JP2005094875A

JP2005094875A - ブラシレスｄｃモータの駆動方法及びその装置

Info

Publication number: JP2005094875A
Application number: JP2003322672A
Authority: JP
Inventors: Tomonori Ouchiyama; 智則大内山; Koji Hamaoka; 孝二浜岡; Hidenao Tanaka; 秀尚田中
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2003-09-16
Filing date: 2003-09-16
Publication date: 2005-04-07

Abstract

【課題】インバータのスイッチングに用いるキャリア周波数の切替を、回転数は変化しないがＤｕｔｙ比などは変化する場合にも可能とするブラシレスＤＣモータの駆動方法を提供する。
【解決手段】Ｄｕｔｙ比決定部７が決定するＤｕｔｙ比に応じてキャリア周波数を切り替える方法にすると、負荷トルクが小さくなりＤｕｔｙ比調整部８が調整するＤｕｔｙ比が小さくなった場合にキャリア周波数を切り替えることが可能となり、リンギングノイズ幅よりも短い時間しかＰＷＭパルスのオン幅を保持できないような状態になる前に、キャリア周波数を小さくすることができる。その結果、リンギングノイズによる誤検出を未然に防止でき、磁極位置検出精度向上が図れる。
【選択図】図１

Description

本発明は、ブラシレスＤＣモータの駆動方法及びその装置に関し、更に詳細に言えば、永久磁石を有する回転子と三相巻線を有する固定子からなるブラシレスＤＣモータを、三相巻線に電力を供給するインバータにより駆動するための方法及びその装置に関するものであり、特に冷蔵庫やエアコンなどの圧縮機を駆動するのに最適なブラシレスＤＣモータの駆動方法及びその装置に関するものである。

近年の冷蔵庫は３５０L以上の大型機種が主力となり、それらの冷蔵庫は、高効率な圧縮機回転数可変のインバータ制御冷蔵庫が大半を占めている。これらの冷蔵庫用圧縮機では高効率化のために、永久磁石を有する回転子と三相巻線を有する固定子からなるブラシレスＤＣモータを一般的には採用している。また、圧縮機の中という高温、高圧、冷媒雰囲気、オイル雰囲気という環境下にブラシレスＤＣモータを設置するため、ブラシレスＤＣモータで通常使われるようなホール素子などの位置検出センサは使用できない。そのために一般的にはモータの逆起電圧から回転子の回転位置を検出する方法がよく用いられている。（例えば、特許文献１参照）
以下、従来の技術を図面に従って説明する。図１０は従来のブラシレスＤＣモータの駆動装置のブロック図である。

図１０において、商用電源１０１は、日本の場合周波数５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ、電圧１００Ｖの交流電源である。

整流回路１０２は商用電源１０１の交流電圧を直流電圧に変換するである。整流回路１０２はブリッジ接続された整流用ダイオード１０２ａ〜１０２ｄと平滑用の電解コンデンサ１０２ｅ、１０２ｆとからなり、図１０に示す回路では倍電圧整流回路となり、商用電源１０１のＡＣ１００Ｖ入力から直流電圧２８０Ｖを得ることができる。

インバータ回路１０３は、６個のスイッチ素子１０３ａ、１０３ｂ、１０３ｃ、１０３ｄ、１０３ｅ、１０３ｆを３相ブリッジ構成されている。また、各々のスイッチ素子には各スイッチ素子の逆方向に還流電流用のダイオードが入っているが本図では省略している。

ブラシレスＤＣモータ１０４は、永久磁石を有する回転子１０４ａと３相巻線を有した固定子１０４ｂとからなる。インバータ１０３により作られた３相交流電流が固定子１０４ｂの３相巻線に流れることにより、回転子１０４ａを回転させることができる。回転子１０４ａの回転運動はクランクシャフト（図示せず）により、往復運動に変更され、ピストン（図示せず）がシリンダ（図示せず）内を往復運動することにより、冷媒を圧縮する圧縮機の駆動を行う。

逆起電圧検出回路１０５は、ブラシレスＤＣモータ１０４の永久磁石を有する回転子１０４ａが回転することにより発生する逆起電圧から、回転子１０４ａの回転相対位置を検出する。

ロータ回転数演算部１０６は、逆起電圧検出回路１０５の出力信号によりロジカルな信号変換を行い、インバータ１０３のスイッチ素子１０３ａ、１０３ｂ、１０３ｃ、１０３ｄ、１０３ｅ、１０３ｆを順次切り換えるタイミングを演算する。

電圧検出部１０７は、整流回路２の出力電圧（直流電圧）を検出する。

回転数制御部１０８は、ロータ回転数演算部１０６、及び、電圧検出部１０７の出力を受けて、所望の目標回転数となるようにＤｕｔｙ比を調整する。ここで、Ｄｕｔｙ比とはオン時間とキャリア周期の比を示し、Ｄｕｔｙ比が大きいほど出力される電圧は高くなる。ＰＷＭキャリア周波数制御部１０９は、ロータ回転数演算部１０６で演算された回転数が所定の回転数を超えた場合に、キヤリア周波数を切り替えるものである。ここでＰＷＭとはパルス幅変調のことを意味し、モータの駆動周波数に対して十分大きな周波数であるキャリア周波数を選定する。一般的に、キャリア周波数は２ｋＨｚ〜２０ｋＨｚ程度が使用される。

スイッチ素子切換部１１０は、ロータ回転数演算部１０６によって決定された周期と回転数制御部１０８で調整されたＤｕｔｙ比をもとに、インバータ１０３のスイッチ素子１０３ａ、１０３ｂ、１０３ｃ、１０３ｄ、１０３ｅ、１０３ｆを駆動するための信号を出力する。ドライブ回路１１１は、スイッチ素子切換部１１０からの出力信号により、インバータ１０３のスイッチ素子１０３ａ、１０３ｂ、１０３ｃ、１０３ｄ、１０３ｅ、１０３ｆを駆動する。

以上の構成において、次に動作の説明を行う。

電圧検出部１０７で検出されたインバータへの供給電圧に応じて、回転数制御部１０８によりＤｕｔｙ比を変更する。

ロータ回転数演算部１０６で演算された回転数が所定の回転数を超えた時に、ＰＷＭキャリア周波数制御部１０９により、キヤリア周波数を高くする。また、ロータ回転数演算部１０６で演算された回転数が所定の回転数と等しいか、或いは下回った時に、ＰＷＭキャリア周波数制御部１０９により、キヤリア周波数を低くする。

このように駆動することにより、インバータへの供給電圧が変動しても、モ−タの起動をスム−ズにし、回転数が安定に制御される。さらには、回転数が所定の回転数を超えた時でも、安定した起動と静かな運転の両立を実現するものである。
特開平１１−３５６０８１号公報

しかしながら、従来の構成では、高回転時にキャリア周波数を高くすることにより静かな運転を実現しているものの、回転数演算部１０６の演算結果である実回転数をベースにしているため、インバータへの供給電圧が高くなる場合やモータの負荷トルクが小さくなる場合に、回転数制御部１０８によって回転数を一定に保持しようとしてＤｕｔｙ比は小さくなり、位置検出を行うＰＷＭパルスのオン時間が十分に確保できないため、スイッチング素子群をオンするときに生じるノイズの影響を受け誤動作するという課題があった。

また、キャリア周期の整数倍の周期とモータの転流周期が一致するような運転状態において、前述と同様に十分なＰＷＭオン期間を確保できず、ＰＷＭオフ期間に真の磁極位置が存在した場合に毎回磁極位置信号が遅れて検出されることになり、モータの制御精度が低くなるという課題もあった。

本発明は、上記従来の課題を解決するものであり、インバータへの供給電圧や負荷の状態によって、低Ｄｕｔｙ比の運転状態になった時でも、ＰＷＭパルスのオン期間を十分に確保できるブラシレスＤＣモータの駆動方法及びその装置を提供することを目的とする。

本発明のブラシレスＤＣモータの駆動方法は、モータに出力される波形の状態（負荷状態：Ｄｕｔｙ比）によってキャリア周波数を２種類以上切り替えることを可能にしたものである。

これによって、磁極位置検出可能な時間（ＰＷＭパルスのオン時間）を十分に確保することが可能となり、磁極位置検出精度向上を図ることが出来る。

また、本発明のブラシレスＤＣモータの駆動装置は、回転数演算部が演算した回転数をもとにＤｕｔｙ比を決定し前記Ｄｕｔｙ比調整部に指令するＤｕｔｙ比決定部と、Ｄｕｔｙ比決定部によって決定されたＤｕｔｙ比に応じてキャリア周波数を切り替えるキャリア周波数切替部とを有する装置である。

これによって、磁極位置検出可能な時間（ＰＷＭパルスのオン時間）を十分に確保することが可能となり、スイッチング素子群がオンする際に発生するノイズを無視でき、ノイズによる誤検出を防止することが出来る。

本発明のブラシレスＤＣモータの駆動方法は、モータに出力される波形の状態（負荷状態：Ｄｕｔｙ比）によってキャリア周波数を２種類以上切り替えることを可能にしたものであり、キャリア周波数を切り替えることで磁極位置検出精度向上を図ることが出来る。

また、本発明のブラシレスＤＣモータの駆動装置は、回転数演算部が演算した回転数をもとにＤｕｔｙ比を決定し前記Ｄｕｔｙ比調整部に指令するＤｕｔｙ比決定部と、Ｄｕｔｙ比決定部によって決定されたＤｕｔｙ比に応じてキャリア周波数を切り替えるキャリア周波数切替部とを有することにより、スイッチング素子群がオンする際に発生するノイズによる誤検出を防止することが出来る。

請求項１に記載の発明は、永久磁石を有する回転子と三相巻線を有する固定子からなるブラシレスＤＣモータと、前記三相巻線に接続される複数個の駆動用スイッチング素子により電力を供給するインバータと、前記スイッチング素子群の切り換え周波数を生成するキャリア周波数生成部と、前記キャリア周波数生成部によって決定されるキャリア周期内におけるオン時間の割合であるＤｕｔｙ比を調整するＤｕｔｙ比調整部と、前記回転子の位置を検出する回転子位置検出部と、前記回転子位置検出部により検出された位置情報をもとに回転数を演算する回転数演算部と、前記回転数演算部が演算した回転数をもとにＤｕｔｙ比を決定し前記Ｄｕｔｙ比調整部に指令するＤｕｔｙ比決定部と、前記スイッチング素子群を順次切り換えるスイッチング素子切換部とを備え、前記Ｄｕｔｙ比決定部が決定したＤｕｔｙ比に応じて前記キャリア周波数を２種類以上切り替えることが可能としたものであり、キャリア周波数を切り替えることで磁極位置検出精度向上を図ることが出来る。

請求項２に記載の発明は、永久磁石を有する回転子と三相巻線を有する固定子からなるブラシレスＤＣモータと、前記三相巻線に接続される複数個の駆動用スイッチング素子により電力を供給するインバータと、前記スイッチング素子群の切り換え周波数を生成するキャリア周波数生成部と、前記キャリア周波数生成部によって決定されるキャリア周期内におけるオン時間の割合であるＤｕｔｙ比を調整するＤｕｔｙ比調整部と、前記回転子の位置を検出する回転子位置検出部と、前記回転子位置検出部により検出された位置情報をもとに回転数を演算する回転数演算部と、前記回転数演算部が演算した回転数をもとにＤｕｔｙ比を決定し前記Ｄｕｔｙ比調整部に指令するＤｕｔｙ比決定部と、前記スイッチング素子群を順次切り換えるスイッチング素子切換部と、Ｄｕｔｙ比決定部に決定されたＤｕｔｙ比と予め設定されたキャリア切替判定用Ｄｕｔｙ比との大小関係に応じて前記キャリア周波数を切り替えるキャリア周波数切替部とを有するものであり、スイッチング素子群がオンする際に発生するノイズによる誤検出を防止することが出来る。

請求項３に記載の発明は、永久磁石を有する回転子と三相巻線を有する固定子からなるブラシレスＤＣモータと、前記三相巻線に接続される複数個の駆動用スイッチング素子により電力を供給するインバータと、前記スイッチング素子群の切り換え周波数を生成するキャリア周波数生成部と、前記キャリア周波数生成部によって決定されるキャリア周期内におけるオン時間の割合であるＤｕｔｙ比を調整するＤｕｔｙ比調整部と、前記回転子の位置を検出する回転子位置検出部と、前記回転子位置検出部により検出された位置情報をもとに回転数を演算する回転数演算部と、前記回転数演算部が演算した回転数をもとにＤｕｔｙ比を決定し前記Ｄｕｔｙ比調整部に指令するＤｕｔｙ比決定部と、前記スイッチング素子群を順次切り換えるスイッチング素子切換部と、前記キャリア周波数生成部によって生成するキャリア周波数に制限を加えるためのＤｕｔｙ比の限界を前記回転数演算部が演算した回転数に応じて決定する限界Ｄｕｔｙ比決定部と、前記限界Ｄｕｔｙ比決定部によって決定された限界Ｄｕｔｙ比と前記Ｄｕｔｙ比決定部によって決定されたＤｕｔｙ比との大小関係に応じて前記キャリア周波数を切り替えるキャリア周波数切替部とを有するものであり、磁極位置検出が遅れ続けることを防止することが出来る。

請求項４に記載の発明は、請求項２または請求項３に記載の発明において、ブラシレスＤＣモータが、回転子の鉄心に永久磁石を埋め込んでなる回転子であり、かつ突極性を有する回転子を有したものであり、このような回転子においては、突極性を有しており、リラクタンス成分を多く含む特性を有しており、磁石表面配置形回転子と比べてスイッチング素子群がオンする際に発生するノイズが大きくなる特性を有しているため、さらに効果が現れることになる。

請求項５に記載の発明は、請求項２から請求項４のいずれか一項に記載の発明において、ブラシレスＤＣモータが圧縮機を駆動するものであり、冷蔵庫やエアコンなど静音ニーズのある製品の圧縮機において磁極位置検出精度を向上させることができる。

以下、本発明による冷蔵庫の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によってこの発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１によるブラシレスＤＣモータの駆動装置のブロック図である。

図１において、商用電源１は、日本の場合周波数５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ、電圧１００Ｖの交流電源である。

整流回路２は商用電源１の交流電圧を直流電圧に変換する。整流回路２はブリッジ接続された整流用ダイオード２ａ〜２ｄと平滑用の電解コンデンサ２ｅ、２ｆと電圧調整回路２ｇからなり、図１に示す回路は倍電圧整流回路の場合、商用電源１のＡＣ１００Ｖ入力から直流電圧２８０Ｖを得ることができる。ここでは倍電圧整流としたが、電圧調整回路２ｇは直流電圧可変式のチョッパ回路や倍電圧整流／全波整流の切替方式回路に相当する。

インバータ回路３は、６個のスイッチ素子３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ、３ｅ、３ｆを３相ブリッジ構成されている。また、各々のスイッチ素子には各スイッチ素子の逆方向に還流電流用のダイオードが入っているが本図では省略している。

ブラシレスＤＣモータ４は、永久磁石を有する回転子４ａと３相巻線を有した固定子４ｂとからなる。インバータ３により作られた３相交流電流が固定子４ｂの３相巻線に流れることにより、回転子４ａを回転させることができる。回転子４ａの回転運動はクランクシャフト（図示せず）により、往復運動に変更され、ピストン（図示せず）がシリンダ（図示せず）内を往復運動することにより、冷媒を圧縮する圧縮機の駆動を行う。

逆起電圧検出回路５は、ブラシレスＤＣモータ４の永久磁石を有する回転子４ａが回転することにより発生する逆起電圧から、回転子４ａの回転相対位置を検出できる。なお、回転相対位置の検出用との他にも還流電流用ダイオードに電流が流れる時間の増減を検出することにより、モータ電流の乱れや負荷状態の変化を検出することも可能である。

ロータ回転数演算部６は、逆起電圧検出回路５の出力信号によりロジカルな信号変換を行い、インバータ３のスイッチ素子３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ、３ｅ、３ｆを順次切り換えるタイミングを演算する。

なお、ここではロータ回転数演算部６への出力信号を逆起電圧検出回路５が出力する構成としたが、ロータの位置検出を行う手段であれば電流検出などの手段を用いた構成でも良い。

Ｄｕｔｙ比決定部７は、ロータ回転数演算部６の出力を受けて、所望の目標回転数となるようにＤｕｔｙ比を決定する。ここで、Ｄｕｔｙ比とはオン時間とキャリア周期の比を示し、Ｄｕｔｙ比が大きいほど出力される電圧は高くなる。Ｄｕｔｙ比調整部８は、Ｄｕｔｙ比決定部７の出力を受けて、所望の目標回転数となるようにＤｕｔｙ比を調整する。

ＰＷＭキャリア周波数制御部９は、ＰＷＭ制御におけるＰＷＭキャリア周波数を生成する機能と、Ｄｕｔｙ比決定部７が決定するＤｕｔｙ比からキヤリア周波数を切り替える機能とを備えるものである。ここでＰＷＭとはパルス幅変調のことを意味し、モータの駆動周波数に対して十分大きな周波数であるキャリア周波数を選定する。一般的に、キャリア周波数は２ｋＨｚ〜２０ｋＨｚ程度が使用される。キャリア周波数の切替判定方法は、例えば、『予め設定されている切替判定用データ（モータ４の電気的定数などによって決定される任意のＤｕｔｙ比など）との比較を行い、Ｄｕｔｙ比決定部７によって決定されたＤｕｔｙ比の方が低ければ小さいキャリア周波数に切り替える。』といったような判定方法などがある。

スイッチ素子切換部１０は、ロータ回転数演算部６によって決定された周期と回転数制御部８で調整されたＤｕｔｙ比をもとに、インバータ３のスイッチ素子３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ、３ｅ、３ｆを駆動するための信号を出力する。ドライブ回路１１は、スイッチ素子切換部１０から出力される駆動信号により、インバータ３のスイッチ素子３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ、３ｅ、３ｆを駆動する。マイクロコンピュータ１２は前述の機能を実現する。これらの機能はマイクロコンピュータのプログラムによって実現可能である。

次に図１における動作について、図１〜図３を用いて説明する。

図２は本実施の形態を表すキャリア周波数の制御パターンの一例を表す図である。図において、横軸はＤｕｔｙ比決定部７が決定するＤｕｔｙ比、縦軸はキャリア周波数を表す。図より、高Ｄｕｔｙ比領域ではキャリア周波数を大きく設定し、Ｄｕｔｙ比が低くなるに従ってキャリア周波数を小さく設定している。この例の場合、Ｄｕｔｙ比に応じて線形的にキャリア周波数を切り替えた例を示しているが、段階的に階段状にＤｕｔｙ比が高くなるにつれてキャリア周波数を大きく設定するものでもよい。

この様に右上がりの図になっているのは、比較的Ｄｕｔｙ比の高い領域でキャリア周波数を大きく設定することは可能であるが、Ｄｕｔｙ比の低い領域では大きなキャリア周波数を設定できないからである。その理由については図３を用いて説明する。

図３は、１２０度矩形波通電におけるスイッチングパターンと各相の逆起電圧検出回路から出力される信号波形及びその拡大図（磁石表面配置形の回転子を駆動した場合）を示した図である。図において横軸は電気角である。電気角は回転子４ａが２極の場合３６０度で１回転し、４極の場合は７２０度で１回転し、６極の場合は１０８０度で１回転することを表す。縦軸はスイッチ素子切換部１０がドライブ回路１１に出力しているインバータ３の各スイッチ素子駆動用の信号と固定子４ｂにおける３相巻線それぞれの逆起電圧検出回路５から出力される信号波形を示している。記号は上から順に、スイッチ素子３ａの駆動信号Ｕ、スイッチ素子３ｂの駆動信号Ｘ、スイッチ素子３ｃの駆動信号Ｖ、スイッチ素子３ｄの駆動信号Ｙ、スイッチ素子３ｅの駆動信号Ｗ、スイッチ素子３ｆの駆動信号Ｚ、固定子４ｂにおけるＵ相の逆起電圧検出回路５から出力される信号Ｖｕ、固定子４ｂにおけるＶ相の逆起電圧検出回路５から出力される信号Ｖｖ、固定子４ｂにおけるＷ相の逆起電圧検出回路５から出力される信号Ｖｗである。その下の拡大図は、Ｖｗの拡大図であり、スイッチ素子３ａの駆動信号Ｕがオンした直後に振動したノイズが信号に重畳されていることを示している。（以降、このノイズのことをリンギングノイズと呼ぶ。）このリンギングノイズは、回転子の４ａにおける磁石の配置方式、モータ４及び逆起電圧検出回路５などの電気的回路定数に影響されるノイズである。

図３の動作について概略を説明する。逆起電圧検出回路５の信号に従って、１２０度づつの区間で順次、インバータ３を構成しているスイッチ素子の切換（転流）を行っている。また上アームの駆動信号Ｕ、Ｖ、ＷではＰＷＭ制御によるデューティ制御を行っている。

この様に、リンギングノイズはある程度の幅を持っており、このノイズを実際の磁極相対位置を示す信号と誤検出しないようにこのノイズ幅の期間は、逆起電圧検出回路５が出力する信号を無視する必要がある。例えば、このノイズ幅が２０［μｓ］の場合、キャリア周波数が３ｋＨｚに対してはＤｕｔｙ比にして６［％］に相当し、キャリア周波数２０ｋＨｚに対してはＤｕｔｙ比にして４０［％］に相当し、これらの期間の信号を無視する必要がある。言いかえれば、Ｄｕｔｙ比が４０［％］未満の駆動においては、キャリア周波数を２０ｋＨｚとするとノイズを無視することができないため、正確な磁極位置を検出できないことになる。つまり、比較的Ｄｕｔｙ比の高い領域では大きなキャリア周波数で制御可能であるが、Ｄｕｔｙ比の低い領域では小さなキャリア周波数に切り替える必要があり、図２のようにＤｕｔｙ比とキャリア周波数の関係は右上がりの図となる。

従って、低いＤｕｔｙ比の領域でキャリア周波数を小さくしているので、リンギングノイズ幅に対して十分に長いオン時間を確保でき、リンギングノイズの影響を受けた誤検出を防止することができる。

図１０に示すような従来の駆動装置では、負荷状態が変化した際に回転数を一定に保持しようとする機能があるため、負荷トルクが小さくなっても回転数演算部１０６が出力する回転数データは変化せず、キャリア周波数が切り替えられない。そこで、Ｄｕｔｙ比決定部７が決定するＤｕｔｙ比に応じてキャリア周波数を切り替える方法にすると、負荷トルクが小さくなりＤｕｔｙ比調整部８が調整するＤｕｔｙ比が小さくなった場合にキャリア周波数を切り替えることが可能となり、リンギングノイズ幅よりも短い時間しかＰＷＭパルスのオン幅を保持できないような状態になる前に、キャリア周波数を小さくすることができる。その結果、リンギングノイズによる誤検出を未然に防止でき、磁極位置検出精度向上に大きな効果をもたらす。

（実施の形態２）
図４は、本発明の実施の形態２によるブラシレスＤＣモータの駆動装置のブロック図である。なお、図４中の構成部品において図１と同じものについては、既に説明しているので割愛する。

図４において、切替判定用データ設定部１３はキャリア周波数切替部９が切替判定する際に必要なデータを決定し、キャリア周波数切替部９に出力する機能を有している。例えば、回転数演算部６により算出されたモータ４の転流周期（スイッチ素子群３ａ〜３ｄの切換周期）がキャリア周期の整数倍と一致するかどうかを判定し、一致する場合には、その時の回転数から正確に位置検出が可能であるＤｕｔｙ比の下限値（限界Ｄｕｔｙ比）をキャリア周波数切替部９に出力する様な機能を有する。この場合、キャリア周波数切替部９は、この限界Ｄｕｔｙ比とＤｕｔｙ比決定部７によって決定されたＤｕｔｙ比とを比較し、限界Ｄｕｔｙ比より低ければ小さいキャリア周波数に切り替える。

次に図４における動作について、図４〜図７を用いて説明する。

図５は本実施の形態において、回転数と位置検出遅れ時間許容限界との関係の一例を表す図である。図において、横軸は回転数演算部８が算出した回転数であり、縦軸は位置検出遅れ時間許容限界（単位［ｕｓ］）である。この許容限界とは、磁極位置の検出がそれ以上遅れてしまうとモータ４を最適に制御できなくなり、モータ電流が乱れるなどの不具合を生じる可能性がある位置検出遅れ時間のことである。図より、回転数が高くなるほど位置検出遅れ時間の許容限界が小さくなっていることが分かる。位置検出遅れは、ＰＷＭパルスのオフ期間中に真の磁極位置を示す信号が逆起電圧検出部５から出力された場合、次のＰＷＭパルスのオンするタイミングまでマイクロコンピュータ１２が位置信号を認識できないために発生する。よって、回転数が大きくなるほど、ＰＷＭパルスのオフ期間を短くするために、キャリア周期を短くする、つまり、キャリア周波数をより大きなものに切り替える方がよいと言える。

図６は本実施の形態において、キャリア周期の整数倍と転流周期が一致する回転数の一例を表す図である。図において、左側はキャリア周波数３ｋＨｚの場合、右側はキャリア周波数４ｋＨｚの場合であり、ともにロータ４ａの極数を４極としている。図からも分かるように、キャリア周波数が３ｋＨｚの場合、キャリア周期の５倍と５０ｒｐｓ運転時の転流周期は一致する。つまり、ＰＷＭパルスのオフするタイミングと５０ｒｐｓ運転時の真の磁極位置信号が発生するタイミング（転流タイミング）とが一致することになる。

図５と図６からわかるように、ＰＷＭパルスのオフ期間が長い場合（Ｄｕｔｙ比が低い場合）位置検出遅れは発生しやすく、キャリア周期の整数倍と転流周期が一致するような回転数で運転している場合は、ＰＷＭオフのタイミングと真の磁極位置信号が発生するタイミング（転流タイミング）が一致するために位置検出遅れを連続的に発生しやすくなると言える。つまり、ロータ４ａの極数が４極、キャリア周波数が３ｋＨｚ、回転数演算部６が算出する回転数が５０ｒｐｓであるとき、Ｄｕｔｙ比が非常に低い場合に、位置検出遅れが常時発生する可能性があると言える。

図７は、回転数と限界Ｄｕｔｙ比の関係を示した図である。図において横軸は回転数演算部８によって算出された回転数、縦軸は切替判定用データ設定部１３によって決定された限界Ｄｕｔｙ比であり、４極のロータ４ａを３ｋＨｚのキャリア周波数で駆動した場合の例である。この限界Ｄｕｔｙ比は、ロータ４ａの極数とキャリア周波数と図５に示した磁極位置検出遅れ時間許容限界とから決定することができる。図は、例えば、５０ｒｐｓ運転中の限界Ｄｕｔｙ比は１６％であり、これより低いＤｕｔｙ比で駆動する場合は、真の磁極位置を示す信号が逆起電圧検出部５からＰＷＭオフのタイミングで出力されてしまうと、磁極位置を検出するタイミングが大幅に遅れ（遅れ時間は図５から３００ｕｓ程度）、モータ電流が乱れてしまう可能性があるということを示している。

図５〜図７からわかるように、ロータ４ａの極数が４極でキャリア周波数が３ｋＨｚ、運転回転数が５０ｒｐｓである時、Ｄｕｔｙ比が１６％未満になる場合に、真の磁極位置信号がＰＷＭオフ期間に発生すると、ＰＷＭオン期間にしか磁極位置の信号を検出できないために磁極位置の検出が遅れてしまい、最大３００ｕｓ程度遅れて、モータ電流乱調などを生じてしまう可能性がある。また、ひとたびＰＷＭオフのタイミングで真の磁極位置を示す信号が逆起電圧検出部５から出力されてしまうと、５０ｒｐｓの転流周期はキャリア周期の５倍と一致するため、常に磁極位置を検出するタイミングが最大３００ｕｓ程度遅れる可能性もあり、モータ電流乱調に留まらず、脱調停止にまで至る恐れがあるともいえる。

この様な場合に、事前にキャリア周波数を切り替えれば、たとえ、一度３００ｕｓ程度検出が遅れてしまっても、位置検出が常に遅れることはなくなる。例えば、７０ｒｐｓ駆動から５０ｒｐｓ駆動に変化する前に事前にキャリア周波数も３ｋＨｚから４ｋＨｚに切り替えることで磁極位置の検出が遅れ続けることはなくなる。すなわち、図５からも分かるように、４ｋＨｚのキャリア周波数で運転する場合に、キャリア周期の整数倍と５０ｒｐｓの転流周期とは一致しないため、磁極位置検出が遅れ続けることはなくなるわけである。ここで、キャリア周波数を２ｋＨｚに切り替えても、キャリア周期と転流周期が一致することはなくなるが、キャリア周波数を切り替える際にはより大きなキャリア周波数に切り替えた方が有用である。これは、次のような理由からである。キャリア周波数が２ｋＨｚ、３ｋＨｚ、４ｋＨｚのとき、キャリア周期はそれぞれ５００ｕｓ、約３３３ｕｓ、２５０ｕｓであり、もとのキャリア周波数（３ｋＨｚ）より小さな２ｋＨｚに切り替えた場合は、キャリア周期が大きくなるため、同じＤｕｔｙ比の運転においては、ＰＷＭパルスのオフ期間が長くなる方向となり、磁極の位置検出がより遅れてしまう（オフ期間中に真の磁極位置信号が発生した場合、次のオンするタイミングまでに時間が長くなってしまう。）方向となる。しかし、より大きなキャリア周波数４ｋＨｚに切り替えた場合は、キャリア周期が小さくなるため、キャリア周期の整数倍と転流周期の一致を避けるだけでなく、位置検出遅れ時間を短くする効果もあり、より有用となるわけである。

逆に、キャリア周波数を小さくする方が有用な場合もある。例えば、極数４極のモータ４を６５ｒｐｓ（キャリア周波数４ｋＨｚ）で運転中に７５ｒｐｓまで加速したい場合を考える。図６より、キャリア周波数４ｋＨｚの場合、６６．７ｒｐｓ運転中にキャリア周期の５倍が転流周期と一致してしまう。６６．７ｒｐｓは６５ｒｐｓと７５ｒｐｓの間に位置するため、加速中に６６．７ｒｐｓを通過することになる。６６．７ｒｐｓで安定して運転するのではないため、一致状態に陥るのは非常に短い時間ではあるが、もし、ＰＷＭオフのタイミングと真の磁極位置信号が逆起電圧回路５から出力されるタイミングが一致してしまうと、モータ電流の乱れにつながる可能性がある。しかし、３ｋＨｚの場合は、６５ｒｐｓと７５ｒｐｓの間に一致状態に陥るような回転数がないため、電流の乱れが発生する可能性は非常に低い。これは、キャリア周波数が小さいほどキャリア周期が長くなるから回転数が変化途中においても、キャリア周期の整数倍が転流周期と一致する可能性は低い。従ってこの様な場合は、キャリア周波数をより小さな３ｋＨｚに切り替えた後６５ｒｐｓから７５ｒｐｓに加速し始める方がより安定した運転が可能になる。

図１０に示すような従来の駆動装置では、負荷状態が変化した際に回転数を一定に保持しようとする機能があるため、負荷トルクが小さくなっても回転数演算部１０６が出力する回転数データは変化せず、キャリア周波数が切り替えられない。そこで、Ｄｕｔｙ比決定部７が決定するＤｕｔｙ比と、切替判定用データ設定部が決定する限界Ｄｕｔｙ比に応じてキャリア周波数を切り替える方法にすると、負荷トルクが小さくなりＤｕｔｙ比調整部８が調整するＤｕｔｙ比が小さくなった場合にキャリア周波数を切り替えることが可能となり、ＰＷＭオフ期間を短くすることで位置検出遅れ時間を短くすることができる。その結果、磁極位置検出遅れ時間は小さくなり、電流乱調の発生を低減することに大きな効果をもたらす。更には、ＰＷＭオフ周期と磁極位置検出周期（転流周期）との一致状態から脱出することが可能となり、たとえ位置検出遅れがひとたび発生したとしても、そのまま磁極位置検出が遅れ続けることを防止することができる。その結果、モータ電流の乱れが連続的に発生することにより生じる、脱調停止や過電流保護停止などを引き起こすことを防止できモータ制御の安定化に大きな効果をもたらす。

（実施の形態３）
次に、ブラシレスＤＣモータ４の構造について説明を行う。図８は、本発明の実施の形態３によるブラシレスＤＣモータの回転子の構造図である。

回転子コア２０は、０．３５ｍｍから０．５ｍｍ程度の薄い珪素鋼板を打ち抜いたものを、積み重ねたものである。４枚のマグネット２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄは、駆動軸２２に対して逆円弧状に回転子コア２０に埋め込まれている。このマグネットは通常フェライト系がよく用いられるが、ネオジなどの希土類の磁石が使われる場合は平板構造のものが使われることもある。

図８に示したような構造の回転子において、回転子中央からマグネットの中央に向かう軸をｄ軸、回転子中央からマグネットの間に向かう軸をｑ軸とすると、それぞれの軸方向のインダクタンスＬｄ、Ｌｑは逆突極性を有し、異なるものとなる。

電機子巻線に流れる電流の作る磁束と、永久磁石の発する磁束の作用によって発生するフレミングの左手の法則に従うトルク（マグネットトルク）の他に、電機子巻線に流れる電流の作る磁束と、埋め込むことによって磁石の埋め込まれた部分と埋め込まれていない部分の鉄部の形状が変化すること（逆突極性）による回転子表面の鉄部が引きつけ合う力（リラクタンストルク）が作用し、磁石内部配置形回転子は表面配置形と比べてモータトルクが大きいという特徴を有する。言いかえると、Ｄｕｔｙ比が比較的小さくても表面配置形と同等のトルクを発生することが可能となる。すなわち、低Ｄｕｔｙ比運転の傾向にある。従って、Ｄｕｔｙ比と限界Ｄｕｔｙ比に応じてキャリア周波数を切り替える方法は、比較的低Ｄｕｔｙ比な運転をする磁石内部配置形回転子の運転においてより大きな効果を発揮する。

図９は、１２０度矩形波通電におけるスイッチングパターンと各相の逆起電圧検出回路から出力される信号波形及びその拡大図（磁石内部配置形の回転子を駆動した場合）を示した図である。横軸、縦軸は図３と全く同じであるので説明を割愛する。ここで注目すべきは、逆起電圧検出回路５から出力される信号は径の拡大図である。図３の拡大図と比較すれば明らかなように、リンギングノイズの幅、振幅共に磁石表面配置形の回転子よりも遙かに大きいことである。これは、図３でも説明したように、リンギングノイズはモータ４の電気的定数に影響されるものであり、磁石表面配置形回転子に比べてインダクタンス成分が非常に大きいことに起因している。故に、Ｄｕｔｙ比に応じてキャリア周波数を小さく切り替えることでＰＷＭオン期間を十分に確保する方法は、リンギングノイズ幅が非常に大きな磁石内部配置形回転子においてより大きな効果を発揮することとなる。

図１０に示すような従来の駆動装置では、負荷状態が変化した際に回転数を一定に保持しようとする機能があるため、負荷トルクが小さくなっても回転数演算部１０６が出力する回転数データは変化せず、キャリア周波数が切り替えられない。そこで、Ｄｕｔｙ比決定部７が決定するＤｕｔｙ比と、切替判定用データ設定部が決定する限界Ｄｕｔｙ比に応じてキャリア周波数を切り替える方法にすると、負荷トルクが小さくなりＤｕｔｙ比調整部８が調整するＤｕｔｙ比が小さくなった場合にキャリア周波数を切り替えることが可能となり、ＰＷＭオン期間を十分に確保できる。その結果、リンギングノイズ幅の大きな磁石内部配置形回転子において、リンギングノイズによる磁極位置の誤検出を防止することができ、表面配置形回転子よりも大きな効果をもたらす。更には、ＰＷＭオフ周期と磁極位置検出周期（転流周期）との一致状態から脱出することが可能となり、比較的発生トルクが大きく低Ｄｕｔｙ比運転が可能となる磁石内部配置形回転子の駆動において、たとえ位置検出遅れがひとたび発生したとしても、そのまま磁極位置検出が遅れ続けることを防止することができる。その結果、モータ電流の乱れが連続的に発生することにより生じる、脱調停止や過電流保護停止などを引き起こすことを防止できモータ制御の安定化に大きな効果をもたらす。

以上の様に本発明にかかるブラシレスＤＣモータの駆動方法及びその装置は、磁極位置の誤検出防止、モータ電流乱調の抑制、並びに脱調・保護動作による停止の回避が可能となるので、家庭用・産業用を問わずＤＣブラシレスモータを搭載したさまざまな用途にも適用できる。

本発明の実施の形態１によるブラシレスＤＣモータの駆動装置のブロック図本発明の実施の形態１における横軸にＤｕｔｙ比をとった場合のキャリア周波数の制御パターンの一例を表す図本発明の実施の形態１における磁石表面配置形の回転子を駆動した場合の逆起電圧検出回路から出力される信号波形を示した図本発明の実施の形態２によるブラシレスＤＣモータの駆動装置のブロック図本発明の実施の形態２における回転数と磁極位置検出遅れ時間許容限界との関係の一例を表す図本発明の実施の形態２におけるキャリア周期の整数倍と転流周期が一致する回転数を示した図本発明の実施の形態２における回転数と限界Ｄｕｔｙ比との関係の一例を表す図本発明の実施の形態３によるブラシレスＤＣモータの回転子の構造図本発明の実施の形態３における磁石内部配置形の回転子を駆動した場合の逆起電圧検出回路から出力される信号波形を示した図従来のブラシレスＤＣモータの駆動装置のブロック図

符号の説明

３インバータ
３ａ〜３ｆスイッチング素子
４ブラシレスＤＣモータ
４ａ回転子
４ｂ固定子
５位置検出部
６回転数演算部
７Ｄｕｔｙ比決定部
８Ｄｕｔｙ比調整部
９キャリア周波数生成部
１０スイッチング素子切換部
１３限界Ｄｕｔｙ比決定部

Claims

永久磁石を有する回転子と三相巻線を有する固定子からなるブラシレスＤＣモータと、前記三相巻線に接続される複数個の駆動用スイッチング素子により電力を供給するインバータと、前記スイッチング素子群の切り換え周波数を生成するキャリア周波数生成部と、前記キャリア周波数生成部によって決定されるキャリア周期内におけるオン時間の割合であるＤｕｔｙ比を調整するＤｕｔｙ比調整部と、前記回転子の位置を検出する回転子位置検出部と、前記回転子位置検出部により検出された位置情報をもとに回転数を演算する回転数演算部と、前記回転数演算部が演算した回転数をもとにＤｕｔｙ比を決定し前記Ｄｕｔｙ比調整部に指令するＤｕｔｙ比決定部と、前記スイッチング素子群を順次切り換えるスイッチング素子切換部とを備え、前記Ｄｕｔｙ比決定部が決定したＤｕｔｙ比に応じて前記キャリア周波数を２種類以上切り替えることが可能であるブラシレスＤＣモータの駆動方法。
永久磁石を有する回転子と三相巻線を有する固定子からなるブラシレスＤＣモータと、前記三相巻線に接続される複数個の駆動用スイッチング素子により電力を供給するインバータと、前記スイッチング素子群の切り換え周波数を生成するキャリア周波数生成部と、前記キャリア周波数生成部によって決定されるキャリア周期内におけるオン時間の割合であるＤｕｔｙ比を調整するＤｕｔｙ比調整部と、前記回転子の位置を検出する回転子位置検出部と、前記回転子位置検出部により検出された位置情報をもとに回転数を演算する回転数演算部と、前記回転数演算部が演算した回転数をもとにＤｕｔｙ比を決定し前記Ｄｕｔｙ比調整部に指令するＤｕｔｙ比決定部と、前記スイッチング素子群を順次切り換えるスイッチング素子切換部と、Ｄｕｔｙ比決定部に決定されたＤｕｔｙ比と予め設定されたキャリア切替判定用Ｄｕｔｙ比との大小関係に応じて前記キャリア周波数を切り替えるキャリア周波数切替部とを有するブラシレスＤＣモータの駆動装置。
永久磁石を有する回転子と三相巻線を有する固定子からなるブラシレスＤＣモータと、前記三相巻線に接続される複数個の駆動用スイッチング素子により電力を供給するインバータと、前記スイッチング素子群の切り換え周波数を生成するキャリア周波数生成部と、前記キャリア周波数生成部によって決定されるキャリア周期内におけるオン時間の割合であるＤｕｔｙ比を調整するＤｕｔｙ比調整部と、前記回転子の位置を検出する回転子位置検出部と、前記回転子位置検出部により検出された位置情報をもとに回転数を演算する回転数演算部と、前記回転数演算部が演算した回転数をもとにＤｕｔｙ比を決定し前記Ｄｕｔｙ比調整部に指令するＤｕｔｙ比決定部と、前記スイッチング素子群を順次切り換えるスイッチング素子切換部と、前記キャリア周波数生成部によって生成するキャリア周波数に制限を加えるためのＤｕｔｙ比の限界を前記回転数演算部が演算した回転数に応じて決定する限界Ｄｕｔｙ比決定部と、前記限界Ｄｕｔｙ比決定部によって決定された限界Ｄｕｔｙ比と前記Ｄｕｔｙ比決定部によって決定されたＤｕｔｙ比との大小関係に応じて前記キャリア周波数を切り替えるキャリア周波数切替部とを有するブラシレスＤＣモータの駆動装置。
ブラシレスＤＣモータが、回転子の鉄心に永久磁石を埋め込んでなる回転子であり、かつ突極性を有する回転子を有した請求項２または請求項３に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置。
ブラシレスＤＣモータが圧縮機を駆動するものである請求項２から請求項４のいずれか一項に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置。