CN103178733B

CN103178733B - 高效率三电平单相逆变器

Info

Publication number: CN103178733B
Application number: CN201210466120.1A
Authority: CN
Inventors: 王子涛(彼得)
Original assignee: Kohler Co
Current assignee: Kohler Co
Priority date: 2011-12-20
Filing date: 2012-11-16
Publication date: 2015-09-09
Anticipated expiration: 2032-11-16
Also published as: EP2608386A2; EP2608386A3; US8867248B2; CN103178733A; US20130155747A1

Abstract

一种高效的无变压器的逆变器及其控制方法。所述逆变器设计用于分布式发电系统，分布式发电系统例如是具有如下装置的住宅：光伏电池，例如太阳能板；风力发电机；蓄电池和其他直流源资源。所述逆变器包括四个开关状态：用于正半周期的正电流通路，用于所述正半周期的空转电流通路，用于负半周期的负电流通路，以及用于所述负半周期的第二空转电流通路。空转电流通路包括数量减少的电路部件，例如二极管，这使得DC电力高效地转化为AC电力。

Description

高效率三电平单相逆变器

技术领域

本发明涉及电逆变器。更具体而言，涉及一种三电平（three-level）单相逆变器。所述逆变器可应用于连网（grid-connected）系统。

背景技术

逆变器是将直流（DC）转化为交流（AC）的设备。一类逆变器可以通过将DC源连接到变压器的主绕组的中间抽头而构造。连接到DC源的开关在两个节点（每个节点连接到主绕组的相对端）之间快速的切换以使得电流通过两个交替通路（通过主绕组的一端然后通过另一端）流回到DC源。变压器的主绕组中的电流方向的交替在次级绕组中产生了交流（AC）电，这种设计或其他设计的逆变器可以从例如太阳能板、发电机、风力涡轮机、电池和其他源接收DC电力，将DC电力转化为AC电力，并将AC电力输出到本地负载或电力网。

这样的逆变器和其他包括变压器的逆变器在DC输入和AC输出之间设置有电流绝缘。然而，这些变压器具有严重的缺点，例如重量大、高成本、低效率、非一致功率因数（特别是在低负载情况下）。带有变压器的高频率逆变器可以减少重量并且具有一致功率因数，但是没有改善电力转化的效率。

无变压器的逆变器不需要利用沿着DC-AC转化通路的变压器而将DC电力转化为AC电力。无变压器的逆变器不包括变压器，而是包括电力开关元件，例如MOSFET和/或IGBT晶体管，所述电力开关元件被特别布置和控制为将接收到的DC电力转化为AC电力以减少DC输入和AC输出之间的干扰。无论是何种设计，在DC电力转化为AC电力期间，逆变器中能量都有损失。转换中的能量损失越少，逆变器就越有效。无变压器的逆变器尽管通常更复杂，但是比带有变压器的逆变器更有效率。

发明内容

尽管通常比基于变压器的逆变器效率更高，发明人已知悉对于某些应用，无变压器的逆变器的效率并不如期望的那么高。本发明的实施例包括一种具有改善的效率的无变压器的逆变器。在一个特殊实例中，本发明提供了一种可连网（grid-connectable）的逆变器，其具有第一DC输入节点和第二DC输入节点；第一AC输出节点和第二AC输出节点。该逆变器还包括第一开关，第二开关，第三开关和第四开关,第一二极管和第二二极管。该逆变器还包括四个通路：用于正半周期的正电流通路，用于正半周期的第一空转（free-wheel）电流通路，用于负半周期的负电流通路，以及用于负半周期的第二空转电流通路。所述第一空转电流通路包括所述第一AC输出节点、所述第一开关、所述第一二极管、所述第四开关和所述第二AC输出节点。在所述第一空转电流通路中，没有额外的二极管与所述第一开关和第四开关之间的所述第一二极管串联。所述第二空转电流通路包括所述第二AC输出节点、所述第二开关、所述第二二极管、所述第三开关和所述第一AC输出节点。在所述第二空转电流通路中，没有额外的二极管与所述第二开关和第三开关之间的所述第二二极管串联。

本发明的实施例还提供了一种利用可连网的逆变器将DC电力转化为AC电力的方法。所述逆变器包括第一和第二DC输入节点，第一和第二AC输出节点，四个开关（第一、第二、第三和第四开关），第一二极管，以及第二二极管。所述方法包括在所述第一和第二DC输入节点接收DC输入。至少所述第一、第二、第三和第四开关被控制以产生用于正半周期的正电流通路。在正半周期期间，所述第一开关和第四开关被闭合以产生第一空转电流通路。所述第一空转电流通路包括所述第一AC输出节点、所述第一开关、所述第一二极管、所述第四开关和所述第二AC输出节点。在所述第一空转电流通路中，没有额外的二极管与所述第一开关和第四开关之间的所述第一二极管串联。所述方法还包括控制所述第一、第二、第三和第四开关以产生用于负半周期的负电流通路。在负半周期期间，所述第二开关和所述第三开关被闭合以产生用于负半周期的第二空转电流通路。所述第二空转电流通路包括所述第二AC输出节点、所述第二开关、所述第二二极管、所述第三开关和所述第一AC输出节点。在所述第二空转电流通路中，没有额外的二极管与所述第二开关和第三开关之间的所述第二二极管串联。

通过考虑如下说明书和附图，本发明的其他方面将变得更加明显。

附图说明

图1示出了一电力转化系统。

图2示出了现有技术的三电平无变压器的逆变器。

图3A-3D分别示出了针对现有技术的三电平无变压器的逆变器的四个开关状态。

图4示出了根据本发明的实施例的三电平无变压器的逆变器。

图5A-5D分别示出了针对根据本发明的实施例的三电平无变压器的逆变器的四个开关状态。

图6示出了根据本发明实施例的将DC电力转化为AC电力的方法。

具体实施方式

在详细说明本发明的任何实施例之前，应理解的是本发明的应用不受限于如下说明书提出的和如下附图中图示的部件的构造和布置细节。本发明还包括能够以各种方式实现或实施的其他实施例。

图1示出了一电力转化系统100。该电力转化系统100包括光伏（PV）板105、DC/DC变流器110、逆变器115和AC电网120。PV板105接收太阳辐射并将辐射转化为DC电力。该PV板将DC电力输出至DC/DC变流器110。DC/DC变流器110将DC电力积累或放大至合适逆变器115的电平。例如，DC/DC变流器110提供具有预定特征（例如在预定的容许范围内的特定电压）的DC输出。DC/DC变流器110可以被认为提供了“调节的电力”，其可以是无变压器的变流器或者其可以包括变压器。逆变器115接收来自DC/DC变流器110的调节后的DC电力并将DC电力转化为AC电力。然后逆变器115输出AC电力至AC电网120。

例如电网120的电力网（有时简称为“电网”）为传输线系统或其他设备，电力公司产生的电能通过所述设备传输到用户。现描述另一方式，电网120为将一个或多个AC供电商与一个或多个AC电力用户互连的电网。例如如果一个家庭或机构包括逆变器115，电网120可以将逆变器115与外部电网、本地耗电设备（例如连接到家庭出口或附近的负载）连接，或者与两者均连接。在一个正常的操作中，电网120提供了具有正弦电压波形的AC电力，该正弦电压波形具有大约恒定的幅值和频率（例如当输送到电网供电家庭的本地子区域时，为60Hz、120V）。在其他部分或在其他输送点，电网120提供的电力可能具有各种幅值（例如208V、240V、277V，至几kV）和频率（例如50Hz或60Hz），这取决于实施方式或本地标准。逆变器115可应用于“连网”到或捆绑到电网120的系统。但是，也可以将逆变器115（其具有未示出的额外设备）连接到本地电系统或本地负载（“离电网（off grid）”），而不是电网120。

图2图示了现有技术的三电平无变压器的逆变器125，其具有中点钳位（NPC）拓扑结构。逆变器125为图1的逆变器115的一个示例。尽管图2的NPC拓扑结构具有比传统的H桥电路更多的开关元件，但NPC拓扑结构具有减少的电压额定值（voltage rating value），且减少了共模电压（common mode voltage）的干扰。逆变器系统中的共模电压可能产生潜在的有害的漏电流。例如，如果出现了漏电流，在PV板的寄生电容上会积聚电压。如果一个家庭设备连接了PV板并且该家庭设备连接到地，则漏电流可以通过该家庭设备而放电。

逆变器125包括八个开关元件（S₁-S₈），与所述开关元件相关联的八个二极管（D₁-D₈），四个附加的二极管（D₉-D₁₂），两个电容（C₁,C₂）以及两个电感（L₁,L₂）。开关元件S₁-S₈为MOSFET晶体管，二极管D₁和D₈为用于开关元件S₁-S₈的反体二极管。逆变器125接收跨在节点130a和130b之间的输入V_DC。例如，逆变器125可以如图1那样接合到PV板和DC/DC变流器。该输入V_DC被逆变并通过节点140a和140b输出到AC电网120。在一个实例中，开关S₁-S₄的开关频率基本上为60Hz（低频），开关S₅-S₈的开关频率基本上为50kHz（高频）。

贯穿本说明书，在描述电路图的部件时使用词语“导通”和“断开”。当与开关元件一起使用时，词语“导通”（在MOSFET的情况下）表示电压施加在开关元件的控制端子（例如栅极），从而电流可以流过其他的端子（例如源极和漏极）。词语“断开”表示没有电压或有低电压施加在开关源极的栅极，没有（或几乎没有）电流在漏极和源极之间流过。在本申请的附图中，“导通”的晶体管显示为导线，而“断开”的晶体管显示为开放的开关。当词语“导通”与二极管一起使用时，表示二极管正在正偏置方向上通电。当词语“断开”与二极管一起使用时，表示二极管没有（在任何方向上）通电。尽管晶体管和二极管具有更复杂的电特性和响应，然而这些描述提供了在这里描述的逆变器电路的简化解释。

图3A-3D示出了逆变器125的四个开关状态的电流流动；

用于正半周期的正电流开关状态（图3A）；

用于正半周期的空转电流状态（图3B）；

用于负半周期的负电流开关状态（图3C）；以及

用于负半周期的空转电流状态（图3D）。

在图3A-3B的正开关状态中，开关S₅和S₈由PWM信号控制为以高频（例如50kHz）同步地“导通”和“断开”，而开关S₁和S₄一直保持“导通”。在图3A中，开关S₅和S₈连同开关S₁和S₄是“导通”的。图3A中的电流通路如下：节点130a→S₅→S₁→L₁→电网120→L₂→S₄→S₈→节点130b。如图3B所示，开关S₅和S₈“断开”，电流（称为空转电流）流过S₁→L₁→电网120→L₂→S₅→D₁₂→D₉。

在图3C-3D的负开关状态中，开关S₆和S₇由PWM信号控制为以高频（例如50kHz）同步地“导通”和“断开”，而开关S₂和S₃一直保持“导通”。在图3C中，开关S₆和S₇以及开关S₂和S₃是“导通”的。图3C中的电流通路如下：节点130a→S₇→S₃→L₂→电网120→L₁→S₂→S₆→节点130b。如图3D所示，开关S₆和S₇“断开”，电流（称为空转电流）流过S₂→D₁₀→D₁₁→S₃→L₂→电网120→L₁。

在逆变器125的四个状态中，共模电压保持不变。更具体地，在正电流开关状态（图3A），共模电压为：

V_{common mode} = \frac{1}{2} (V_{A} + V_{B}) = \frac{1}{2} (V_{input} + 0) = 0.5 V_{input} - - - (1)

在空转期间，二极管D₉-D₁₂允许电流流过并将电压钳制在输入电压的中点以减少共模电压干扰。在正空转电流开关状态（图3B），共模电压为：

V_{common mode} = \frac{1}{2} (V_{A} + V_{B}) = \frac{1}{2} (\frac{1}{2} V_{input} + \frac{1}{2} V_{input}) = 0.5 V_{input} - - - (2)

可对图3C-3D的负开关状态进行相似的分析。因此，逆变器125的共模电压通过四个开关状态保持为输入电压（V_DC）的一半，并且逆变器125的漏电流被控制。

在三电平无变压器的逆变器的空转电流状态，例如图3B和3D所示的逆变器125，通过电流通路上的每个附加的电流部件（例如开关或二极管）降低了逆变器的效率。在图3B所示的空转电流状态中，电流流过两个二极管（D₁₂，D₉）以及两个开关（S₁,S₄）。相似地，在图3D所示的空转电流状态中，电流流过两个二极管（D₁₀，D₁₁）以及两个开关（S₂,S₃）。如在下面所详述的，本发明的实施例包括一逆变器，该逆变器具有电流流过两个开关和一个二极管的空转电流状态，比逆变器125少一个二极管。因此，本发明的实施例包括具有改善的效率的逆变器。

图4示出了根据本发明实施例的具有改善的效率的逆变器150。逆变器150将通过节点130a和130b接收到的DC电力进行转化并通过节点140a和140b向电网120输出AC电力。如同逆变器125，逆变器150也是无变压器的，且具有NPC拓扑结构以防止漏电流。还如同逆变器125，逆变器150可以用作图1的系统100中的逆变器115，逆变器150包括八个MOSFET开关元件（S₁-S₈），与所述开关元件相关联的八个二极管（D₁-D₈），用于控制共模电压的四个附加的二极管（D₉-D₁₂），两个电容（C₁,C₂）以及两个电感（L₁,L₂）。另外，如在下面所详述的，逆变器150包括用于提供高效率以及空转电流通路的两个二极管D₁₃和D₁₄。开关S₁,S₂,S₅和S₆为第一三电平中点钳位桥的一部分，开关S₃,S₄,S₇和S₈为第二三电平中点钳位桥的一部分。

逆变器150由控制器155监控和控制。控制器155接收来自传感器的信号以监控逆变器150，传感器包括例如用于测量V_DC，i_DC，V_AC和i_AC的电流和电压传感器。例如，逆变器控制器155可以监控节点130a、130b处以及电网120处的电流和电压。基于监控，控制器155选择性地控制开关元件S₁-S₈以转化经由节点130a和130b接收的DC电力，以经由节点140a和140b同步地向电网120提供AC电力。控制开关元件S₁-S₈的控制信号可以包括脉冲宽度调制（PWM）信号。控制器155为微控制器、具有合适的存储器和I/O器件的微处理器、现场可编程门阵列（FPGA）、专用集成电路（ASIC）、数字信号处理器（DSP）等。

图5A-5D示出了示出了逆变器150的四个开关状态的电流流动：用于正半周期的正电流开关状态（图5A）；用于正半周期的空转电流状态（图5B）；用于负半周期的负电流开关状态（图5C）；以及用于负半周期的空转电流状态（图5D）。在图5A-5B的正开关状态中，开关S₅和S₈由PWM信号控制为以高频（例如50kHz）同步地“导通”和“断开”，而开关S₁和S₄一直保持“导通”。在图5A中，开关S₅和S₈连同开关S₁和S₄是“导通”的。图5A中的电流通路（正电流通路160）如下：节点130a→S₅→S₁→L₁→电网120→L₂→S₄→S₈→节点130b。

当开关S₅和S₈“断开”时，如图5B所示，空转电流流过空转电流通路165，其包括：S₁→L₁→电网120→L₂→S₄→D₁₄。在逆变器150的用于正半周期的空转电流状态期间，电流只流过一个二极管（D₁₄），而不是如图3B的逆变器125那样流过两个二极管（D₉和D₁₂）。因此，与逆变器125相比，逆变器150的效率在用于正半周期的空转电流阶段改善了。

和逆变器125一样，当开关S₅和S₈“导通”时，共模电压为：

V_{common mode} = \frac{1}{2} (V_{A} + V_{B}) = \frac{1}{2} (V_{input} + 0) = 0.5 V_{input}

另外，当开关S₅和S₈“断开”时，共模电压为：

V_{common mode} = \frac{1}{2} (V_{A} + V_{B}) = \frac{1}{2} (\frac{1}{2} V_{input} + \frac{1}{2} V_{input}) = 0.5 V_{input} - - - (2)

基于上述电流分析，逆变器150的共模电压显示为恒定。因此，逆变器125的漏电流得到控制。在空转期间，二极管D₉-D₁₂允许电流流过并将寄生电压钳制到输入电压（即连接C₁和C₂的节点）的中点，以减少共模电压干扰。

图5C示出了针对逆变器150的负电流开关状态，图5D示出了针对逆变器150的负空转电流状态。在图5C-5D的负开关状态中，开关S₆和S₇由控制器155的PWM信号控制为以高频（例如50kHz）同步地“导通”和“断开”，而开关S₂和S₃一直保持“导通”状态。如图5C所示，当开关S₆和S₇“导通”时，电流从输入节点130a流到电网120并通过节点130b流出。图5C中的电流通路（负电流通路170）如下：节点130a→S₇→S₃→L₁→电网120→L₂→S₂→S₆→节点130b。

如图5D所示，开关S₆和S₇断开，空转电流流过空转电流通路175，其包括：S₂→D₁₃→S₃→L₂→电网120→L₁。在逆变器150的负半周期的空转电流状态期间，电流只流过一个二极管（D₁₃），而不是如图3D中的逆变器125那样流过两个二极管（D₁₀和D₁₁）。因此，与逆变器125相比，逆变器150的效率在用于负半周期的空转电流阶段提高了。

与逆变器125的共模电压类似，逆变器150的共模电压在四个状态中保持不变。更具体地，在正电流开关状态（图5A），共模电压为：

V_{common mode} = \frac{1}{2} (V_{A} + V_{B}) = \frac{1}{2} (V_{input} + 0) = 0.5 V_{input} - - - (1)

在空转期间，二极管D₉-D₁₂允许电流流过并将寄生电压钳制在输入电压的中点以减少共模电压干扰。在正空转电流开关状态（图5B），共模电压为：

V_{common mode} = \frac{1}{2} (V_{A} + V_{B}) = \frac{1}{2} (\frac{1}{2} V_{input} + \frac{1}{2} V_{input}) = 0.5 V_{input} - - - (2)

可对图5C-5D的负开关状态进行相似的分析。因此，逆变器150的共模电压通过四个开关状态保持为输入电压（V_DC）的一半，并且逆变器150的漏电流被控制。

在逆变器150中，二极管D₉-D₁₂被用于控制钳制点的电压。然而，空转电流流过二极管D₁₃和D₁₄，但不通过二极管D₉-D₁₂。由控制钳制点的电压所产生的电流比空转电流低。逆变器125中的二极管D₉-D₁₂必须能够处理空转电流，且因此其必须具有比逆变器150的二极管D₉-D₁₂更高的额定功率。因此，逆变器150的二极管D₉-D₁₂可以具有比逆变器125的二极管D₉-D₁₂更低的额定功率。

通过实验，具有示例的部件和开关控制的逆变器150具有改善的效率，相比于具有相似的部件和开关控制的逆变器125，在正常操作期间效率提高了大约0.1%。对于分布式电力应用，这样的改善是本质上的。在该实验中，“正常操作”包括输入电压电平在大约260V和600V之间，部件温度大约为75°C，电力网为240V/60Hz的分网（split-grid）系统。被测逆变器为3kW和4kW，且具有50kHz的电力开关频率。表1（如下）示出了实验结果。

表1效率计算结果

如表2所示，其呈现了针对低输入电压（例如小于200V）的效率改善，但稍微不是本质上的。

表2低输入电压时的效率计算结果

当然，上述数据来自于具有特定设定操作参数（例如电流部件、开关控制技术、环境等）的实验。特定的效率改善根据逆变器150的操作参数而改变。

图6示出了一种利用逆变器150将DC电力转化为AC电力的方法200。在步骤205中，逆变器150通过节点130a和130b从DC/DC变流器110接收DC电力。尽管在步骤205中接收DC电力显示为单个事件，然而步骤205贯穿持续在方法200的执行期间。换句话说，逆变器150在贯穿步骤210-235通过节点130a和130b接收DC电力。

在步骤210中，控制器155控制开关元件S₁-S₈以产生图5A所示的正电流通路160。为了产生正电流通路160，开关S₁、S₄、S₅和S₈“导通”，开关S₂、S₃、S₆和S₇“断开”。在一段时间后，在步骤215中，控制器155控制开关元件S₁-S₈以产生如图5B所示的用于正半周期的空转电流通路165。为了产生空转电流通路165，开关S₅和S₈“断开”，从而开关S₁和S₄保持“导通”，开关S₂、S₃、S₅、S₆、S₇和S₈“断开”。

逆变器150输出的AC电力与电网120同步。逆变器150输出的正弦AC电力具有频率（f）。因此，正弦输出的每个全周期为1/f秒，每个半周期为1/(2xf)秒。在正半周期间，逆变器150根据需要在正电流通路160和空转电流通路165之间切换，以合适地向电网120输出AC电力。在步骤220，控制器155确定是否保持在正半周期。控制器155基于接收到的传感器输入数据确定进入负半周期。假定电网120和逆变器150输出60Hz的AC电力，逆变器150将大约每1/120秒在正半周期和负半周期之间切换。

在步骤225，控制器155控制开关元件S₁-S₈以产生图5C所示的负电流通路170。为了产生负电流通路170，开关S₁、S₄、S₅和S₈“断开”，开关S₂、S₃、S₆和S₇“导通”。在一段时间后，在步骤230中，控制器155控制开关元件S₁-S₈以产生如图5D所示的用于负半周期的空转电流通路175。为了产生空转电流通路175，开关S₆和S₇“断开”，从而开关S₂和S₃保持“导通”，开关S₁、S₄、S₅、S₆、S₇和S₈“断开”。

在负半周期间，逆变器150根据需要在负电流通路170和空转电流通路175之间切换，以合适地向电网120输出AC电力。在步骤235，控制器155确定返回到正半周期（步骤210）还是返回到步骤225。

尽管逆变器150描述为与PV板105一起使用，但可以使用其他的DC源。例如，替代PV板105，可以使用DC电池、燃油供电的DC发电机、风力供电的DC发电机、生物燃料供电的DC发电机、DC整流后的AC电源（例如风力供电的AC发电机）或其他输出DC电力的设备中的一个或多个。在一些实施例中，PV板105或DC源可以与DC/DC变流器110以及逆变器115中的一个或多个集成到一起。

因此，本发明的实施例提供了一种高效的无变压器的逆变器及其控制方法。本发明的各种特性和优点体现在权利要求中。

Claims

1.一种可连网的逆变器，包括：

第一DC输入节点和第二DC输入节点；

第一AC输出节点和第二AC输出节点；

第一开关，第二开关，第三开关和第四开关；

第一二极管和第二二极管；

用于正半周期的正电流通路；

用于所述正半周期的第一空转电流通路，其中所述第一空转电流通路包括所述第一AC输出节点、所述第四开关、所述第一二极管、所述第一开关和所述第二AC输出节点，且其中没有额外的二极管与所述第一开关和第四开关之间的所述第一二极管串联；

用于负半周期的负电流通路；

用于所述负半周期的第二空转电流通路，其中所述第二空转电流通路包括所述第二AC输出节点、所述第二开关、所述第二二极管、所述第三开关和所述第一AC输出节点，且其中没有额外的二极管与所述第二开关和第三开关之间的所述第二二极管串联；

第五开关和第八开关，其中所述正电流通路包括所述第一DC输入节点、所述第五开关、所述第一开关、所述第二AC输出节点、所述第一AC输出节点、所述第四开关、所述第八开关和所述第二DC输入节点；以及

第六开关和第七开关，其中所述负电流通路包括所述第一DC输入节点、所述第七开关、所述第三开关、所述第一AC输出节点、所述第二AC输出节点、所述第二开关、所述第六开关和所述第二DC输入节点。

2.根据权利要求1所述的可连网的逆变器，其中所述第一AC输出节点具有第一电压，所述第二AC输出节点具有第二电压，当所述逆变器处于正半周期和负半周期时，所述第一电压和所述第二电压的总和的一半实质上保持不变。

3.根据权利要求1所述的可连网的逆变器，其中所述第一AC输出节点和所述第二AC输出节点接合到AC电网。

4.根据权利要求1所述的可连网的逆变器，其中所述第一DC输入节点和所述第二DC输入节点接合到DC-DC变流器的输出。

5.根据权利要求4所述的可连网的逆变器，其中所述DC-DC变流器的输入接合到光伏阵列。

6.根据权利要求1所述的可连网的逆变器，进一步包括用于选择性地控制所述第一开关、所述第二开关、所述第三开关和所述第四开关的控制器。

7.根据权利要求6所述的可连网的逆变器，其中所述控制器基于来自用于监控所述第一DC输入节点处的电流、所述第一DC输入节点处的电压、逆变器所接合到的AC电网的电流、所述AC电网的电压中的至少一个的传感器的信号，选择性地控制所述第一开关、所述第二开关、所述第三开关和所述第四开关。

8.根据权利要求1所述的可连网的逆变器，其中所述第一开关和所述第二开关形成了第一三电平中点钳位桥的一部分，所述第三开关和所述第四开关形成了第二三电平中点钳位桥的一部分。

9.一种利用可连网的逆变器将DC电力转化为AC电力的方法，所述逆变器包括第一DC输入节点，第二DC输入节点，第一AC输出节点，第二AC输出节点，第一开关，第二开关，第三开关，第四开关，第一二极管，第二二极管，所述方法包括：

在所述第一DC输入节点和所述第二DC输入节点接收DC输入；

控制所述第一开关、第二开关、第三开关和第四开关以产生用于正半周期的正电流通路；

闭合所述第一开关和第四开关以产生用于正半周期的第一空转电流通路，其中所述第一空转电流通路包括所述第一AC输出节点、所述第四开关、所述第一二极管、所述第一开关和所述第二AC输出节点，且其中没有额外的二极管与所述第一开关和第四开关之间的所述第一二极管串联；

控制所述第一开关、第二开关、第三开关和第四开关以产生用于负半周期的负电流通路；

闭合所述第二开关和所述第三开关以产生用于负半周期的第二空转电流通路，其中所述第二空转电流通路包括所述第二AC输出节点、所述第二开关、所述第二二极管、所述第三开关和所述第一AC输出节点，且其中没有额外的二极管与所述第二开关和第三开关之间的所述第二二极管串联；

控制第五开关和第八开关以产生正电流通路，其中所述正电流通路包括所述第一DC输入节点、所述第五开关、所述第一开关、所述第二AC输出节点、所述第一AC输出节点、所述第四开关、所述第八开关和所述第二DC输入节点；以及

控制第六开关和第七开关以产生负电流通路，其中所述负电流通路包括所述第一DC输入节点、所述第七开关、所述第三开关、所述第一AC输出节点、所述第二AC输出节点、所述第二开关、所述第六开关和所述第二DC输入节点。

10.根据权利要求9所述的方法，其中所述第一AC输出节点具有第一电压，所述第二AC输出节点具有第二电压，当所述逆变器处于正半周期和负半周期时，所述第一电压和所述第二电压的总和的一半实质上保持不变。

11.根据权利要求9所述的方法，进一步包括将所述第一AC输出节点和所述第二AC输出节点接合到AC电网。

12.根据权利要求9所述的方法，进一步包括将所述第一DC输入节点和所述第二DC输入节点接合到DC-DC变流器的输出。

13.根据权利要求12所述的方法，进一步包括将所述DC-DC变流器的输入接合到光伏阵列。

14.根据权利要求9所述的方法，其中通过选择性地引导电流通过所述正电流通路、所述第一空转电流通路、所述负电流通路、所述第二空转电流通路来转化所述DC输入。

15.根据权利要求9所述的方法，通过一控制器，基于来自监控所述第一DC输入节点处的电流、所述第一DC输入节点处的电压、逆变器所接合到的AC电网的电流、所述AC电网的电压中的至少一个的传感器的信号，来控制所述第一开关、所述第二开关、所述第三开关和所述第四开关。

16.根据权利要求9所述的方法，其中所述第一开关和所述第二开关形成了第一三电平中点钳位桥的一部分，所述第三开关和所述第四开关形成了第二三电平中点钳位桥的一部分。