2采用越峰公司的P51材质的环形磁芯,初始磁导率为1500，外径12mm，内径6mm，厚度为4mm，原边绕组N_P1和N_P2都为AWG36号线，均为62匝，副边绕组N_S1和N_S2均采用0.35mm的漆包线，均为16匝。

电路焊好后，若不能正常工作，可以把B1原边绕组两端对调一下，通电测试其性能：

磁饱和变压器B1原边绕组两端的交流工作电压的峰-峰值为：191.6V；

输出空载静态功耗：0.63W；

满载变换效率：88.7％；

工作频率：133.5KHz。

图7示出了N_S1两端的实测电压波形，可见输出电压中，存在过冲的电压尖峰，输出为近似的方波，即三极管TR1和TR2的占空比相等，都为0.492，理想值为0.5。

本发明的第一实施例在上述基础上实施：由于加入了同步整流，原理图参见图8，驱动变压器B1使用低磁导率磁材,磁导率由7500降为3000，选用了越峰公司的P47材质的环形磁芯，外径5.05mm，内径2.3mm，厚度为1.6mm；两端子网络的阻抗加大，即图8中电阻Rb由16K升为27K；电阻R1为33K，电容C1为0.047uF/16V，开关管的参数：三极管TR1和TR2都为FZT853；电容C为10uF/63V的电解电容，输出采用同步整流式全波整流电路，全波整流电路包括第一N型场效应管Q1、第二N型场效应管Q2、输出滤波电容C2；Q1和Q2都是IRF7855PBF，耐压60V，电流为12A的N型场效应管，即N沟道场效应管；输出滤波电容C2采用10uF/25V的钽电容；其中，驱动变压器B1原边绕组N_m从49匝升为90匝，第一副边绕组N₁₁和N₁₂共为4匝，带中心抽头，即三极管TR1和TR2的基极之间为4匝，每个基极各有2匝驱动，N₁₁为2匝，N₁₂为2匝，第二副边绕组N₂₁和N₂₂共为14匝，带中心抽头，N₂₁和N₂₂各为7匝；主变压器B2采用越峰公司的P51材质的环形磁芯,初始磁导率为1500，外径12mm，内径6mm，厚度为4mm，原边绕组N_P1和N_P2都为AWG36号线，均为63匝，副边绕组N_S1和N_S2均采用0.35mm的漆包线，均为16匝。

其连接关系为：第一N型场效应管Q1的漏极D、第二N型场效应管Q2的漏极D分别连接主变压器B2的副边绕组的首端、尾端，主变压器B2的副边绕组的首端在图8中为N_S1的上端，图中标为同名端标志的黑点，主变压器B2的副边绕组的尾端在图8中为N_S2的下端，第一N型场效应管Q1的源极S与第二N型场效应管Q2的源极S连接，连接点还连接输出滤波电容C2的一端，并形成井森电路的输出地Vo-，即N₂₃的下端、N₂₄的上端；主变压器的副边绕组的中心抽头连接输出滤波电容C2的另一端，并形成井森电路的输出正端Vo+；驱动变压器B1第二副边绕组的首端连接第一N型场效应管Q1的栅极，B1第二副边绕组的首端为N₂₃的上端，图中标为同名端标志的黑点，驱动变压器B1第二副边绕组的尾端连接第二N型场效应管Q2的栅极，B1第二副边绕组的尾端在图8中为N₂₄的下端。

上述参数是精心调试出来的，具有代表性。

电路焊好后，通电测试其性能：

驱动变压器原边绕组两端的交流工作电压的峰-峰值为：200.9V；

输出空载静态功耗：0.22W；

满载变换效率：93.4％；

工作频率：594.7KHz。

驱动变压器B1的原边绕组两端的交流工作电压实测，参见图9中CH2通道波形，图9中有两条曲线，下边的即为CH2波形，可见其峰峰值已达200.9V。而现有技术中，饱和变压器原边绕组两端的交流工作电压的峰-峰值为井森电路的工作电压的四倍，应为48V×4＝192V，由于三极管存在饱和压降，一般达不到这个值，如上述现有技术的实测为191.6V；而本发明第一实施例，实测为200.9V，从图9的CH2波形上看，已较接近正弦波。

工作频率上升到594.7KHz，但效率却同时提升到93.4％，上升了4.7％。频率提升，本来效率应下降，但由于实现了同步整流，以及软开关的工作方式，效率大幅上升。

图9中CH1为主变压器B2的副边绕组N_S1的端电压，和单独测试三极管TR1的集电极电压的形状相同，这里详细结合图形，再次说明本发明的工作原理：

图10示出了三极管TR1的集电极电压的形状，并标上了字母，以便说明原理：

如上所述，本发明第一实施例驱动变压器B1使用低磁导率磁材,磁导率由7500降为3000，选用了越峰公司的P47材质的环形磁芯，电阻Rb由16K升为27K；调整驱动变压器原边绕组的匝数，这里从49匝升为90匝；驱动变压器B1增设了第二副边绕组，驱动同步整流管，同时设置了同步整流电路，其它参数没有变。

这样做的目的，是让激磁网络中不再出现磁饱和，驱动变压器B1中不再出现磁饱和，参见图9中CH2波形，由于驱动变压器B1的原边绕组N_m的匝与匝之间存在分布电容C_M，两端子网络的阻抗加大后，由于不再出现磁饱和，该驱动变压器的原边绕组的电感L和分布电容C_M会出LC并联振荡。

由于LC并联网络的并联振荡，可以近似地认为，这个并联网络的端电压，在驱动变压器B1的原边绕组电感L无负载的情况下，近似为正弦波，与L的Q值有关，Q值越高，正弦波的失真度越低，越接近理想的正弦波，Q值为品质因数。当要驱动两个三极管推挽工作时，其正负半周的顶部会被压缩或削顶，压缩或削顶部份的时长就对应的三极管饱和导通的时长，注意的是，正弦波开始出现压缩时，三极管已开始导通。

那么，就会出现，正半周压缩或削顶结束后，电压波形开始下降，至负半周压缩或削顶开始前，这一段时间，两个三极管都截止，见图10，以TR1的集电极为例，其实TR2的工作波形同TR1，但相位相反，画出来却是一样的。这个都截止的时间对应于图10中的o至a这个时间段，简称为oa段，在o点之前的水平段，三极管TR1处于饱和导通状态，所以其集电极的电压为0V，此时主变压器B2原边绕组N_P1的两端电压为电源电压Vin，这里记作电源电压U，那么主变压器B2工作在正激状态，主变压器B2原边绕组N_P2的两端电压为感应出来的电压，等于电源电压U，即完全截止的TR2的集电极电压为2U，图11示出了这种状态，图11中，直接短路了TR1的集电极与发射极，而TR2处于截止状态，图11中直接画成开路，两端子网络Rb和驱动变压器B1的原边绕组串联形成的激磁网络的端电压，为上零下正，下端的电压为2U，这个电压会对激磁网络动态激磁；

三极管TR1开始截止时，图9中o向a移动，这时，电路的状态变为图12的状态，主变压器B2的副边由于两只三极管都截止，其整流二极管都不导通，即变压器B2的副边相当于开路，此刻，由于驱动变压器B1内的正弦振荡，其电能量通过电阻Rb向主变压器B2的原边绕组N_P1和N_P2激磁，激磁产生的动态电压变化为：三极管TR1的集电极电压从0V上升，而三极管TR2的集电极电压从2U开始下降；如图12的箭头所示；

振荡回路具有自适应性，一定会寻找到最终的稳态工作点上，稳定地振荡着，当两个三极管都截止时，图8中流过电阻R1的电流向电容C1充电，C1的端电压上升，当驱动变压器B1中的正弦振荡足以让TR2开通时，C1的端电压会通过三极管TR2的基极回路放电，而电压下降，三极管TR2导通时，一定是落在其集电极电压已经接近0V的时间点，这里不再详细描述其自适应的过程：若其电压为U的几分之一，那么电路将会如何如何，影响了对激磁网络的动态激磁，下一个周期如何如何，最后稳定在什么什么上……篇幅过长，涉及各回路的相位与延时量，非本发明技术方案的重点，这里不再详细叙述；

当三极管TR2饱和导通时，三极管TR1的集电极电压为2U，形成图10中的ab段；

然后，当驱动变压器B1中的正弦振荡不足以让TR2导通时，这时两只三极管都不导通，形成图10中bc段；同样由于主功率变压器B2的输出负载为同步式全波整流电流，两个三极管都截止时，副边绕组没有电流流动，因为图8中的同步整流MOS管Q1和Q2都不导通，相当于空载，那么，主功率变压器B2的两个原边绕组N_P1和N_P2完全呈现纯电感状态，LC并联网络中的正弦波非削顶部份，通过反馈电阻向主功率变压器的两个原边绕组激磁，电路形成一种平衡，即原来集电极为二倍电源电压的三极管TR1，其集电极电压受制于LC并联网络中的正弦波的电压，而同步下降，下降至0V时，这时该三极管刚好同步获得基极电流而开始饱和导通；

即三极管TR1再一次导通，从图10中c点开始；周而复始；

即，在LC并联网络中的正弦波的非压缩或非削顶部份的工作曲线，电路是工作在LCRL谐振状态，见图12，两个电感、一个电容、一个电阻，即LC并联网络中的一个原边绕组电感L，图12中驱动变压器B1的原边电感；驱动变压器B1原边绕组的分布电容C_M；反馈电阻Rb,主变压器B2的两个原边绕组N_P1和N_P2是串联的，可以看成另一个电感L，由于主变压器B2的两个原边绕组的分布电容较小，对工作原理的影响小，这里不作阐述；

在LC并联网络中的正弦波的压缩或削顶部份的工作曲线，这时，主变压器B2的两个原边绕组N_P1和N_P2是串联的，其两端的电压为2U，等效于恒压源；这时LC并联网络中，要向驱动变压器B1的副边供电，提供驱动电能，这部份的工作原理，可以参见中国授权专利201210174076.7的《一种自激推挽式变换器的短路保护方法》授权文件第0029段至0035段，同时参考图3-1至3-7；即，其驱动更多的是一种电子开关，并没有真正的驱动，驱动变压器B1的副边整流出一个负压源，而图8中启动电阻R1是向这个负压源提供一个负载而已。

那么，很显然，若井森电路的驱动变压器仍工作在现有技术的磁饱和方式下，正如发明内容中所述，现有技术的磁饱和变压器的原边绕组上的电压最大值出现在：激磁网络中的激磁电流下降到零，这时反馈电阻的端电压达到0V。这时，磁饱和变压器的原边绕组上的电压为两倍电源电压或反相的两倍电源电压；磁饱和变压器的原边绕组上的电压在一个周期中，分别是两倍电源电压和反相的两倍电源电压，即其峰峰值为四倍电源电压。

而本发明的驱动变压器B1是工作在LC并联网络的谐振工作方式下，其峰峰值一定大于四倍电源电压；第一实施例工作电压为48V，其4倍为192V，实测驱动变压器B1的原边绕组两端的交流工作电压的峰-峰值为200.9V，仅仅为“略大于”，但是已经实现了三极管在其端电压为0V时开通，实现了软开关的工作方式。

由于是谐振工作方式，若电路调试不当，同样在正弦波的顶部，会出现磁饱和，但这时是其中一只三极管饱和导通，驱动变压器B1原本要对副边泄放电能，故对电路的工作状态没有影响，不会触发电路的推挽工作的翻转。

这正是由于驱动变压器B1的工作波形是近似正弦波，如图9中CH2所示，说白了，就是把这个正弦波画在X、Y正交坐标轴上，如图13所示，那么，在正弦波上，标出触发第一三极管TR1开始饱和导通的点，和触发第一三极管TR1由饱和导通变为截止的点，这两个点连一条直线MN，它会与X轴平行，称为主功率开关管驱动线，图13中MN即是；用同样的方法做出一条同步整流驱动线PQ，要保证同步整流驱动线PQ离这个正弦波顶部近一点，相比较而言，主功率开关管驱动线MN要离X轴近一点，以正弦波的正半周为例，同步整流驱动线在主功率开关管驱动线的上面，众所周知，正弦波的正半周的相位角定义为180°，那么，主功率开关管TR1饱和导通时间t1所对应的角度，记作主功率开关导通角，其投影参见图13中间X、Y坐标的图形；同步整流管饱和导通时间t2所对应的角度，记作同步整流导通角，其投影参见图13中最下边的X、Y坐标的图形；那么同步整流导通角一定小于主功率开关导通角，同步整流管饱和导通时间t2一定小于主功率开关管TR1饱和导通时间t1，同样，负半周工作原理相同。

图中,U_TR1为驱动变压器第一副边绕组N₁₁的输出波形，U_Q1为驱动变压器第一副边绕组N₂₃的输出波形，图中只画出能完成驱动的那部份，其它部份对工作原理没有影响，图13中没有绘出。

这样就可以实现同步整流的MOS管Q1和Q2都不会提前开通，不会滞后关断。从上述的工作原理可以看出，要想实现本发明的目的，驱动变压器B1的原边绕组两端的交流工作电压由现有的方波变为正弦波或近似正弦波，才能实现零电压开启，实现同步整流不会提前开通，不会滞后关断。

综上，从第一实施例示出的电路与方法可知，本发明无论从理论上，还是实测数据上，都实现了发明目的。

第一实施例中，图8的驱动变压器B1原边绕组两端的峰峰电压仅仅为略大于，这也导致图9示出的波形不够漂亮，显然，可以增加驱动变压器B1原边绕组的Q值来提升实施效果，实施例二就是这样的。

第二实施例

请参阅图14，与图8不同的，是电容C1与R1并联了，中国授授权专利201210174076.7的第0029段至0035段，论述了这种方式只影响启动，不影响正常工作。图14的井森电路被设计成输入24V，输出5V/0.2A的变换器：

电阻R1为27K，电阻Rb为18K，电容C1为0.1uF/10V，开关管的参数：三极管TR1和TR2都为FMMT493，耐压只有150V，电流为1A。输出滤波电容C2采用2.2uF/10V的贴片电容；输出采用同步整流式全波整流电路，全波整流电路包括第一N型场效应管Q1、第二N型场效应管Q2；Q1和Q2都是XP151A13AOMR，耐压20V，电流为1A的N型场效应管，即N沟道场效应管；输出滤波电容C2采用2.2uF/10V的贴片电容；其中，驱动变压器B1，选用了越峰公司的P46材质的环形磁芯，初始磁导率为3300,外径5.05mm，内径2.3mm，厚度为1.6mm；原边绕组为54匝，第一副边N₁₁和N₁₂各为1匝，第二副边绕组N₂₁和N₂₂共为10匝，带中心抽头，N₂₁和N₂₂各为5匝；主变压器B2采用了相同的磁材，原边绕组N_P1和N_P2都为AWG38号线，均为28匝，副边绕组N_S1和N_S2均采用AWG37的漆包线，均为6匝。

其连接关系为：第一N型场效应管Q1的漏极D和第二N型场效应管Q2的漏极D分别连接主变压器B2的副边绕组的首端、尾端，主变压器B2的副边绕组的首端在图14中为N_S1的上端，图中标为同名端标志的黑点，主变压器B2的副边绕组的尾端在图14中为N_S2的下端，第一N型场效应管Q1的源极S与第二N型场效应管Q2的源极S连接，连接点还连接输出滤波电容C2的一端，并形成井森电路的输出地Vo-；主变压器的副边绕组的中心抽头连接输出滤波电容C2的另一端，并形成井森电路的输出正端Vo+；驱动变压器B1第二副边绕组的首端连接第一N型场效应管Q1的栅极，B1第二副边绕组的首端为N₂₃的上端，图中标为同名端标志的黑点，驱动变压器B1第二副边绕组的尾端连接第二N型场效应管Q2的栅极，B1第二副边绕组的尾端在图14中为N₂₄的下端。

电路焊好后，通电测试其性能：

饱和变压器原边绕组两端的交流工作电压的峰-峰值为：137.4V；

输出空载静态功耗：0.11W；

满载变换效率：93.3％；

工作频率：329.3KHz。

可见，驱动变压器B1原边绕组两端的交流工作电压的峰-峰值大于井森电路的工作电压的4√2倍。工作电压为24V，其4倍为96V，众所周知，在电路中，√2(根号2，约为1.414)是一个神奇的数，如很多回路的Q值在0.707时，幅频特性最好，本发明也一样，若过大，本发明的井森电路变换器的占空比过小，效率反而有所下降，实测也是落在√2倍效果最好，所以，本实施例通过精心调试，最后落在137.4V上，即驱动变压器B1原边绕组两端的交流工作电压的峰-峰，是电源电压的5.725倍，4√2＝5.657，可以近似地认为相等，或略大于。

从实测的数据上看，由于是输出为5V，效率却做到93.3％，输出电压越低，输出整流管的压降损失越大，效率不容易做得高，而第二实施例可以高过93.3％，其工作原理同第一实施例或发明内容中所述，这里不再复述。

从第二实施例可知，本发明无论从理论上，还是实测数据上，都实现了发明目的。

第一实施例中，工作频率仍很高，达到594.7KHz，在驱动变压器原边绕组两端并联一只谐振电容，这就是第三实施例示出的方案。

第三实施例

请参阅图15，与图8不同的是，驱动变压器B1原边绕组两端并联一只谐振电容Cd，图15的井森电路被设计成输入48V，输出12V/1A的变换器，电容Cd为270pF的NPO电容，耐压为1000V；其它参数同本发明第一实施例，电路焊好后，通电测试其性能：

饱和变压器原边绕组两端的交流工作电压的峰-峰值为：272.1V；

输出空载静态功耗：0.24W；

满载变换效率：95.1％；

工作频率：274.9KHz。

在驱动变压器B1原边绕组两端并联一只谐振电容Cd后，第三实施例示出的方案，其工作频率降为274.9KHz，是原来的46％左右，由于工作频率降低，变换器的工作效率也有所提升，从93.4％上升至95.1％，上升了1.7个点。

其工作原理仍同第一实施例或发明内容中所述，这里不再赘述。只是主动并联一只电容Cd，这样的好处是，减小了对驱动变压器的绕制工艺依赖，分布电容毕竟不太稳定，在低温-40℃、常温25℃、高温85℃下工作频率有超过10％的飘移，而第三实施例的，主动并联一只电容Cd后，实测工作频率飘移在3％以内，稳定了工作点。

另外，很多通讯产品中，其接收机的第一中频为330KHz至504KHz，这时也需要主动将井森电路变换器的工作频率下移，那么这时，就需要用第三实施例的方案，以避免干扰。

从第三实施例的所述可知，本发明无论从理论上，还是实测数据上，都实现了发明目的。

上述的第一、第二、第三实施例都有一个通病，即没有输出短路保护功能，事实上，发明人在ZL 201110247645.1这份专利中，提出了短路保护方法，同样，本发明也适用于这个方法，这是第四实施例示出的方案。

第四实施例

第四实施例以图8为基础，由于本申请图形较多，这里不再画出原理图，两端子网络中包括反馈电容Cb，电容Cb并联在电阻Rb的两端，Cb的加入，让图8的电路具有了短路保护功能，这部份的工作原理参见ZL 201110247645.1这份专利中，根据上述的工作原理，显然，电容Cb的容量要适当减小，这样才能确保激磁网络中不再出现磁饱和，驱动变压器中不再出现磁饱和。

其它参数同本发明第一实施例，电容Cb为4.7pF的贴片电容，实测在输出短路时，工作频率上升至3.6MHz，48V的工作电流上升至51mA，即本发明第四实施例的总发热量为2.45W，持续工作24小时，短路被人为撤消后，本发明第四实施例自动恢复正常工作。

在第四实施例的井森电路变换器正常工作时，由于电容Cb的容量已适当减小，确保激磁网络中不再出现磁饱和，驱动变压器中不再出现磁饱和，而是处于正弦谐振工作方式，其工作原理同第一实施例或发明内容中所述，这里不再复述。

而当输出出现短路时，其工作原理同ZL 201110247645.1这份专利中的原理。

显然，第四实施例可以实现发明目的。

其它实施电路：相应地，使用上述方法的四种井森电路的同步整流方法与电路，其特征是：驱动变压器的原边绕组两端的交流工作电压的峰-峰值大于井森电路的工作电压的四倍。只要符合这一点，那么，激磁网络中不再出现磁饱和，驱动变压器中不再出现磁饱和，而是处于正弦谐振工作方式，就可以实现本发明的目的。

把驱动变压器第二副边绕组取消中心抽头，成为两个独立的绕组，分别驱动对应的同步整流的MOS管，而把同步整流的MOS管仍接在图6中二极管的位置，即同步整流的MOS管体内的寄生二极管和D21、D22同方向，同样可以实现发明目的。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，只要实现了驱动变压器的原边绕组两端的交流工作电压的峰-峰值大于井森电路的工作电压的四倍，那么这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims

1.一种实现同步整流的井森电路，其特征在于：包括井森电路，井森电路包括功率变换用的第一三极管、第二三极管、主变压器、驱动变压器，两端子网络，及用于输出整流的全波整流电路，全波整流电路连接在井森电路中主变压器的带有中心抽头的副边绕组上，全波整流电路包括第一N型场效应管、第二N型场效应管、输出滤波电容；主变压器的副边绕组包括三个端子，首端、中心抽头、尾端；驱动变压器增加一个带有中心抽头副边绕组，定义为：驱动变压器第二副边绕组，包括三个端子，首端、中心抽头、尾端；其连接关系为：第一N型场效应管的漏极、第二N型场效应管的漏极分别连接主变压器的副边绕组的首端、尾端；第一N型场效应管的源极、第二N型场效应管的源极相连接，连接点还连接输出滤波电容的一端，并形成井森电路的输出地；主变压器的副边绕组的中心抽头连接输出滤波电容的另一端，并形成井森电路的输出正端；驱动变压器第二副边绕组的首端连接第一N型场效应管的栅极，驱动变压器第二副边绕组的尾端连接第二N型场效应管的栅极。

2.根据权利要求1所述的一种井森电路的同步整流方法，其特征在于：

3.根据权利要求2所述的一种井森电路的同步整流方法，其特征在于：所述的优化驱动变压器的磁材、原边匝数、优化两端子网络的阻抗，是指驱动变压器使用低磁导率磁材,两端子网络的阻抗加大，调整驱动变压器原边绕组的匝数，使得驱动变压器的原边绕组两端的交流工作电压的峰-峰值大于井森电路的工作电压的四倍。

4.根据权利要求3所述的一种井森电路的同步整流方法，其特征在于：所述的驱动变压器原边绕组两端的交流工作电压的峰-峰值大于井森电路的工作电压的4√2倍。

5.根据权利要求1所述的一种实现同步整流的井森电路，其特征在于：所述的驱动变压器原边绕组两端并联一只谐振电容。