CN102638208A - 无传感器无刷电机的驱动设备 - Google Patents

无传感器无刷电机的驱动设备 Download PDF

Info

Publication number
CN102638208A
CN102638208A CN2012100286442A CN201210028644A CN102638208A CN 102638208 A CN102638208 A CN 102638208A CN 2012100286442 A CN2012100286442 A CN 2012100286442A CN 201210028644 A CN201210028644 A CN 201210028644A CN 102638208 A CN102638208 A CN 102638208A
Authority
CN
China
Prior art keywords
pwm frequency
frequency
speed
pwm
circuit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN2012100286442A
Other languages
English (en)
Inventor
音川昌也
济木浩一
永畑幸真
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Aisin Corp
Original Assignee
Aisin Seiki Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Aisin Seiki Co Ltd filed Critical Aisin Seiki Co Ltd
Publication of CN102638208A publication Critical patent/CN102638208A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P27/085—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation wherein the PWM mode is adapted on the running conditions of the motor, e.g. the switching frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/15—Controlling commutation time
    • H02P6/153—Controlling commutation time wherein the commutation is advanced from position signals phase in function of the speed
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
    • H02P6/182—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using back-emf in windings
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/28—Arrangements for controlling current

Abstract

无传感器无刷电机(9，90)的驱动设备(1，10，11)，包括：逆变器电路(2)，供应占空比(A)通过脉宽调制方法可变控制的电源电压(Vcc)；PWM产生器电路(5，50)，产生脉宽调制信号(SP)；位置检测电路(3，30)，运行在脉宽调制信号(SP)的预定相位并检测转子(100)的旋转位置；逆变器控制电路(4)，将基于脉宽调制信号(SP)所确定的上电控制信号(SC)传输到逆变器电路(2)。PWM产生器电路(5，50)响应于如下多个参数之一的增加和降低来提供正常PWM频率(fN)、低速PWM频率(fL)以及高速PWM频率(fH)中的脉宽调制频率的步进增加和降低，多个参数包括被指令的占空比(Ar)、被指令的电机旋转数量(Nr)、检测的占空比(Am)以及检测的电机旋转数量(Nm)。

Description

无传感器无刷电机的驱动设备
技术领域
本发明内容一般涉及一种无传感器无刷电机的驱动设备。
背景技术
作为一种直流无刷电机，公知无传感器型电机(为了降低成本的原因而未设置有检测转子的旋转位置的传感器)在实际中进行使用。公知无传感器无刷电机设置有位置检测电路，该位置检测电路用于通过检测在电机的定子的电枢绕组的一端处产生的感应电压，来检测转子相对于该转子的一对磁极的旋转位置。基于所检测的转子的旋转位置，电源控制装置确定供应电源电压给电枢绕组的上电时间带(energization time zone)。电源电路(其一般由逆变器电路所配置)根据所确定的上电时间带将电源电压供应至电枢绕组，从而对电枢绕组上电。具有三相电枢绕组的电机经常采用这样一种驱动方法，其中根据转子的旋转位置，以120度的电度角(electrical angle)的斜度依次按序对多个相位端上电。在这样的驱动方法中，上电时间带可超过120度的电度角并且可与多个相位交叠。另外在大多数情况下，电源电路被脉宽调制(或在下文中被缩写为PWM)生成的信号，即PWM生成电路生成的信号所控制，从而占空比可变以调节输出扭矩。
通过转子的一对磁极与处于非上电时间带中的电枢绕组之间的磁通互联，产生由上文所述的位置检测电路所检测的感应电压。由于所感应的感应电压的位置随着电枢绕组和转子的相对旋转位置而改变，从而将感应电压作为用于检测转子的旋转位置的指示。随着依次按序对上述相位端上电，在感应出感应电压处的相位按序改变。传统上采用三相组合型电路系统和三相独立型电路系统作为用于检测感应电压的电路系统。一般而言，在这两个电路系统中，通过比较器将感应电压与参考电压进行比较，并且在比较结果改变的时刻检测转子的参考旋转位置。将为电源电压值一半的中间电平值或以Y-型连接进行彼此连接的电枢绕组的中性点电压(neutral point voltage)作为参考电压。
在JPH11-32498A中公开了一个被应用到无传感器无刷电机的上述类型的驱动设备的实例。在JPH11-32498A中公开的无传感器无刷电机的驱动设备和控制方法通过整流器和倍压器对交流电源进行整流以获得直流电压，该直流电压通过被PWM斩波驱动的逆变器而被施加到具有开关的无刷电机。至少在启动时和低速运行时间期间，关断倍压器并且同时将PWM斩波变为预定的占空(duty)，从而通过延长PWM斩波的工作期间(on-duty period)在不使用倍压器的模式下，不会失败地检测转子的旋转位置。
在JPH8-23694A中公开了一个应用于使用直流电源的无刷电机的速度控制设备的示例。在JPH8-23694A中公开的速度控制装置(配备有用于改变调节电机速度的上电期间的长度的PWM控制装置和电机速度检测装置)通过响应于电机速度自动改变PWM频率来控制电机旋转，从而PWM频率自动并持续地根据电机速度而改变，以在低速到高速的宽范围内提供稳定的速度控制。
在无传感器无刷电机中，在转子的旋转速度被控制为低的情况下，PWM控制的占空比被控制为小，在端处感应电压被感应的持续时间变小以与工作期间一致。因此，从位置检测电路的比较器输出的比较结果还包括间歇波形。在位置检测电路中读出比较器的输出的时刻正常为脉宽调制信号的下降相位，即工作期间的完成时间。原因是，逆变器控制电路和逆变器电路包括传输延迟时间，因而上述时刻对读出输出中的变化是适当的，这种输出中的变化在延迟了传输延迟时间的工作周期期间于比较器处发生。在占空比于低速范围急速下降的情况下(即当工作期间变的比传输延迟时间短时)，旋转位置不再被检测。原因是，比较器处工作期间的整个持续时间被延迟并跟在脉宽调制信号的下降相位之后，而基本不存在于位置检测电路中读出比较器的输出的时间。
为了适应在低速下检测旋转位置的难度，如同在JPH11-32498A中公开的无传感器无刷电机的驱动设备所披露的，通过在低速时切换到倍压器模式来延长PWM斩波的占空的工作期间(on-period)是有效的。在JPH11-32498A中公开的设备基于具有交流电源来应用倍压器装置。结果是，在JPH11-32498A中使用的方法不适用于电池或其它直流电源所驱动的无传感器无刷电机。
在转子的旋转速度被控制为高的情况下，PWM控制的占空比被控制为大。结果是，由于比较器的输出的改变中断的时刻与比较器的输出被读出的时刻一致(being off)，从而不具有不能检测旋转位置的问题，然而产生了另一问题。在高速范围增加了相应于一个PWM频率周期的旋转角的量。在高速范围用位置检测方法(工作在PWM信号的预定相位处)使用常数PWM频率使得用于检测旋转位置的时刻被延迟，这导致检测位置具有增加的测量误差。在极端情况下，测量误差几乎为整个旋转角。在JPH11-32498A中公开的设备作为解决在高速范围增加的旋转位置检测误差的问题并没有效，这导致在高速范围时控制电机有困难。
在JPH8-23694A中公开的速度控制装置根据用电机速度检测装置自动并持续检测的电机速度来改变PWM频率，这对于在高速范围和低速范围两者中均存在的上述问题是有效的。具有电机速度检测装置意味着具有一种旋转位置检测传感器。提供自动并持续改变的PWM频率的电路的设计是复杂的。结果是，在JPH8-23694A中公开的速度控制装置必定具有高成本并且不适于提供低成本的无传感器无刷电机的驱动设备。
因而，存在对这样一种无传感器无刷电机的驱动设备的需求，其可控制成本增加，并在从低速到高速的宽范围内准确地检测电机的旋转位置以提供驱动电机的舒适控制，以及将驱动和控制范围增加到比传统电机更宽的范围。
发明内容
根据本发明的一个方案，一种无传感器无刷电机的驱动设备包括：逆变器电路，将电源电压供应到所述无传感器无刷电机的三相电枢绕组的三相端，该电源电压的占空比通过脉宽调制方法可变控制，所述无传感器无刷电机设置有包括所述三相电枢绕组的定子并设置有包括一对磁极的转子。无传感器无刷电机的驱动设备还包括PWM产生器电路，生成包括与被指令的占空比相应或与所述电机的被指令的旋转数量相应的所述占空比的脉宽调制信号；位置检测电路，在所述脉宽调制信号的预定相位运行，于不从所述逆变器电路供应所述电源电压给所述三相端的非上电时间带中检测在所述三相端处感应的感应电压，并基于所述感应电压检测所述转子的旋转位置；以及逆变器控制电路，基于所述位置检测电路检测的所述转子的旋转位置确定所述电源电压被供应到所述三相端的每一端的上电时间带，以及将基于所述上电时间带的设定和所述脉宽调制信号所确定的上电控制信号传输到所述逆变器电路。所述PWM产生器电路响应于如下多个参数之一的增加和降低来提供脉宽调制频率的步进增加和降低，所述多个参数包括被指令的占空比、被指令的所述电机的旋转数量、检测的占空比以及检测的所述电机的旋转数量。
无传感器无刷电机的驱动设备的PWM产生器电路响应于如下多个参数之一的增加和降低来提供PWM(脉宽调制)频率的步进增加和降低，所述多个参数包括被指令的占空比、所述电机的被指令的旋转数量、检测的占空比以及检测的所述电机的旋转数量。当转子的旋转速度低并且占空比小时，PWM频率降低并且使得一个周期变长，从而工作期间没有很大改变，从而位置检测电路提供有读取比较器的输出的时刻而不受到整个系统的传输延迟时间的影响。结果是，在低速区域中以高精度检测转子的位置，以提供更舒适的转子的控制和驱动，从而将转子被制且驱动到更低的旋转速度。当转子的旋转速度高时，PWM频率增加并使得一个周期变短，从而位置检测电路提供了更多的读取比较器输出的时间以减小检测转子位置的延迟。结果是，在高速区域以高精度检测转子的位置，以提供更舒适的转子的控制和驱动，从而将转子控制且驱动到更高的旋转速度。
根据本发明的另一个方案，无传感器无刷电机的驱动设备还包括PWM产生器电路，其提供正常PWM频率和低速PWM频率，其中所述正常PWM频率为在正常状态下使用的脉宽调制频率，所述低速PWM频率相对于所述正常PWM频率具有较低频率。其中当所述多个参数其中之一达到等于并降低到低于低速转换阈值时所述正常PWM频率被切换到所述低速PWM频率，当所述多个参数其中之一达到等于并增加到高于低速释放阈值(low-speedrelief threshold)时所述低速PWM频率被切换到所述正常PWM频率。
PWM产生器电路根据转子的旋转速度在正常PWM频率和低速PWM频率之间来回切换PWM频率。当转子的旋转速度低并且占空比小时，使用低速PWM频率使得PWM频率的一个周期更长，从而工作期间没有很大地改变到较小值，从而位置检测电路提供有读取比较器的输出的时刻，而不受到整个系统的传输延迟时间的影响。结果是，在低速区域以高精度检测转子的位置，以提供更舒适的转子的控制和驱动，从而将转子控制且驱动到更低的旋转速度。用简单的电路在正常PWM频率和低速PWM频率的两个阶段对PWM频率进行切换，从而不需要具有复杂电路的高成本。
根据本发明的另一个方案，无传感器无刷电机的驱动设备设置有低速转换阈值，其相比于所述低速释放阈值被设定为较低值。
用低速转换阈值的值小于低速释放阈值，在低速转换阈值和低速释放阈值之间，对用于进行来回切换的阈值设定提供了滞后，从而当转子在正常速度区域和低速区域之间的边界线附近旋转时，防止频繁地切换PWM频率。
根据本发明的另一个方案，无传感器无刷电机的驱动设备还包括PWM产生器电路，其提供正常PWM频率和高速PWM频率，该正常PWM频率为在正常状态下使用的脉宽调制频率，该高速PWM频率相对于所述正常PWM频率具有较高频率。当所述多个参数其中之一达到等于并增加到高于高速转换阈值时所述正常PWM频率被切换到所述高速PWM频率，当所述多个参数其中之一达到等于并降低到低于高速释放阈值时所述高速PWM频率被切换到所述正常PWM频率。
PWM产生器电路根据转子的旋转速度在正常PWM频率和高速PWM频率之间来回切换PWM频率。当转子的旋转速度高时，使用高速PWM频率使得PWM频率的一个周期更短，从而工作期间没有很大地改变到较小值，从而位置检测电路提供有更多的读取比较器34的输出的时刻，以减小检测转子位置的延迟。结果是，在高速区域以高精度检测转子的位置，以提供更舒适的转子的控制和驱动，从而将转子控制且驱动到更高的旋转速度。用简单电路在正常PWM频率和高速PWM频率两个阶段对PWM频率进行切换。用于在高速区域切换的电路与用于在低速区域切换的上述电路一起使用时提供了三个阶段的切换电路，其仍为简单电路，从而不需要具有复杂电路的高成本。
根据本发明的另一个方案，无传感器无刷电机的驱动设备设置有相比于所述高速释放阈值被设定为较高值的所述高速转换阈值。
用高速转换阈值的值大于高速释放阈值，在高速转换频率和高速释放频率之间，对用于进行来回切换的阈值设定提供了另一滞后，从而当转子在正常速度区域和高速区域之间的边界线附近旋转时，防止频繁地切换PWM频率。
根据本发明的另一个方案，无传感器无刷电机的驱动设备使用所述PWM产生器电路的所述脉宽调制信号的下降相位以控制所述电源电压的下降时刻。所述位置检测电路运行在所述PWM产生器电路的所述脉宽调制信号的下降相位。
PWM产生器电路通过脉宽调制信号的下降相位控制电源电压的下降时刻，并且位置检测电路运行在脉宽调制信号的下降相位。结果是，位置检测电路可根据相对于PWM信号具有传输延迟时间的感应电压可靠地检测旋转位置，并且具有PWM产生器电路切换PWM频率的效果，从而驱动和控制范围增加到较大范围。
根据本发明的另一个方案，无传感器无刷电机的驱动设备设置有相比于所述高速释放阈值被设定为较低值的所述低速释放阈值。
所述低速释放阈值相比于所述高速释放阈值被设定为较低值，从而在正常速度区域、低速区域以及高速区域的三个阶段控制转子。在低速范围和高速范围都能以高精度舒适地控制和驱动转子，从而可提供较大范围的旋转速度控制。在阈值处切换PWM频率以提供三个不同的PWM频率，即正常PWM频率、低速PWM频率以及高速PWM频率。通过用分频电路改变PWM频率的分频比(division ratio)，不费力且不增加成本地提供不同频率。
根据本发明的另一个方案，无传感器无刷电机的驱动设备设置有PWM产生器电路，当所述多个参数其中之一为介于所述低速释放阈值与所述高速释放阈值之间的一个值时，所述PWM产生器电路采用正常PWM频率。
当所述多个参数其中之一为介于所述低速释放阈值与所述高速释放阈值之间的一个值时，所述PWM产生器电路采用所述正常PWM频率，从而在正常速度区域、低速区域以及高速区域的三个阶段控制转子。在低速范围和高速范围都能以高精度舒适地控制和驱动转子，从而可提供较大范围的旋转速度控制。在阈值处切换PWM频率以提供三个不同的PWM频率，即正常PWM频率、低速PWM频率以及高速PWM频率。通过用分频电路改变PWM频率的分频比，不费力且不增加成本地提供不同频率。
根据本发明的另一个方案，无传感器无刷电机的驱动设备设置有所述低速PWM频率，其为所述正常PWM频率的一半频率。
当降低转子的旋转速度时，PWM频率在达到转子位置的检测限制之前切换到低速PWM频率。当使用具有正常PWM频率的一半频率的低速PWM频率时，PWM信号的一个周期翻倍。并且工作期间也翻倍，因而使得占空比等于正常PWM频率的占空比，从而用相同的电源电压的有效值实现相同的旋转速度。结果是，位置信号上的工作期间变为两倍长。使工作期间两倍长使得位置检测电路能够不会失败地读取位置信号，这是由于读取位置信号的时间与在位置信号在接近中间的某些时间处于高电平时的期间一致。结果是，在低速区域以高精度检测转子的位置，以提供更舒适的转子的控制和驱动，从而将转子控制且驱动到更低的旋转速度。
根据本发明的另一个方案，无传感器无刷电机的驱动设备设置有所述高速PWM频率，其为所述正常PWM频率的两倍频率。
PWM频率在位置检测误差增加到对转子驱动的控制变困难的那个点之前切换到高速PWM频率。当高速PWM频率为正常PWM频率的两倍频率时，PWM信号的一个周期减半。工作期间也减半，因而使得占空比等于正常PWM频率的占空比，从而用相同的电源电压有效值实现相同的旋转速度。结果是，位置检测电路的读取位置信号的次数加倍，从而在读取位置信号的变化时延迟变小，这会导致降低由于读取位置信号的延迟所引起的位置检测误差。结果是，可以在高速范围以较高精度检测转子的位置，从而在更高速范围对驱动转子的控制变得更舒适。
附图说明
从如下参考附图的详细描述中，本发明内容的上述和附加的特征和特性将更加显而易见，其中：
图1为描述根据第一实施例的作为一个整体的无传感器无刷电机的驱动设备的配置图；
图2为示出了当电机被驱动时负载的特性的一个示例并且还描述了用于控制PWM频率进行切换的阈值的视图；
图3为用于根据第一实施例的PWM频率控制的流程图；
图4A为示出描述根据第一实施例的驱动设备是否能够在低速范围检测位置检测电路的位置信号中的从低到高的电平变化的波形的视图，其示出了当在低速范围使用正常PWM频率时检测的限制；
图4B为示出描述根据第一实施例的驱动设备是否能够在低速范围检测位置检测电路的位置信号中的从低到高的电平变化的波形的视图，其示出了当在低速范围使用低速PWM频率时能够进行检测；
图4C为示出描述根据第一实施例的驱动设备是否能够在低速范围检测位置检测电路的位置信号中的从低到高的电平变化的波形的视图，其示出了当在低速范围使用低速PWM频率时的检测的限制；
图5A为示出描述了根据第一实施例的由于在高速范围读取位置检测电路的位置信号的延迟所引起的位置检测误差的波形的视图，其示出了当在高速范围使用正常PWM频率时的位置检测误差；
图5B为示出描述了根据第一实施例的由于在高速范围读取位置检测电路的位置信号的延迟所引起的位置检测误差的波形的视图，其示出了当在高速范围使用高速PWM频率时降低了位置检测误差；
图6为描述根据第二实施例的作为一个整体的无传感器无刷电机的驱动设备的配置图；
图7为用于根据第二实施例的PWM频率控制的流程图；
图8为描述根据第三实施例的作为一个整体的无传感器无刷电机的驱动设备的配置图。
具体实施方式
为了描述根据本发明的无传感器无刷电机9的驱动设备1的实施例的目的，在一个PWM频率周期内供应电源电压Vcc的时间长度被称为工作期间。将电源电压Vcc持续供应到具有高于120度电度角或接近该角度的多个工作期间的预定相位的时间长度被称为上电时间带。一般而言，工作期间比上电时间带短得多。
将参考图1到图5描述根据第一实施例的无传感器无刷电机9的驱动设备1的配置和驱动操作。配置如图1所示的驱动设备1通过使用逆变器电路2对无传感器无刷电机9上电，在逆变器电路2中电源电压的占空比通过PWM(脉宽调制)方法而改变。
无传感器无刷电机9设置有定子91和转子100，该定子91包括以Δ(delta)连接进行彼此连接的UV电枢绕组92、VW电枢绕组93以及WU电枢绕组94(即三相电枢绕组)，并且该转子100包括一对磁极S、N，然而无传感器无刷电机9不包括用于检测转子100的旋转位置的传感器。定子91包括U-相端95U、V-相端95V以及W-相端95W(即三相端)。UV电枢绕组92连接到U-相端95U和V-相端95V以位于U-相端95U和V-相端95V之间，VW电枢绕组93连接到V-相端95V和W-相端95W以位于V-相端95V和W-相端95W之间，WU电枢绕组94连接到W-相端95W和U-相端95U以位于W-相端95W和U-相端95U之间。根据第一实施例，对定子91的三相电枢绕组92、93、94的数目或转子100的成对磁极S、N的数目没有限制。
驱动设备1由逆变器电路2、位置检测电路3、逆变器控制电路4、上电相位切换设定电路41、PWM产生器电路5以及旋转速度设定电路51构成。逆变器电路2包括输入端21和接地端E，两者均连接到直流电源从而将电源电压Vcc供应到逆变器电路2。
逆变器电路2被配置为包括三相桥。参考图1并且将U-相作为一个示例来详细描述这种配置，处于U-相的电源侧开关元件22U和处于U-相的接地侧开关元件23U彼此串联连接，并且U-相输出端24U插入到开关元件22U和23U之间。V-相和W-相的配置类似。对于每个开关元件23U、24U，例如可使用场效应晶体管(FET)。因而，逆变器电路2被配置为根据上电控制信号SC在导通状态和关闭状态之间可控切换。每个相位的输出端经由电源线25U、25V、25W分别连接到定子91的三相端95U、95V、95W。
定子91的U-相端95U、V-相端95V以及W-相端95W的每一个根据逆变器电路2的各开关元件22U、23U的打开和关闭控制而在三种状态之间转换。由于三种状态在U-、V-、W-相之间相同，从而将在U-相端95U的实例中描述三种状态。当处于U-相的电源侧开关元件22U处于导通状态并且处于U-相的接地侧开关元件23U处于关闭状态时，U-相端95U连结(tie)到电源电压Vcc。当U-相电源侧开关元件22U处于关闭状态并且U-相接地侧开关元件23U处于导通状态时，U-相端95U连结到零电压。当处于U-相的电源侧开关元件22U和处于U-相的接地侧开关元件23U都为关闭状态时，U-相端95U处于高阻抗状态。
当U-相端95U处于高阻抗状态时，在U-相端95U处产生U-相感应电压。通过来自与UV电枢绕组92和WU电枢绕组94(两者都连接到U-相端95U)互连(interlink)的转子100的成对电极S、N的磁通量产生U-相感应电压。因此，U-相感应电压根据UV电枢绕组92和WU电枢绕组94相对于转子100的旋转位置而改变，因而U-相感应电压可为用于检测转子100的旋转位置的指示。处于U-相的电源侧开关元件22U和处于U-相的接地侧开关元件23U被控制为同时不会处于导电状态，从而防止电源电压的短路故障。
位置检测电路3配置有三相组合阻抗31U、31V、31W、比较器34以及位置检测部37。三相组合阻抗31U、31V、31W的阻值R彼此相同。三相组合阻抗31U、31V、31W位于电源线25U、25V、25W与组合点32(其为组合阻抗31U、31V、31W之间的共同组合点)之间。换言之，三相组合阻抗31U、31V、31W以Y-连接彼此连接并且组合点32被用作Y-连接的中性(netural)点。U-相感应电压、V-相感应电压以及W-相感应电压被组合，因而在组合点32处产生合成电压Vmix。U-相感应电压、V-相感应电压以及W-相感应电压为分别在定子91的三相端95U、95V以及95W处产生的感应电压。组合点32连接到比较器34的正侧输入端+(将合成电压Vmix输入该端)。
另一方面，中间电平值VM(＝Vcc/2)作为参考电压输入至比较器34的负侧输入端-。通过由阻抗值r、r彼此相同的两个电阻将DC电源的电源电压Vcc分成两份，来获得中间电平值VM。比较器34比较输入到比较器34的正侧输入端+的合成电压Vmix的幅度相对于输入到其负侧输入端-的中间电平值VM的幅度，并输出位置信号SX。换言之，在合成电压Vmix小于中间电平值VM的情况下位置信号SX处于低电平L，并且在于比较器34的输出端35处合成电压Vmix等于或大于中间电平值VM的情况下位置信号SX处于高电平H。比较器34的输出端35连接到(将位置信号SX输入至)位置检测部37以及旋转速度设定电路51。
如同在下文中将要描述的，位置检测部37运行在脉宽调制信号SP的下降相位用于位置检测。位置检测部37接收比较器34的位置信号SX作为输入，并在位置信号SX的高电平H和低电平L之间的改变的时刻检测转子100的参考旋转位置。
旋转速度设定电路51为PWM产生器电路5的一部分。旋转速度设定电路51接收作为来自外部源的输入的被指令的电机旋转速度值Nr(用作被指令的电机的旋转数量)。旋转速度设定电路51基于在驱动电极时负载的特性，设定与所指令的电机旋转速度值Nr相应的被指令的占空比值Ar(用作被指令的占空比)。图2为示出了当电机被驱动时负载的特性的示例的视图，该视图还描述了用于控制PWM频率切换的阈值。视图的横轴表示施加到无传感器无刷电机9的电源电压Vcc的占空比A，并且视图的纵轴表示用于驱动负载的旋转速度N。图2中的呈对角状的右上特性线表示旋转速度N随着占空比A的增加而增加，换言之随着电源电压Vcc的有效值的增加而增加。图2中的特性线初始设置在旋转速度设定电路51的存储器中，从而旋转速度设定电路51可从被指令的电机旋转速度值Nr确定被指令的占空比值Ar，并将这些值作为指令输出到PWM发生器电路5。
旋转速度设定电路51接收作为来自位置检测电路3的输入的位置信号SX，从而旋转速度设定电路51可确定所检测的电极旋转速度值Nm(用作所检测的电极的旋转数量)。当被指令的电机旋转速度值Nr与所检测的电机旋转速度值Nm彼此不同时，旋转速度设定电路51可请求适当的被指令的占空比值Ar，使得所检测的电机旋转速度值Nm接近被指令的电机旋转速度值Nr。
PWM产生器电路5为以矩形波形产生PWM信号SP的电路，其可切换到三种不同的频率，即用于电机100的正常速度旋转的正常PWM频率fN、小于正常PWM频率fN的低速PWM频率以及大于正常PWM频率fN的高速PWM频率fH。通过使用分频电路对具有高频的参考频率(其为晶体振荡器或类似器件所产生)进行分频来生成PWM频率。因而通过改变分频比能够容易地切换到三种不同频率。
在如图2中所示的示出了负载的特性的视图上，设定四个阈值点P1到P4用于控制PWM频率的切换。从旋转速度N或占空比A来确定并设定每个阈值点P1到P4。在第一实施例中，阈值点P1到P4由旋转速度N所确定并被设定如下。如图2所示，按序从低旋转速度到高旋转速度，阈值点P1被设定为低速转换阈值N1，阈值点P2被设定为低速释放阈值N2，阈值点P3被设定为高速释放阈值N3并且阈值点P4被设定为高速转换阈值N4。如下文将要描述的，每个阈值N1到N4(阈值点P1到P4)被确定以提供在低速旋转时和在高速旋转时最有效的位置检测操作。
基于图3所示的PWM频率控制流程并参考被指令的电机旋转速度Nr作为参数，PWM产生器电路5在如图2所示的阈值N1到N4(阈值点P1到P4)处切换到用于使用的PWM频率。参见图3，当被指令的电机旋转速度值Nr为一介于低速释放阈值N2和高速释放阈值N3之间的值时，PWM产生器电路5处于正常模式MN并使用正常PWM频率fN。接着，在步骤S1中，PWM产生器电路5以预定间隔接收被指令的电机旋转速度值Nr以更新该值。在步骤S2中，判断最新的被指令的电机旋转速度值Nr以确定该值是否等于或小于低速转换阈值N1。当满足条件时，PWM产生器电路5转换到低速模式ML并且将PWM频率切换到低速PWM频率fL。当不满足条件时，流程跳到步骤S3。在步骤S3中，判断被指令的电机旋转速度值Nr以确定该值是否等于或大于高速转换阈值N4。当满足条件时，PWM产生器电路5转换到高速模式MH并且将PWM频率切换到高速PWM频率fH。当步骤2和步骤3的条件均不满足时，PWM产生器电路5保持在正常模式MN并且通过使用正常PWM频率fN重复步骤S1到S3的流程。
在步骤S4中，当在低速模式ML下使用低速PWM频率fL时，PWM产生器电路5接收被指令的电机旋转速度值Nr用于更新该值。在如下步骤S5中，判断最新被指令的电机旋转速度值Nr以确定该值是否等于或大于低速转换阈值N2。当满足条件时，PWM产生器电路5转换到正常模式MN并将PWM频率切换到正常PWM频率fN。当不满足条件时，PWM产生器电路5保持处于低速模式ML。与步骤S6类似，当在高速模式MH下使用高速PWM频率fH时，PWM产生器电路5接收被指令的电机旋转速度值Nr用于更新该值。在如下步骤S7中，判断最新被指令的电机旋转速度值Nr以确定该值是否等于或小于高速转换阈值N3。当满足条件时，PWM产生器电路5转换到正常模式MN并将PWM频率切换到正常PWM频率fN。当不满足条件时，PWM产生器电路5保持处于高速模式MH。
总的来说，当被指令的电机旋转速度值Nr等于或小于低速转换阈值N1时，PWM产生器电路5使用低速PWM频率fL；当被指令的电机旋转速度值Nr介于低速释放阈值N2和高速释放阈值N3之间时，PWM产生器电路5使用正常PWM频率fN；当被指令的电机旋转速度值Nr等于或大于高速转换阈值N4时，PWM产生器电路5使用高速PWM频率fH。当被指令的电机旋转速度值Nr介于低速释放阈值N1和低速释放阈值N2之间时，PWM产生器电路5继续使用低速PWM频率fL或正常速PWM频率fN(之前刚刚使用过的任一个频率)；当被指令的电机旋转速度值Nr介于高速释放阈值N3和高速释放阈值N4之间时，PWM产生器电路5继续使用正常PWM频率fN或高速PWM频率fH(之前刚刚使用过的任一个频率)。PWM产生器电路5使用正常PWM频率fN、低速PWM频率fL或高速PWM频率fH中的任一个，然后生成具有矩形波且满足被指令的占空比的PWM信号SP并将其输出到逆变器控制电路4。
上电相位切换设定电路41为逆变器控制电路4的一部分。基于所接收的关于转子100的参考位置的信号(由位置检测电路3的位置检测部37所检测)，上电相位切换设定电路41确定一关于何时对U-相端95U、V-相端95V以及W-相端95W进行上电使得以120度电度角斜度(electrical anglepitch)切换相位的信号，并将该信号发送给逆变器控制电路4。
逆变器控制电路4接收来自PWM产生器电路5的PWM信号SP并接收来自上电相位切换设定电路41关于切换上电相位的时刻的信号。基于所接收的信号，逆变器控制电路4确定并发送上电控制信号SC以控制处于U-相的开关元件22U、23U和类似处于V-相和W-相的开关元件的打开和关闭，以使控制上电时间带和U-相端95U、V-相端95V以及W-端95W的工作期间。
接下来，对于低速旋转场合和高速旋转场合分别描述根据第一实施例的配置的无传感器无刷电机9的驱动设备1的操作。图4A到图4C为示出了描述根据第一实施例的驱动设备1是否能够在低速范围内检测位置检测电路3的位置信号SX中的从低到高的电平变化的波形的附图。图4A示出当在低速范围使用正常PWM频率fN时的检测限制，图4B示出当在低速范围使用低速PWM频率时检测的可能性，图4C示出当在低速范围使用低速PWM频率fL时的检测限制。在图4A到图4C的每幅图中，顶部图示出PWM信号SP的波形，中部图示出位置信号SX的波形，底部图示出转子位置(即转子100的旋转位置)。在上面三幅图中共用示出所经时间的水平轴。图4A到图4C中的PWM信号SP具有负逻辑。结果是，低电平表示电源电压Vcc被施加到U-相端95U、V-相端95V以及W-端95W中的任一个的工作期间。
图4A为当无传感器无刷电机9的驱动设备1在低速范围使用正常PWM频率时的情形。PWM信号SP具有周期T1、工作期间T2、第一低速占空比AL1(等于T2/T1)。位置检测电路3在PWM信号SP的预定相位(即如图4A中的向下箭头所示的每个工作完成时间t11、t12、t13，即工作期间T2的完成时间)中的下降相位(在负逻辑波形中为上升相位)工作并读取位置信号SX。位置信号SX输出工作期间中的信号，其相对于PWM信号SP延迟了延迟量ΔT。该延迟量为由于信号通过逆变器控制电路4、逆变器电路2以及比较器34等传输所产生的延迟(可基于电路配置被确定为近似恒定量)。转子位置图示出了转子100在时间tA通过参考位置，这表示在时间tA之后的工作期间中位置信号SX处于高电平H。
图4A示出工作完成时间t13，其为位置检测电路3读取位置信号SX的时刻，几乎与位置信号SX的高电平H的开始点吻合。结果是，当工作期间T2缩短时，即当第一低速占空比AL1被控制成较小值时，对位置信号的检测变的不可能。原因是，作为一个整体的位置信号SX的工作期间被延迟在工作完成时间t13之后，在此处用于读取位置信号SX的时刻不存在。换言之，图4A示出当无传感器无刷电机9的驱动设备1使用正常PWM频率fN并且延迟量ΔT几乎等于工作期间时对转子100位置的检测限制。换言之，很难进一步缩短工作期间T2以控制转子100到更低速的旋转。上述限制也为检测的限制在使用与正常PWM频率fN相当的常数PWM频率的传统驱动设备中的检测限制。
当降低转子100的旋转速度时，本发明的第一实施例将PWM频率在达到如图4A所示的检测限制之前切换到低速PWM频率fL。假定低速PWM频率fL为正常PWM频率fN的一半，则PWM信号SP的周期T3加倍(即T3＝2×T1)。如图4B所示，当工作期间T4也加倍(即T4＝2×T2)时，使得占空比A等于第一低速占空比AL1，从而用相同的电源电压Vcc的有效值实现相同的旋转速度。结果是，位置信号SX的工作期间变为两倍长。使工作期间T4变成两倍长使得位置检测电路3能够不会失败地读取位置信号SX，这是由于如图4B中的向下箭头所示的工作完成时间t21(在此处读取位置信号SX)与当位置信号SX在接近中间的某些时间处于高电平H时的周期一致。
如图4C所示，当无传感器无刷电机9的驱动设备1使用低速PWM频率fL并且PWM信号SP具有周期T3(＝2×T1)时，对检测的限制为工作期间T5几乎等于延迟量ΔT(≈T2)时，其中占空比A为第二低速占空比AL2，其等于方程中的(T5/T3)≈AL1×(1/2)，从而控制转子100到进一步的低速旋转变为可能。换言之，当低速PWM频率fL为正常PWM频率fN的1/k倍时，转子100可被控制到更低速的旋转以达到具有几乎1/k倍的占空比A。
图5A、图5B为示出描述根据第一实施例的由于在高速范围读取位置检测电路3的位置信号SX的延迟所引起的位置检测误差ER1、ER2的波形的视图。图5A示出了当在高速范围使用正常PWM频率fN时的位置检测误差E1。图5B示出了当在高速范围使用高速PWM频率fH时降低了位置检测误差E2。在图5A和图5B的每幅图中，顶部图示出PWM信号SP的波形，中部图示出位置信号SX的波形，底部图示出转子位置(即转子100的旋转位置)。在上述两幅图之间共用表示所经时间的水平轴。如图4A和图4C，图5A和图5B中的PWM信号SP具有负逻辑。结果是，低电平表示电源电压Vcc被施加到U-相端95U、V-相端95V以及W-相端95W中的任一个的工作期间。
在图5A中，无传感器无刷电机9的驱动设备1在高速范围使用正常PWM频率fN。PWM信号SP具有周期T1、工作期间T6、第一高速占空比AH1(等于T6/T1)。位置检测电路3在每个工作完成时间t11、t12、t13(即如图5A中的向下箭头所示的工作期间T6的完成时间)工作并读取位置信号SX，。位置信号SX输出工作期间中的信号，其相对于PWM信号SP延迟了延迟量ΔT。转子位置图示出了转子100在时间tB通过参考位置，这表示在时间tB过去之后的工作期间中位置信号SX处于高电平H。
图5A示出位置检测电路3在每个工作完成时间t11和t12检测位置信号SX的低电平L，并在工作完成时间t13检测位置信号SX的高电平H。位置检测电路3检测出转子100在工作完成时间t13达到参考位置。由于来自时间tB的延迟，所检测的旋转位置包括位置检测误差ER1。位置检测误差ER1的量在较高旋转速度处变得更大，这使得在高速对驱动转子100的控制是困难的。
本发明的第一实施例在位置检测误差ER1被增加到对驱动转子100的控制变困难的那个点之前，将PWM频率切换到高速PWM频率fH。假定高速PWM频率fH为正常PWM频率fN的两倍，则PWM信号SP的周期T7减半(即T7＝T1/2)。如图5B所示，当工作期间T8也减半(即T8＝T6/2)时，使得占空比A等于第一高速占空比AH1，从而用相同的电源电压Vcc的有效值实现相同的旋转速度。结果是，位置检测电路3读取位置信号SX的次数加倍，从而在工作完成时间t21处读取位置信号SX中的变化时从时间tB的延迟变短。结果是，位置检测误差ER2相对于在图5A中描述的情况降低。可在高速范围以较高准确性检测到转子100的旋转位置，从而在更高速范围下对驱动转子100的控制变得更舒适。
如上文所述，根据此处披露的第一实施例的驱动设备1以高准确性在低速范围和高速范围都舒适地控制并驱动转子100，从而可提供控制旋转速度的较大范围。通过改变分频电路的分频比，在三个阶段(正常、低速以及高速)不费力且未增加成本地对PWM频率进行切换并且未增加成本。此外，为低速转换阈值N1和低速释放阈值N2之间切换PWM频率SP的阈值设定提供了滞后，并且为高速转换阈值N4和高速释放阈值N3之间也提供了另一滞后，这防止当转子100在用于切换PWM频率SP的边界线附近旋转时频繁地切换PWM频率SP。
接着，主要将基于第一实施例与第二实施例之间的区别，来描述根据第二实施例的无传感器无刷电机的驱动设备，其使用所检测的占空比值Am(用作所检测的占空比)作为参数来切换PWM频率。图6为描述根据第二实施例的作为一个整体的无传感器无刷电机的驱动设备10的配置图。如图6和图1的比较所示，第二实施例在两点上与第一实施例不同。首先，第二实施例包括占空比设定电路52代替旋转速度设定电路51。其次，在第二实施例中，逆变器控制电路4确定所检测的上电控制信号SC的占空比值Am并反馈到PWM产生器电路50。
占空比设定电路52为PMW产生器电路5配置的一部分。占空比设定电路52从外部源接收指令信号和被指令的占空比值Ar，并将指令占空比值Ar的转换形式输出到PWM产生器电路50。
PMW产生器电路50为产生具有矩形波形式的PWM信号SP的电路，并在三个阶段(正常PWM频率fN、低速PWM频率fL、高速PWM频率fH)切换PWM频率。第二实施例使用对于如图2所示的预定阈值点P1到P4的占空比A。每个阈值的占空比A以较小值到较大值的顺序依次为低速转换预置A1(对于阈值点P1)、低速释放阈值A2(对于阈值点P2)、高速释放阈值A3(对于阈值点P3)以及高速转换阈值A4(对于阈值点P4)。
PWM产生器电路50基于图7所示的PWM频率控制流程并参考所检测的占空比Am作为参数，切换PWM频率以在阈值A1到A4(阈值点P1到P4)使用。图7所示的PWM频率控制流程与图3的PWM频率控制流程相似，因而将简化描述。在步骤S11，处于正常模式MN的PWM产生器电路50使用正常PWM频率fN并更新所检测的占空比值Am。在下面的步骤S12中，当所检测的占空比值Am等于或小于低速转换阈值A1时，PWM产生器电路50转换到低速模式ML并且将PWM频率切换到低速PWM频率fL。接着，在步骤S13中，当所检测的占空比值Am等于或大于高速转换阈值A4时，PWM产生器电路50转换到高速模式MH并且将PWM频率切换到高速PWM频率fH。当步骤12和步骤13的条件都不满足时，PWM产生器电路5保持在正常模式MN并通过使用正常PWM频率fN重复从步骤S1到S3的流程。
当在步骤S4和S5中在低速模式ML下使用低速PWM频率fL的同时，当所检测的占空比值Am等于或大于低速释放阈值A2时，PWM产生器电路5转换到正常模式MN并且将PWM频率切换到正常PWM频率。当不满足该条件时，PWM产生器电路50保持在低速模式ML。当在步骤S16和S17中在高速模式MH下使用高速PWM频率fH的同时，当所检测的占空比值Am等于或小于高速释放阈值A3时，PWM产生器电路50转换到正常模式MN并将PWM频率切换到正常PWM频率fN。当不满足该条件时，PWM产生器电路50保持在高速模式MH。
如上文所述，此处披露的根据第二实施例的无传感器无刷电机9的驱动设备10控制并切换PWM频率，以在低速范围和高速范围都能提供转子位置检测的效果，其与图4和图5所述的第一实施例的效果类似，从而可提供旋转速度控制的较大范围。
接着，根据第三实施例的无传感器无刷电机的驱动设备具有不同配置的电枢绕组92A、93A、94A的无传感器无刷电机90，并具有使用不同参考电压的比较器34。图8为描述根据第三实施例的作为一个整体的无传感器无刷电机的驱动设备11的配置图。如图8所示，根据第三实施例，U-相电枢绕组92A、V-相电枢绕组93A、W-相电枢绕组94(即三相电枢绕组)以Y-连接彼此连接。换言之，U-相电枢绕组92A连接在U-相端95U和中性点95N之间，类似地，V-相电枢绕组93A连接在V-相端95V和中性点95N之间，W-相电枢绕组94A连接在W-相端95W和中性点95N之间。中性点95N连接至比较器34的负侧输入端-，其在无传感器无刷电机90的外部。结果是，来自以Y-连接进行连接的电枢绕组的中性点电压VN为用于比较器34的参考电压。除为第三实施例所描述的上述特征之外，第三实施例的其它特征与第一实施例相同。
在第三实施例中，假定U-相端95U处于高阻抗状态，则V-相端95V连结到零电压，并且W-相端95W处于PWM控制状态，在W-相端95W和V-相端95V之间供应电源电压Vcc。换言之，W-相电枢绕组94A和V-相电枢绕组93A被上电，并且在中性点95N产生的中性点电压VN为电源电压Vcc的一半，与中间电平值VM相应。根据第三实施例的驱动设备11的操作几乎与根据第一实施例的驱动设备1的操作相同，并且效果类似，因而省略详细描述。
此外，第二实施例的作为整体的配置可设置有Y-连接的无传感器无刷电机90来代替具有Δ连接的无传感器无刷电机9，并对比较器34的参考电压使用中心点电压VN。
此外，作为用于切换PWM频率的参数，代替使用上述被指令的电机旋转速度值Nr或所检测的占空比值Am，可使用所检测的电机旋转速度值Nm或被指令的占空比值Ar。此外，每个实施例被描述为具有PWM频率的三个阶段，然而，阶段可增加至四个或更多以在进一步分割的范围内切换频率。即使当阶段被反向地降低为两个时，即降低为正常阶段和低速阶段或正常阶段和高速阶段，也提供了将驱动和控制范围增加到较大范围。

Claims (10)

1.一种无传感器无刷电机(9，90)的驱动设备(1，10，11)，包括：
逆变器电路(2)，将电源电压(Vcc)供应到所述无传感器无刷电机(9，90)的三相电枢绕组(92，93，94，92A，93A，94A)的三相端(95U，95V，95W)，所述电源电压(Vcc)的占空比(A)通过脉宽调制方法可变控制，所述无传感器无刷电机(9，90)设置有包括所述三相电枢绕组(92，93，94，92A，93A，94A)的定子(91)并设置有包括一对磁极(S，N)的转子(100)；
PWM产生器电路(5，50)，产生包括所述占空比(A)的脉宽调制信号(SP)，所述占空比(A)与被指令的占空比(Ar)相应或与所述电机的被指令的旋转数量(Nr)相应；
位置检测电路(3，30)，运行在所述脉宽调制信号(SP)的预定相位，在非上电时间带中检测在所述三相端(95U，95V，95W)处感应的感应电压，并基于所述感应电压检测所述转子(100)的旋转位置，其中在所述非上电时间带中不从所述逆变器电路(2)供应所述电源电压(Vcc)给所述三相端(95U，95V，95W)；以及
逆变器控制电路(4)，基于所述位置检测电路(3，30)检测的所述转子(100)的旋转位置确定所述电源电压(Vcc)被供应到所述三相端(95U，95V，95W)的每一端的上电时间带，以及将基于所述上电时间带的设定并基于所述脉宽调制信号(SP)所确定的上电控制信号(SC)传输到所述逆变器电路(2)，其中
所述PWM产生器电路(5，50)响应于如下多个参数之一的增加和降低来提供脉宽调制频率的步进增加和降低，所述多个参数包括被指令的占空比(Ar)、被指令的所述电机的旋转数量(Nr)、检测的占空比(Am)以及检测的所述电机的旋转数量(Nm)。
2.根据权利要求1所述的无传感器无刷电机(9，90)的驱动设备(1，10，11)，其中所述PWM产生器电路(5，50)提供正常PWM频率(fN)和低速PWM频率(fL)，其中所述正常PWM频率(fN)为在正常状态下使用的脉宽调制频率，所述低速PWM频率(fL)相对于所述正常PWM频率(fN)具有较低频率，其中当所述多个参数其中之一达到等于并被降低到低于低速转换阈值(A1，N1)时所述正常PWM频率(fN)被切换到所述低速PWM频率(fL)，当所述多个参数其中之一达到等于并被增加到高于低速释放阈值(A2，N2)时所述低速PWM频率(fL)被切换到所述正常PWM频率(fN)。
3.根据权利要求2所述的无传感器无刷电机(9，90)的驱动设备(1，10，11)，其中所述低速转换阈值(A1，N1)相比于所述低速释放阈值(A2，N2)被设定为较低值。
4.根据权利要求1到3任一项权利要求所述的无传感器无刷电机(9，90)的驱动设备(1，10，11)，其中所述PWM产生器电路(5，50)提供正常PWM频率(fN)和高速PWM频率(fH)，该正常PWM频率(fN)为在正常状态下使用的脉宽调制频率，该高速PWM频率(fH)相对于所述正常PWM频率(fN)具有较高频率，其中当所述多个参数其中之一达到等于并被增加到高于高速转换阈值(A4，N4)时所述正常PWM频率(fN)被切换到所述高速PWM频率(fH)，当所述多个参数其中之一达到等于并被降低到低于高速释放阈值(A3，N3)时所述高速PWM频率(fH)被切换到所述正常PWM频率(fN)。
5.根据权利要求4所述的无传感器无刷电机(9，90)的驱动设备(1，10，11)，其中所述高速转换阈值(A4，N4)相比于所述高速释放阈值(A3，N3)被设定为较高值。
6.根据权利要求1到5任一项权利要求所述的无传感器无刷电机(9，90)的驱动设备(1，10，11)，其中
所述PWM产生器电路(5，50)的所述脉宽调制信号(SP)的下降相位控制所述电源电压(Vcc)的下降时刻，以及
所述位置检测电路(3，30)运行在所述PWM产生器电路(5，50)的所述脉宽调制信号(SP)的下降相位。
7.根据权利要求2到5任一项权利要求所述的无传感器无刷电机(9，90)的驱动设备(1，10，11)，其中所述低速释放阈值(A2，N2)相比于所述高速释放阈值(A3，N3)被设定为较低值。
8.根据权利要求2到7任一项权利要求所述的无传感器无刷电机(9，90)的驱动设备(1，10，11)，其中当所述多个参数其中之一为介于所述低速释放阈值(A2，N2)与所述高速释放阈值(A3，N3)之间的一个值时，所述PWM产生器电路(5，50)采用所述正常PWM频率(fN)。
9.根据权利要求2或3所述的无传感器无刷电机(9，90)的驱动设备(1，10，11)，其中所述低速PWM频率(fL)为所述正常PWM频率(fN)的一半频率。
10.根据权利要求4或5所述的无传感器无刷电机(9，90)的驱动设备(1，10，11)，其中所述高速PWM频率(fH)为所述正常PWM频率(fN)的两倍频率。
CN2012100286442A 2011-02-08 2012-02-07 无传感器无刷电机的驱动设备 Pending CN102638208A (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011-025170 2011-02-08
JP2011025170A JP5772029B2 (ja) 2011-02-08 2011-02-08 センサレスブラシレスモータの駆動装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN102638208A true CN102638208A (zh) 2012-08-15

Family

ID=45443051

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2012100286442A Pending CN102638208A (zh) 2011-02-08 2012-02-07 无传感器无刷电机的驱动设备

Country Status (4)

Country Link
US (1) US20120200244A1 (zh)
EP (1) EP2485390A3 (zh)
JP (1) JP5772029B2 (zh)
CN (1) CN102638208A (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105099299A (zh) * 2014-05-16 2015-11-25 通用汽车环球科技运作有限责任公司 提高dc电动机冷却风扇效率的方法和系统
CN108667356A (zh) * 2018-03-30 2018-10-16 江苏美的清洁电器股份有限公司 吸尘器、无刷直流电机的控制方法、装置和系统
CN112928845A (zh) * 2019-11-21 2021-06-08 彭明 精确驱动无刷电机和驱动器电路

Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6090576B2 (ja) * 2013-08-19 2017-03-08 日立工機株式会社 電動工具
JP6372981B2 (ja) 2013-08-23 2018-08-15 日本電産サーボ株式会社 モータ駆動装置
JP6362456B2 (ja) * 2014-07-09 2018-07-25 ローム株式会社 モータ駆動回路およびそれを用いた冷却装置、電子機器
JP6620316B2 (ja) * 2014-09-12 2019-12-18 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 Ｐｗｍモータ駆動装置
JP6557512B2 (ja) * 2015-05-20 2019-08-07 キヤノン株式会社 モータ制御装置、シート搬送装置、原稿読取装置及び画像形成装置
JP6497307B2 (ja) * 2015-12-09 2019-04-10 株式会社富士通ゼネラル 空気調和機
JP6937678B2 (ja) 2017-12-08 2021-09-22 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体装置およびモータ駆動システム
CN111697910B (zh) * 2019-03-13 2022-05-03 广汽埃安新能源汽车有限公司 电机控制器控制方法、装置及电机控制器
CN113615069A (zh) * 2019-07-29 2021-11-05 广东美的白色家电技术创新中心有限公司 一种无刷直流电机换相控制方法、装置及存储介质
EP3796543B1 (en) 2019-09-23 2023-09-20 Mahle International GmbH Method for operating a brushed direct current electric motor, data processing apparatus, computer program, computer-readable data carrier and a device
GB201914887D0 (en) 2019-10-15 2019-11-27 Rolls Royce Plc Electronic engine controller
US11626822B2 (en) 2019-10-28 2023-04-11 Hale Products, Inc. Low-speed high torque motor control and foam system
US11424701B2 (en) 2020-09-22 2022-08-23 Mahle International Gmbh Method for operating a brushed direct current electric motor

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001186787A (ja) * 1999-12-24 2001-07-06 Mitsubishi Electric Corp 永久磁石形モータ、永久磁石形モータの制御方法、永久磁石形モータの制御装置、圧縮機、冷凍・空調装置。
JP2002101684A (ja) * 2000-09-21 2002-04-05 Mitsubishi Electric Corp インバータ制御システム
JP2004328912A (ja) * 2003-04-25 2004-11-18 Matsushita Electric Ind Co Ltd ブラシレスｄｃモータの駆動方法及びその装置
CN1574601A (zh) * 2003-05-26 2005-02-02 松下电器产业株式会社 Dc无电刷电动机的控制装置
JP2006109623A (ja) * 2004-10-06 2006-04-20 Matsushita Electric Ind Co Ltd インバータ制御装置および密閉型電動圧縮機
US20070052382A1 (en) * 2004-07-09 2007-03-08 Shinichiro Nomura Inverter circuit and compressor

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000083397A (ja) * 1998-07-10 2000-03-21 Matsushita Electric Ind Co Ltd モ―タの制御装置及びその制御装置を有するモ―タユニット
JP2000316294A (ja) * 1999-04-27 2000-11-14 Hitachi Ltd 直流ブラシレスモータ駆動装置及びこれを用いた空気調和機
JP4197974B2 (ja) * 2003-02-26 2008-12-17 三洋電機株式会社 モータ制御装置及びモータの制御方法
JP2005094875A (ja) * 2003-09-16 2005-04-07 Matsushita Electric Ind Co Ltd ブラシレスｄｃモータの駆動方法及びその装置
JP4860980B2 (ja) * 2005-10-20 2012-01-25 ローム株式会社 モータ駆動回路およびそれを用いたディスク装置
JP2007252135A (ja) * 2006-03-17 2007-09-27 Aisin Seiki Co Ltd ブラシレスモータの駆動装置
JP5281301B2 (ja) * 2008-03-06 2013-09-04 矢崎総業株式会社 フューエルポンプ制御装置
JP5112956B2 (ja) * 2008-05-30 2013-01-09 株式会社マキタ 充電式電動工具

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001186787A (ja) * 1999-12-24 2001-07-06 Mitsubishi Electric Corp 永久磁石形モータ、永久磁石形モータの制御方法、永久磁石形モータの制御装置、圧縮機、冷凍・空調装置。
JP2002101684A (ja) * 2000-09-21 2002-04-05 Mitsubishi Electric Corp インバータ制御システム
JP2004328912A (ja) * 2003-04-25 2004-11-18 Matsushita Electric Ind Co Ltd ブラシレスｄｃモータの駆動方法及びその装置
CN1574601A (zh) * 2003-05-26 2005-02-02 松下电器产业株式会社 Dc无电刷电动机的控制装置
US20070052382A1 (en) * 2004-07-09 2007-03-08 Shinichiro Nomura Inverter circuit and compressor
JP2006109623A (ja) * 2004-10-06 2006-04-20 Matsushita Electric Ind Co Ltd インバータ制御装置および密閉型電動圧縮機

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105099299A (zh) * 2014-05-16 2015-11-25 通用汽车环球科技运作有限责任公司 提高dc电动机冷却风扇效率的方法和系统
CN108667356A (zh) * 2018-03-30 2018-10-16 江苏美的清洁电器股份有限公司 吸尘器、无刷直流电机的控制方法、装置和系统
CN108667356B (zh) * 2018-03-30 2021-01-05 江苏美的清洁电器股份有限公司 吸尘器、无刷直流电机的控制方法、装置和系统
CN112928845A (zh) * 2019-11-21 2021-06-08 彭明 精确驱动无刷电机和驱动器电路

Also Published As

Publication number Publication date
EP2485390A2 (en) 2012-08-08
EP2485390A3 (en) 2014-07-16
US20120200244A1 (en) 2012-08-09
JP2012165603A (ja) 2012-08-30
JP5772029B2 (ja) 2015-09-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN102638208A (zh) 无传感器无刷电机的驱动设备
US8228020B2 (en) Apparatus and method for controlling hybrid motor
CN101599731B (zh) 无刷电动机控制装置及无刷电动机
US7612509B2 (en) Motor controller
US5929590A (en) Method and apparatus for implementing sensorless control of a switched reluctance machine
US20100259206A1 (en) Method for driving an electrical converter and associated apparatus
EP2479883A2 (en) Driving apparatus of sensorless brushless motor
US20120286705A1 (en) Apparatus and method for controlling rotary electric machine
EP1078448A1 (en) Driving circuit for switched reluctance machines
US6642683B1 (en) Controller and associated drive assembly for power sharing, time sliced control of a brushless direct current motor
CN105337541A (zh) 多相无刷直流电机及其驱动方法
CN110663169A (zh) 电机电流控制装置及电机电流控制方法
Molnár et al. Design of motor speed controller of electronic commutation
US6661190B1 (en) Controller and associated drive assembly controlling a brushless direct current motor
JP2012125096A (ja) モータ駆動制御装置
CN102624298B (zh) 马达
JP2014501482A (ja) 外部励起またはハイブリッド励起される電気機械を動作させる方法および装置
US20230283210A1 (en) Direct drive system for brushless dc (bldc) motor
US7388347B2 (en) Method and inverter for controlling a direct current motor
JP2003324986A (ja) 三相ブラシレスｄｃモータの制御方法
Bellini et al. Mixed mode PWM for high performance stepping motors
JP2000299996A (ja) リラクタンスモータ駆動制御装置
US20100237811A1 (en) Six-Phase Firing Circuit For Brushless DC Controls
JP6921273B1 (ja) 回転機制御装置
JP2012138983A (ja) ブラシレスモータの駆動制御装置

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C02 Deemed withdrawal of patent application after publication (patent law 2001)
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication

Application publication date: 20120815