CN102625969A - 来自多个直流电源的三相发电 - Google Patents

Abstract

一种直流/经脉冲振幅调制PAM电流转换器(称为“PAMCC”)电连接到个别直流电源。所述PAMCC接收直流电，且在其三个输出端子处提供经脉冲振幅调制的电流，其中每一端子的电流与其它两个端子异相一百二十度。所述脉冲是在相对于脉冲序列上调制的信号的高频下产生。调制到脉冲序列上的信号可表示包含DC的较低频率正弦波或其它较低频率波形的部分。当每一经定相的输出与类似PAMCC的输出并联连接时，形成PAMCC阵列，其中每一电压经定相的输出脉冲相对于其它PAMCC的对应电流输出脉冲异相。根据本发明而建构的PAMCC阵列形成分布式三相多相逆变器，所述逆变器的组合输出为由每一PAMCC调制在每一相位上的电流脉冲振幅的经解调总和。

Description

来自多个直流电源的三相发电

相关申请案的交叉参考

本申请案是有关于由科纳汉(Kernahan)等人共同拥有的在2008年4月2日提交的第12/061,025号美国专利申请案现为第7,719,864号美国专利(下文称为“′864号专利”)，此申请案以全文引用的方式并入本文中。另外，本发明主张由科纳汉等人共同拥有的在2009年9月9日提交的第12/555,823号美国专利申请案及在2010年8月23日提交的第12/861,815号美国专利申请案的优先权的权益。

技术领域

背景技术

由于许多原因，例如对由人类活动所造成的全球变暖、石油及天然气的增加的成本及其可用性的潜在最终缺乏，甚至用于水力发电的水的短缺的关注，业界对用于提供能量且具成本效益的方法及材料有极大兴趣。许多关注聚焦在可再生能源，尤其聚焦在使用光伏面板产生的电上。当前，来自太阳能设备的电力容量的广泛使用及安装受许多因素妨碍。当前解决方案受困于低效率、短产品寿命、不良的商业模式、以及消费者对大量先期成本(如果消费者持续生活在配备太阳能设备的设施中的时间不够补偿资金成本，那么此先期成本可能无法收回)的抵制。

有效或无效在这些问题中是主要的。举例来说，参考图1，目前最先进的技术提供配置成串联布置的若干太阳能面板，接着将来自所述面板的电力从直流电转换成交流电。然而，所述串面板的效率会因串联连接的面板中的任一者的减少的输出而大幅降低。减少输出的来源从鸟屎到因突出树木而导致的一系列面板的一部分的阴影或局部阴影不一而足。

图2是并网型光伏系统的实例，其中将由太阳能系统提供的电力驱动到公共事业的电网系统中。根据先前技术的系统的代表性配置202展示多个面板，以及用于将由所述面板提供的直流电转换成交流电力的单个逆变器。本发明的实例实施例的代表展示为系统204。注意，204的每一面板包含个别转换器。

′864号专利申请案揭示一种发电的二相系统。商用发电机提供三相高电压电力给电力电网。需要经配置以从光伏面板提供三相电力的阵列转换器。

发明内容

在′864号专利专利申请案的二相系统中，在特定时间切换两个电路支路以将存储在线圈中的能量提供给两个输出端子。所述两个输出端子互为180度异相。在本发明中，这种概念是通过提供引导逻辑而延伸，使得线圈能量被导引到两个选定输出端子(一次一个)，通过第三端子返回。用于流出与吸收电流的端子的选择每六十度改变。工艺是在比电网频率高得多的频率下完成，因此将经脉冲振幅调制的电流提供到三个负载支路中。在特定时间，引导逻辑配置三个输出端子对中的一对以提供正电流给其它两个输出端子对。这是在两步骤工艺中完成，每一步骤专用于从共用参考支路提供电流给一个支路，接着提供给另一支路。接着，第三时间周期为线圈在下一循环中放电之前再次充电提供时间。

在某些实施例中，引导逻辑包括闸流管，其比MOSFET慢。为克服这种特征，使用脉冲延伸滤波器技术。

附图说明

图1展示现有技术的实例及本发明的简要实例。

图2是并网型光伏系统的实例。

图3是当前技术的实例。现有技术。

图4是根据本发明的经单脉冲振幅调制的电流转换器的实例。

图5展示经脉冲振幅调制的电流转换器，其中在电网正半相内，晶体管完成用以对电感器充电的电路同时重构滤波器产生电流脉冲。

图6展示经脉冲振幅调制的电流转换器，其中在电网正半相内，电流流经到重构滤波器中。

图7展示经脉冲振幅调制的电流转换器，其中在电网负半相内，晶体管完成用以对电感器充电的电路同时重构滤波器产生电流脉冲。

图8展示经脉冲振幅调制的电流转换器，其中在电网负半相内，电流流经到重构滤波器中。

图9涉及驱动信号及电流的时序。

图10展示在以下某些图式中将详细检查的正弦波电流中的电流部分。

图11展示由经单脉冲振幅调制的电流转换器提供的脉冲。

图12展示由经双脉冲振幅调制的电流转换器提供的脉冲及其全部经加总电流。

图13展示由经八脉冲振幅调制的电流转换器提供的脉冲及其全部经加总电流。

图14展示经单脉冲振幅调制的电流转换器的替代电路。

图15定义一种三相电系统中的基本相位关系。

图16是根据本发明的方法提供电流给另两个相位的最负电压相位的实例。

图17是根据本发明的方法提供电流给另两个相位的最正电压相位的实例。

图18是配置为Y形输出电路的根据本发明的三相经脉冲振幅调制的电流转换器的实例。

图19是配置为△形输出电路的根据本发明的三相经脉冲振幅调制的电流转换器的实例。

图20展示与如图16所说明的电流I_BA有关的示范性转换循环的电流路径。

图21展示与如图16所说明的电流I_BC有关的示范性转换循环的电流路径。

图22定义各个等式中使用的电流及时间项。

具体实施方式

某些术语的定义

本发明适用于从任何直流电源到任意输出信号配置的电力转换。合适的直流电源的实例包含电池、风力涡轮机、地热、化学、潮汐及压电；具有直流输出的任何电源。输出信号配置的实例包含正弦交流电、直流电、梯形波、高斯波、方形波、三角波，且具自适应性。自适应信号包含(举例来说)在逐循环或其它时间周期基础上修改输出波形以适应、修改或消除瞬态噪声或其它情形的作用的信号。此类信号还可包含叠加在基础(载波)信号上的符号作为一种用于在模块、子系统或系统外模式之间通信的方法。

为更清晰理解本发明的操作，我们首先描述类似二相系统的操作。接着根据本发明的三相系统的操作涉及不同的输出级。在单相系统中，到经脉冲振幅调制(“PAM”)的电流转换器(称为“PAMCC”)的DC是连接到个别太阳能面板(“PV”)。太阳能面板通常由串联连接的多个(通常为七十二个)个别太阳能电池组成，其中每一电池在某一电流下提供约0.5伏，所述电流为撞击在所述面板上的光通量强度的函数。所述PAMCC从PV接收直流电流((DC)，且在其输出处提供经脉冲振幅调制的电流。由于在每一脉冲之间每一脉冲从近零电流变成经调制电流且返回到近零，所以经脉冲振幅调制的电流脉冲通常为不连续或近乎不连续。所述脉冲是在相对于脉冲序列上调制的信号的高频下产生。调制到脉冲序列上的信号可表示包含DC的较低频率正弦波或其它较低频率波形的部分。当PAMCC的输出与类似PAMCC的输出并联连接时，形成PAMCC阵列，其中所述PAMCC的输出脉冲互为异相。PAMCC阵列形成分布式多相逆变器，其组合输出是由每一PAMCC脉冲振幅调制的电流的经解调总和。如果调制到由每一PAMCC产生的不连续或近乎不连续系列脉冲上的信号是AC电流正弦波，那么所述PAMCC阵列产生经解调连续AC电流波形。这种AC电流波形适合由“负载”(意为由所述系统供电或部分供电的建筑物)使用，且适合连接到电网。举例来说，在某些实施例中，多个PV加PAMCC模块的阵列连接在一起，以向家庭提供额定的分相、爱迪生(Edison)系统、60cps、240伏的AC。

在论述包括多个PV加PAMCC模块的阵列之前，首先参看个别PAMCC。举例来说，参考图4，PV面板由若干二极管及电容器(如参考标号401所示)电子地表示。包括PAMCC的组件简单统称为“PAMCC 400”。电流由PV 401向正输入端子402及负输入端子404提供。所述正输入端子402与线圈L1406串联连接。所述负输入端子404与线圈L2405串联连接。在某些实施例(未图示)中，线圈L1406及线圈L2405包括具有两个输入端子及两个输出端子的一对一变压器，其中所述两个线圈是磁耦合的，因此在两个路径中提供基本上相同的电流，这可能对单相系统有利。在三相系统的示范性实施例中，线圈406及线圈405是互相独立的，即无磁耦合。由于在任何给定切换循环内，由每一线圈所输送的电力约等于由另一线圈所输送的电力，但是所述两个线圈405、406上的电压仅在循环中某些点处相等，所以这种布置改进三相系统中的效率。在下文中，将线圈对L1 406及L2 405统称为“T1”407。开关Q1 404(例如NMOS FET)是跨越变压器407的负载侧而连接，其中Q1 404的源极并联连接到T1 407输出的负端子。注意，PV 401的负侧及PAMCC 400的负侧是浮动的；即，它们未接地。控制器412具有输出端子414，所述输出端子414在线411上向Q1 404的控制栅极(Q1G)提供信号。在某些实施例中，所述控制器412为具有额外逻辑的微处理器且由程序操作。下文中将更详细论述控制器412。

控制器412包括多个输出端子，每一输出端子独立操作。四个控制器412输出端子415到418通过四根线419到422(内连接，未图示)而分别连接到四个三端双向可控硅开关(triac)(分别为CR11 424、CR22 423、CR12 425及CR21 426)的控制端子。每一根线(因此，每一三端双向可控硅开关)由来自控制器412的控制信号独立控制。CR11424及CR22 423的阳极端子并联连接到T1 407的正输出端子。三端双向可控硅开关CR12 425及CR21 426的阴极端子并联连接到T1 407的负输出端子。三端双向可控硅开关CR11 424的阴极端子及三端双向可控硅开关CR12 425的阳极端子并联连接到线圈L12 430。三端双向可控硅开关CR22 423的阴极端子及三端双向可控硅开关CR21 426的阳极端子并联连接到线圈L22 431。任意指定来自线圈L12 430的端子434为提供“相位1”(P1)输出，且任意指定来自线圈L22 431的端子436为提供“相位2”(P2)输出。在某些实施例中，线圈L12 430及线圈L22 431体现为一对一变压器。在图4中示范的实施例中，线圈L12 430及线圈L22 136是单独线圈。电容器C12 438跨越线圈L12430的输入侧及中性输出端子432。另一电容器C22跨越线圈L22 431的输入侧及中性输出端子432。在另一实施例中，无中性输出端子432，且有单电容器跨越线圈L12 430及线圈L22 431的输入端子；在这个实施例中，电容器的电压额定至少为电容器C22 440及电容器C12 438的电压额定的两倍。

所述系统的操作是通过线411及419到422上的控制信号而实施。特定来说，线411上的控制信号Q1G及线419上的信号CR11T；线420上的信号CR22T；线421上的信号CR12T；及线422上的信号CR21T以高频周期(例如，30KHz)连接与断开由PV 401在PAMCC 400内依序提供的电流，其提供由较慢的60循环模式调制的PCM信号，因此提供振幅为PAM信号(近似正弦波)的输出。

参考图2，初始条件如下：Q1 404、CR11 424、CR22 423、CR12 425及CR21 426断电；线圈L1 406、线圈L2 405、L12 430及L22 431无电流；且光伏电池PV1到PVn为暗。在这种条件下，电网AC电压被施加在P1 434与P2 436之间，且经历穿过L12 430、C12 438、C22 440及L22 431的路径。经选择用于包括L12 430及C12 438的重构滤波器的谐振频率通常选定为约Q1 404的切换频率的一半。包括L22 431及C22 440的重构滤波器的谐振频率选定为与L12 430及C12 438的重构滤波器的谐振频率相同。在一个实施例中，晶体管Q1 404经选择为约30kHz的指定切换频率，且接着所述重构滤波器的谐振频率设计为15kHz。由于电网AC电压通常为60Hz，所以在所述电网中出现微量的电容电抗性负载。

随着太阳能面板401暴露在足够的光下以产生明显的电流，电路开始操作。电流的出现可视为跨越Q1 404的电压的增加。此刻，通过将来自控制器412的信号施加在Q1G与Q1S之间的线411上而最初接通Q1 404。控制器412与晶体管Q1 404之间的接口可为光隔离、变压器耦合的，或者可将控制器412连接到Q1S。在这种状态中，L1 406及L2 405开始以电流充电。当跨越PV 401的电压降低到预定值时，记录线圈充电时间以计算电流，且标准操作从下一电网零交叉开始。在一个实施例中，这为当P1处的电压越过P2上方同时P1开始为正且P2开始为负的时候。此刻，信号CR11T 419及CR21T421被断言，使得当向CR11 424及CR21 426施加电流时，CR11 424及CR21 426将导电。

案例1：电网的正半波的PWM调制

在描述PAMCC 400的操作时将参考图5到图8。注意，组件对应于图4的组件，而摒去参考标号以免模糊描述。然而，参考由图4提供的参考标号。参看图5，其中L1 406及L2 405已充电，Q1 404被断开达经脉冲宽度调制时间。在断开时间已期满后，接通Q1 404直到电流切换循环结束为止。在Q1 404断开期间，原先存储在L1 406及L2 405中的电流连同流进PV 401中的电流一起施加到CR11 424及CR21 426的输入端子，其由于信号CR11T 419及CR21T 421持续电网的整个正半循环而维持启用。电网的正半循环定义为输出端子P1 434的电压大于输出端子P2 436的电压的条件。通过三端双向可控硅开关CR11 424输送的电流脉冲中的电荷最初存储在电容器C12 438上，相对于线圈L12的连接到输出端子P1 434的一端，此在线圈L12 430的近端上形成较正的电压。通过三端双向可控硅开关CR21 426输送的电流脉冲中的电荷最初存储在电容器C22 440上，相对于线圈L22的连接到输出端子P2 436的一端，此在线圈L22 431的近端上形成较负的电压。这是包括L12 430、C12 438的重构滤波器与包括L22 431、C22 440的重构滤波器两者的初始条件。此刻，如图5所示，所述重构滤波器将输送到它们的经脉冲宽度调制的电流脉冲转变成输送到电网的经脉冲振幅调制(PAM)的半正弦波电流505。

所述重构滤波器的谐振频率选定为Q1 404的切换频率的约一半，使得在每一经脉冲宽度调制的电流脉冲被输送到P1 434及P2 436时，将提供一半的正弦波电流到P1 434及P2 436。由于每一重构滤波器的谐振频率与施加到所述重构滤波器的电流的脉冲宽度无关，且施加到所述重构滤波器的瞬时电流脉冲中的电荷须等于从所述重构滤波器输送到电网的半正弦波电流中的电荷，所以输入电流的脉冲宽度的变化将反映为所述重构滤波器的输出的振幅变化。随着所述重构滤波器的电感器的电流返回到零，因为所述重构滤波器的频率为Q1 404所产生经脉冲宽度调制的电流脉冲的速率的一半，所以下一电流脉冲被输送到所述重构滤波器的电容器。

Q1 404的断开时间经调制，使得所产生的电流脉冲的宽度呈电网正弦波的形状。所述重构滤波器将此经脉冲宽度调制的电流脉冲序列转变成其振幅遵循所述电网正弦波形状的对应点的经脉冲振幅调制的电流脉冲序列。

相对于端子P2 436的输出，只要端子P1 434的电网半循环维持为正，就从“案例1：电网的正半波的PWM调制”开始，通过重复上文所述的工艺而产生更多的电流脉冲。

将电网电压的负零交叉定义为其中在P1 434已比P2 436正之后，端子P1 434处的电压等于端子P2 436处的电压的条件。在负零交叉之前，接通Q1 404，因此移除来自CR11 424及CR21 426的电流。此刻，解除断言信号CR11T 419及信号CR21T 421，从而防止三端双向可控硅开关CR11 424及CR21 426在电网负半循环期间传导电流。在负零交叉之后，由于端子P1 434的电压比端子P2 436的电压负，因此则断言信号CR22T 420及信号CR12T 421，使得当将电流施加到CR22 423及CR12 425时它们能传导。

案例2：电网的负半波的PWM调制

参考图6，其中L1 406及L2 405已充电，Q1 404被断开达经脉冲宽度调制时间。在断开时间已期满后，接通Q1 404直到瞬时电流切换循环结束为止。在Q1 404断开期间，先前存储在L1 406及L2 405中的电流连同流进PV 401中的电流一起被施加到在电网的整个负半循环内通过信号CR22T 420及CR12T 421而维持启用的CR12 425及CR22423的输入端子。电网的负半循环定义为端子P1 434处的电压大于端子P2 436处的电压的条件。通过三端双向可控硅开关CR22 423输送的电流脉冲中的电荷最初被存储在电容器C22 440上，从而相对于连接到端子P2 436的端点，形成在线圈L22 431的近端上较正的电压。通过三端双向可控硅开关CR12 425输送的电流脉冲中的电荷最初存储在C12上，从而相对于连接到端子P1 434的端点，形成在线圈L12 430的近端上较负的电压。这是包括L12 430、C12 438的重构滤波器与包括L22 431、C22 440的重构滤波器两者的初始条件。此刻，如图4所示，所述重构滤波器将输送到它们的经脉冲宽度调制的电流脉冲变换成输送到电网的经脉冲振幅调制的半正弦波电流。

案例2的重构滤波器是与如关联案例1所述相同的组件；它们的设计及操作在此不再重复。

Q1 404的断开时间经调制，使得所产生的电流脉冲的宽度呈电网正弦波的形状。所述重构滤波器将此经脉冲宽度调制的电流脉冲序列转变成其振幅遵循所述电网正弦波形状的对应点的经脉冲振幅调制的电流脉冲序列。

只要电网半循环维持为负，且端子P1 434的电压比端子P2 436的电压负，就从“案例2：电网的负半波的PWM调制”开始，通过重复上文所述的工艺而产生更多的电流脉冲。

将电网电压的正零交叉定义为在端子P1 434处的电压比端子P2 436处的电压负之后，端子P1 434处的电压等于端子P2 436处的电压的条件。在正零交叉之前，接通Q1404，移除来自三端双向可控硅开关CR12 425及CR22 423的电流。此刻，解除断言信号CR12T 421及信号CR22T 420，从而防止三端双向可控硅开关CR12 425及CR22 423在电网正半循环期间传导电流。在正零交叉之后，由于P1 434比P2 436正，断言信号CR11T 419及信号CR21T 421，使得当将电流施加到三端双向可控硅开关CR11 424及CR21 426时它们能传导。

随着电网再次为正，从标记为案例1：电网的正半波的PWM调制的部分开始，所述工艺将再次返回到上文所述的工艺。

图9展示通过重构滤波器(例如上文先前所揭示的重构滤波器(L12 430及C12 438；L22 431及C22440)而将经脉冲宽度调制的脉冲转译成经脉冲振幅调制(PAM)的电流脉冲的转换结果的信号图。短持续时间的近似矩形电压脉冲902为Q1 404的漏极侧451(图4)上的电压。标记为908的脉冲宽度接近线411(图4)上的信号Q1G的脉冲宽度，且周期910为PAMCC 400的切换周期。此电压驱动变压器407及PV 401电流通过三端双向可控硅开关CR11 424或CR12 425(如先前所述，此取决于来自控制器412的控制信号的瞬时状态)，进入所述重构滤波器中的一者的输入中。圆形半波整流的正弦波904为所述重构滤波器的输出。随着输入脉冲的脉冲宽度908(近似)增加，输出波形904的振幅增加。在共同时间窗期间，曲线图的顶部的三角波形906标绘通过PV 401的电流的变动。迹线906展示变压器407独立于提供给所述重构滤波器的相对较大的经脉冲宽度调制的电流脉冲而对维持相对恒定的PV 401电流的作用。

图10指出将描绘在图11、12及13中的电网正弦波循环的窄时间片段。

图11展示单个PAMCC 400的经脉冲振幅调制的输出电流。注意，所示振幅是针对如循环实例1101上所指示的电网电压的正峰值附近的一小时间部分。个别脉冲1104具有等于切换频率的周期的周期1106，例如(1/30KHz)。

在图12中，两个PAMCC(每一根据PAMCC 400)的两个个别电流(1200.1及1200.2)定相为相隔一半的切换频率周期。上方的迹线1202是两个PAMCC输出电流1200.1及1200.2的总和。注意，经加总电流1202具有比单个PAMCC(见图11)的涟波小得多的涟波，且具有两倍于单个逆变器的涟波频率的涟波频率。经加总电流1202不回到零点。

在将两个PAMCC 400输出的电流相加之后，图13展示八个PAMCC的个别输出电流(线1300为代表性的；每一波形未编号)，每一输出电流跨越切换频率的周期平均地定相。举例来说，就使用30KHz切换频率的系统来说，相对于先前输出电流波形，其周期为33.3微秒，且每一相位延迟(33.3/8)或4.167微秒。任何数目的PAMCC 400均可如此相加。随着相加数目的增加，每一相位延迟较小数量(1/(切换频率)*n)，其中“n”为所加PAMCC的数目。注意，图13中所示的经加总电流仅具有个别PAMCC的一小部分涟波电流(图12)，且具有八倍于个别PAMCC的涟波频率的涟波频率。如果每一PAMCC 400按其PAM电流脉冲序列而在电网正弦波上产生一点，定相并相加一组PAMCC，那么形成转换器阵列，此将以极高精确度且极低噪声(涟波)有效地解调电网正弦波电流。任何数目的阵列转换器可以此方式定相且相加。随着PAMCC的数目增加，涟波振幅减少，且涟波频率增加。在一个实施例中，多个PAMCC 400个别输出电流中的两者或两者以上彼此同相。在某些实施例中，切换频率经选择以便与电网频率(例如，美国的60Hz)无关，使得涟波将不表示谐波失真。调制到PAMCC输出上的信号是任意的。在某些实施例中，将多个信号调制到PAMCC输出上，其中此些信号中的一者(例如)可用于任意两个或两个以上PAMCC模块之间的通信。PAMCC调制有时用于校正电网信号的失真。

选定阵列化PAMCC 400的定相的若干方法之一为预指派每一PAMCC 400的时隙数，其中所述第一时隙是排定依照零交叉，且每一PAMCC 400以预定(即，所指派)序列发射其PAM信号。在某些实施例中，尤其在PV数目较大的情况下，个别PAMCC的相位关系未受控制，其中在不具有确定性相位调度的情况下，它们将横跨循环自然地相位分隔。

在图14中所示范的替代实施例中，增加第二晶体管，其中Q1A 1402及Q1B 1404代替如图4的电路中所示并描述的单晶体管Q1 404。使用所述两个晶体管Q1A 1402及Q1B 1404会提供一些潜在的优点，包含减少跨越每一晶体管的电压，从而相比于Q1 404的Rds_on(“接通”电阻)要求，允许每一晶体管的较宽松的Rds_on要求，且允许相对于较低的电压及PV 401的稳定阳极及阴极端点驱动每一晶体管。在此配置中，如先前论述中的Q1 404一样，同时接通与断开Q1A 1402及Q1B 1404二者。电路操作的所有其它方面维持相同。Q1A 1402及Q1B 1404为不同的晶体管类型，所以到其控制栅极单独信号是由控制器1412提供。控制器1412原本与图12的控制器412相同，但添加有输出端子，其分别通过线1401及1403连接到Q1A 1402及Q1B 1404的控制栅极。

图15说明三相系统的相位之间的相位关系。此图及下图指示表示电压的垂直轴，但对于固定电压系统来说，所述轴还将表示电流。任意指定三相为A、B、C。将三相电路配置成所属领域中众所周知的“Y形”布置或“△形”布置。在Y形电路中，称共用节点为“N”。可如所见，相位相隔120度。注意，在任何给定六十度窗中，两个相位将具有相同的极性，且第三相位将具有相反的极性。

对于商用发电机，发电系统连接到低阻抗三相电网，其中功率(因此，电压电流乘积)保持为相同。因而对于根据本发明的系统，三个相位中的每一者中的功率是相等的。

在根据本发明的系统中，电流总是从给定极性的共同参考被驱动到具有相反极性的两个端子。参看图16，在电网循环1602的某一时间点处，Vb为负电压，且Va、Vc两者均为正电压。为使所要电压维持在相位A及B上，将电流Iba 1604从相位B驱动到相位A，接着将电流Ibc 1606从相位B驱动到相位C。注意，正电流被驱动到正电压节点中，因此所输送的电力为正。

现在参看图17，在时间1702处，相位C为正电压，且相位A及B为负电压。因此选择相位C作为共同参考，且将电流Icb 1704从相位C驱动到相位B，接着将电流Icb1706从相位C驱动到相位A。

图18是根据本发明的电路的实例，其中如上文先前所述，所述电路可经配置以不时对线圈L1 1802及线圈L2 1804充电。接着如先前参考图16及图17所述的将所述线圈中的电荷提供给两个输出端子。输出级呈Y形配置。

在图18的实例中，六个闸流管1810.1到1810.6(下文概括称为“1801.n”)在六根线的每一者中提供对三个输出端子(A、B、C)的ON/OFF切换。到所述闸流管1810.n的控制栅极的控制信号由控制器1812提供，其中控制器1812包含逻辑、经编程微处理器，或用于根据本发明的方法而作决定并产生适当控制信号的其它装置。在某些实施例中，使用MOSFET以取代闸流管1810.n。闸流管通常比MOSFET慢。在使用闸流管1810.n的实施例中，某些实施例提供平滑电路，所述平滑电路包括高侧支路中的线圈L3 1814、低侧支路中的线圈L4 1816及电容器C2 1818。平滑电路1814、1816、1818用于电流脉冲的较长时间周期，因此适应闸流管的较慢响应时间。

如上文二相系统的操作中所述，响应于线1808上来自控制器1812的信号而将开关Q1 1806(通常为MOSFET)驱动为ON，因此利用来自光伏面板1830的电流对线圈L11802及线圈L2 1804充电。参考图16的实例，其中希望将电流从相位B驱动到相位A，接着从相位B驱动到相位C。

图19呈现类似于图18但其中输出级配置成△形电路的本发明的实施例。

为说明闸流管的换向作用，图20及图21仅展示接通的闸流管，且为清晰而移除未供电的线。参看图20，控制器1812在晶体管Q1 1806断开的情况下接通闸流管B-1810.5与闸流管A+1810.1。线圈L1 1802及线圈L2 1804不再通过晶体管Q1 1806而连接，所以它们的电流被提供到端子A中，且端子B为返回路径。如图21中所示，当已连接端子B及端子A达预定时间时(下文将论述)时，断开闸流管A+1810.1并接通闸流管C+1810.3。

只要相位在给定六十度范围内就重复上述工艺。在每一案例中，首先接通的闸流管将导致来自共同参考的较大电压变化。一段时间后，将导致较低电压变化的闸流管接通。所以我们看到在给定六十度周期期间，共同参考点总是相同，且在第一个三十度期间，一个相位较远离所述共同参考，且在第二个三十度期间，另一相位离得更远。为包含所有十二个三十度时间相位，经由表1可为每一窗确定首先接着第二接通的下列闸流管。

表1

在表1中，批注是指按图18的闸流管标记。举例来说，“C-B+”指示接通闸流管C-1810.6及B+1810.2。T_S1为第一时间周期，T_S2为第二时间周期，下文将定义。

图22定义下文论述中将使用的特定时间周期及批注惯例。在时间周期T_S1期间，电流在来自共同参考的初始值I_PN被驱动到第一(如先前所论述，电压差较大)电力轨，在时间周期T_S1结束时电流减少到I_SN。此刻，接通下一组闸流管(见表1)达时间T_S2。电流最初具有值I_SN，且在时间周期T_S2的最后具有值I_N+1。接着断开所有闸流管，且通过控制器1812将晶体管Q1 1806驱动为接通，此在线1808上提供信号。在Q1 1806接通的情况下，线圈L1 1802及L2 1804由光伏面板1830再充电。周期T为固定时间周期，所以可规定：

T_P＝T-T_S1-T_S2。

时间周期T应与比正为电网供电的频率高的频率有关。在一个实施例中，周期T与是电网频率的504倍的频率有关，其中美国的电网频率为60Hz，且世界上大多数其它国家为50Hz。

图22的时间周期可以下列方式确定：

$I_{\mathrm{sn}}=I_{\mathrm{pn}}-\frac{(V_{O1}-V_i)}{L}{T}_{s1}---\left[1\right]$

其中，V_O1定义为将首先驱动的电力轨的开路电压，Vi为来自光伏面板1830的电压，且L为两个线圈L1 1802及L2 1804的等效电感(包含互感效应)。

$I_{n+1}=I_{\mathrm{sn}}-\frac{(V_{O2}-V_i)}{L}{T}_{s2}---\left[2\right]$

其中，V_O2定义为将第二驱动的电力轨的开路电压。参考图22，

$I_{\mathrm{pn}+1}=I_{n+1}+V_i\frac{(T-T_{s1}-T_{s2})}{L}=I_{\mathrm{pn}}-\frac{(V_{O1}-V_i)}{L}{T}_{s1}-\frac{(V_{O2}-V_i)}{L}{T}_{s2}+V_i\frac{(T-T_{s1}-T_{s2})}{L}---\left[3\right]$

通过展开等式[3]的项，可得到：

在舍弃约分项之后得到：

$I_{\mathrm{pn}+1}=I_{\mathrm{pn}}+\frac{(V_{i}T-V_{O1}{T}_{S1}-V_{O2}{T}_{s2})}{L}.---\left[5\right]$

根据下式我们得到时间周期T_S1期间的平均电流：

$i_{0\mathrm{ave}1}=K_R{V}_{O1}=\frac{(I_{\mathrm{pn}}+I_{\mathrm{sn}})}{2}\frac{T_{s1}}{T}=I_{\mathrm{pn}}\frac{T_{s1}}{T}-\frac{(V_{O1}-V_i)}{2L}\frac{{T_{s1}}^2}{T}---\left[6\right]$

其中，K_R为由较慢的“外环”控制以提供所需电流的电导项。现在，重写各项：

$\frac{V_{O1}-V_i}{2L}\frac{{T_{s1}}^2}{T}-\frac{I_{\mathrm{pn}}}{T}{T}_{s1}+i_{0\mathrm{ave}1}=\mathrm{\φ}---\left[7\right]$

定义下列项 $\frac{V_{O1}-V_i}{2L}\frac{1}{T}=A1;$ $\frac{I_{\mathrm{pn}}}{T}=B1;$ i_0 ave1＝C1

且根据下式求解T_S1：

$T_{s1\left(\mathrm{1,2}\right)}=\frac{B1\±\sqrt{({B1}^2-4A1C1)}}{2A1}.---\left[8\right]$

类似求解T_S2：

$i_{0\mathrm{ave}2}=K_R{V}_{O2}=\frac{(I_{\mathrm{sn}}+I_{n+1})}{2}\frac{T_{s2}}{T}=I_{\mathrm{pn}}\frac{T_{s2}}{T}-\frac{(V_{O1}-V_i)T_{s1}{T}_{s2}}{\mathrm{LT}}-\frac{(V_{O2}-V_i)T_{s2}^2}{2\mathrm{LT}}---\left[9\right]$

$\frac{V_{O2}-V_i}{2\mathrm{LT}}{T_{s2}}^2-\frac{I_{\mathrm{pn}}-\frac{1}{L}(V_{O1}-V_i)T_{s1}}{T}\×T_{s2}+i_{0\mathrm{ave}2}=\mathrm{\φ}---\left[10\right]$

如之前定义项：

$\frac{V_{O2}-V_i}{2\mathrm{LT}}=A2;$ $\frac{I_{\mathrm{pn}}-\frac{1}{L}(V_{O1}-V_i)T_{s1}}{T}=B2;$ i_0 ave2＝C2；

接着 $T_{s2\left(\mathrm{1,2}\right)}=\frac{B2\±\sqrt{({B2}^2-4A2C2)}}{2A2}---\left[11\right]$

$i_{\mathrm{i\; ave}}=i_{0\mathrm{ave}1}+i_{0\mathrm{ave}2}+\frac{(I_{n+1}+I_{\mathrm{pn}+1})}{2}\frac{(T-T_{s1}-T_{s2})}{T}---\left[12\right]$

$i_{\mathrm{iave}}=i_{0\mathrm{ave}1}+i_{0\mathrm{ave}2}+(I_{\mathrm{pn}}+\frac{1}{L}(-V_{O1}{T}_{s1}-V_{O2}{T}_{s2}+V_i\frac{T+T_{s2}+T_{s1}}{2}))(1-\frac{T_{s1}+T_{s2}}{T})$

$V_{\mathrm{in}+1}-V_i=\mathrm{\Δ}{V}_i\frac{1}{1+\frac{R_{\mathrm{PV}}{C}_i}{T}}(E_{\mathrm{PV}}-R_{\mathrm{PV}}{i}_{\mathrm{iave}}-V_{\mathrm{in}})---\left[13\right]$

其中E_PV及R_PV为光伏面板的戴维宁等效。

显然太阳能供电的电流源最终将不能提供符合负载需求的足够电流。由于目标电流接近可用最大值，所以逐渐减少目标电流以最小化THD。

冲突的解决方案

如果有任何揭示内容以引用的方式并入本文中且此并入的揭示内容与本发明部分冲突或完全冲突，那么对于冲突的程度、及/或更广的揭示内容、及/或术语的更广定义，皆由本发明控制。如果此类所并入的揭示内容彼此部分冲突或全部冲突，那么对于冲突的程度，由日期在后的揭示内容控制。

Claims (20)

1.一种用于将直流电力转换成三相交流电力的系统，所述系统包括：

两个或两个以上直流电源；

经脉冲振幅调制的电流转换器(“转换器”)，其连接到每一直流电源，其中所述转换器中的每一者从其相应的直流电源接收直流电流，且在所述转换器的第一输出端子处以第一相位提供第一经脉冲振幅调制的电流脉冲，且在第二输出端子处以第二相位提供第二经脉冲振幅调制的电流脉冲，且在第三输出端子以第三相位提供第三经脉冲振幅调制的电流脉冲，且进一步其中每一转换器的所述第一输出端子与所述系统中的所有其它转换器的所述第一输出端子并联电连接，且每一转换器的所述第二输出端子与所述系统中的所有其它转换器的所述第二输出端子并联电连接，且每一转换器的所述第三输出端子与所述系统中的所有其它转换器的所述第三输出端子并联电连接，由此至少两个转换器的所述第一及所述第二及所述第三电流脉冲相对于彼此的所述第一及所述第二及所述第三电流脉冲异相，因此将所有所述转换器的每一相位的所述电流脉冲相加，使得调制到所述转换器的脉冲输出上的信号被解调。

2.根据权利要求1所述的系统，其中每一转换器的所述电流脉冲相对于具有相同电压相位的所有其它转换器的所述电流脉冲异相。

3.根据权利要求1所述的系统，其中所述信号为六十循环的交流电压。

4.根据权利要求1所述的系统，其中所述信号为近似固定值的直流电压。

5.根据权利要求1所述的系统，其中所述信号为方波。

6.根据权利要求1所述的系统，其中所述信号为三角波。

7.根据权利要求1所述的系统，其中所述信号为高斯波。

8.根据权利要求1所述的系统，其中所述信号包含用于传达数据的通信信号。

9.根据权利要求8所述的系统，其中所述通信信号叠加到所述信号上。

10.根据权利要求8所述的系统，其中所述通信信号包含从给定转换器到所述系统中的至少一个其它转换器的数据。

11.根据权利要求8所述的系统，其中所述通信信号包含从给定转换器到所述系统中的所有其它转换器的数据。

12.根据权利要求8所述的系统，其中所述数据包括相位数据。

13.根据权利要求8所述的系统，其中所述数据包括控制命令。

14.根据权利要求8所述的系统，其中所述数据包括操作数据。

15.根据权利要求1所述的系统，其中所述两个或两个以上直流电源是光伏面板。

16.根据权利要求1所述的系统，其中所述两个或两个以上直流电源是风力发电机。

17.根据权利要求1所述的系统，其中所述两个或两个以上直流电源为潮汐发电机。

18.根据权利要求1所述的系统，其中所述两个或两个以上直流电源是压电发电机。

19.根据权利要求1所述的系统，其中所述两个或两个以上直流电源是电池。

20.根据权利要求1所述的系统，其中所述电流脉冲经修改以减少所述信号的任何失真。

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