CN102478652A - 基于移动平台的多普勒频差测向法 - Google Patents

Abstract

本发明基于移动平台的多普勒频差测向法，该方法假定目标静止或低速运动，在测向平面内，利用三个天线构造出一个两基线相互垂直的L形阵列，且其中一个基线平行于移动平台的纵轴，另一个基线垂直于移动平台的纵轴。一方面利用两个和纵轴平行的天线阵列所接收到的多普勒频差，按方向余弦变化率得到入射波的正弦角；另一方面利用两个和纵轴垂直的天线阵列所接收到的多普勒频差，按方向余弦变化率得到入射波的余弦角。然后，通过两者的比值即能消去三角函数表示式中所包含的未知波长和角速度，从而所得到的方向正切角将仅与已知的多普勒频差和基线长度相关。本发明实现方法简单，适用于宽频带工作和多目标探测。

Description

基于移动平台的多普勒频差测向法

技术领域

本发明属于无线电测量技术领域，具体涉及一种仅利用多普勒频差测量技术，实现在移动平台上的无模糊、高精度测向的方法。 

背景技术

随着无线电频谱资源的广泛应用和无线电通信的日益普及，为了有序和可靠地利用有限的频谱资源，以及确保无线电通信的畅通，无线电监测和无线电测向已经必不可少，其地位和作用还会与日俱增。 

事实上，随着3G走向商用、Wi-Fi和WiMAX技术的日益成熟、移动数字电视。宽带无线接入系统等的广泛使用，无线电台站和各类无线电发射设备的数量将急剧增加，由此也使得传统的无线电管理面临着更多的挑战。同时日趋复杂的形势也对无线电管理的各类手段提出了更高的要求，电磁环境测试，干扰查处，重大活动保障等多项任务将日趋艰巨。因而为使无线电监测方式和城市规划定位相适应，构筑适合区域广度和功能深度的无线电监管手段，已经成为区域无线电管理的基本要求。而保证无线电管理的及时性和有效性，也是保障政府监管导向能适应无线电业务变革的基本要求。 

近几年全国无线电管理机构陆续建设了一些高山监测站，其目的就是为了提高监测系统的测向能力，进而提高干扰查处能力。这些高山监测站能够在较大的覆盖范围内，进行干扰监测和定位任务。然而，由于中国国土面积广袤，经济发展迅速，相关的无线电设备应用在不断增加，干扰可能发生的地域也越来越广， 所以即便是建设了很多高山站，也无法满足覆盖的要求，对一些干扰仍然无法监测和定位。例如在一些航空频段发生的干扰，往往发生在3000米以上的空中，地面很难监测到。由于我国地域广袤，在一些区域，虽然有干扰发生但概率并不大，从费效比的角度看，建设那么多的高山站也不经济。一般情况下，建设一个高山站的费用需要500万～1000万人民币，每年还需一定数量的维护经费，除非所监测区域内台站密度大，经常发生干扰，否则在经济上是不合算的。 

如何既经济又有效地完成无线电监测和干扰查处任务呢？利用加装了无线电监测设备的空中飞行平台进行巡测，应该是一个较理想的方案。 

空中无线电监测作为传统监测模式的一种补充，在现有的监测网上可以形成远程控制，联合测向.重点监测等多功能现代化立体化监测网，将可实现对所管辖区内全频段.全业务、全时段，全方位的监测覆盖.从而全面提升技术管理水平。 

利用机载平台上的测向系统，通过平台的运动，在飞行航线的不同观测点上对地面同一辐射源进行探测，就能获得一组方向测量信息，根据这样一组方向信息并按照一定的算法，例如三角定位算法，进行处理，即可获得辐射源的位置估值。 

由于飞机可以不受限制的飞越各种障碍，故机载无线电监测测向系统具有以下优点： 

(1)速度快。可以迅速查找和确定干扰源。 

(2)对干扰信号的无障碍接收。 

(3)可以直接飞临干扰源，及时查处。 

只有拥有机载无线电监测系统，作为无线电监测网络才能做成无缝网络。比 如美国民航就专门研发了AIMDS(机载无线电监测系统)，其定位方法是对准干扰源方向(此时示向度的显示为0度)向前飞行，直到相对方向显示为180度，此时的位置就是干扰源。AIMDS已经成为美国民航无线电监测网的重要组成部分，配合地面的完善的无线电监测网络协同工作，在查找航空无线电通信干扰工作中，具有很重要的位置。 

然而，机载无线电监测系统在我国的应用目前还存在一些难题。需要解决一些特殊的技术问题，比如需要安装测向天线阵，电磁兼容考虑及布线等。作为完整的监测体系的一部分，还需要做飞行监测软件、空中与地面数据链路的开发等。最重要的是要有专用的飞机。这需要有很大的投资和系统的规划研发。 

根据测向原理，其体制可分为比幅式测向，比相式测向.多普勒测向、时问差测向和空间谱估计测向等。但可用于移动平台的测向方法主要分为幅度法和相位法。幅度法测向的依据是无线电波的等速直线传播和天线的方向性引起的接收信号幅度变化；相位法测向的物理基础是无线电波等速直线传播中在不同距离上产生的相位差。 

幅度法测向原理简单、设备建设成本低等特点，是技术上使用最早、工程上使用最广的无线电测向技术，该技术又包括最大信号法、最小信号法、等信号法、信号比较法等。由于幅度法测向的物理基础是接收天线的方向图特性，测向精度不可避免地受到天线副瓣、多径效应的影响；相位法测向测量的是辐射源信号等相位面到达不同接收天线的时间差，对信号幅度变化敏感度较低，可有效克服副瓣、多径等因素影响，保证测向结果的真实性、有效性。然而由于相位干涉仪只能在[-π，π]范围内单值地测量相位差，同时，测向误差又是和基线长度成反比的，因此，单基线相位干涉仪始终存在着相位模糊和测向精度之间的矛盾问题。 

为了解决这一矛盾，通常需要采用多基线体制，其中包括长短基线相结合的方法和多基线解模糊算法等方法。实际使用中，长短基线相结合的方法存有局限性，对于多基线解模糊方法，由于需要进行多维整数搜索，存在计算量比较大的问题。 

发明内容

针对已有技术存在的不足，本发明目的在于通过引入方向余弦变化率原理所具有的在频差与角度之间的变换关系，提供一种仅基于多普勒频差测量技术的、可用于移动探测平台的测向方法。 

尽管多普勒频差无源定位方法本身具有不模糊、精度高等优点，但目前基于旋转运动以得到多普勒频移的测向方法似乎并不适用于移动平台的探测应用。事实上，对于一个单基线阵列，如利用方向余弦变换率[赵业福，李进华.无线电跟踪测量系统[M].北京：国防工业出版社，2001.]，就能将信号的入射正弦角度变换表示成和多普勒频差、角速度、波长和基线长度相关的函数。 

基于这种变换分析，如在飞行平面内，使三个测量天线单元成直角布设，则根据方向余弦变化率的分析原理，就能够直接得到仅基于多普勒频差测量的目标方位角的解析计算式。 

本发明是通过以下技术方案实现的： 

假定目标静止或低速运动，在测向平面内，利用三个天线构造出一个两基线相互垂直的L形阵列，且其中一个基线和移动平台的纵轴相平行，另一个基线与移动平台的纵轴相垂直。 

首先，一方面利用两个和纵轴平行的天线阵列所接收到的多普勒频差，按方向余弦变化率得到入射波的正弦角；另一方面利用两个和纵轴垂直的天线阵列所接收到的多普勒频差，按方向余弦变化率得到入射波的余弦角。 

然后，通过两者的比值即能消去三角函数表示式中所包含的未知波长和角速度，从而所得到的方向正切角将仅与已知的多普勒频差和基线长度相关。 

模拟计算表明公式的相对误差和基线长度成正比，且在载机的轴线方向存有奇异发散性。而误差分析则表明测量精度是和基线长度成正比、且改变两基线长度的比值将能有效提高方位角度比较小时的测量精度。 

由于本发明所提出的机载单站无源测向方法的探测过程仅和多普勒频差相关，与信号波长及其基线长度的设置无关，所以非常适用于宽频带工作。同时，由于利用测频信息有利于对多目标的分选识别，故机载多普勒无源测向系统非常适合于多目标探测。 

具体包括以下步骤： 

1)、执行测向任务的移动平台以匀速运动，且假定待测目标是静止或低速运动的； 

2)、移动平台上安置有三个呈L形分布的平面天线阵列，且两基线相互垂直，其中，一个基线是和移动平台的纵轴相平行，另一个基线是和移动平台的纵轴相垂直； 

3)、移动平台上配置有三通道无线接收设备，根据在某一时刻由三通道无线接收设备所接收到的信号实测频率值，即可得到与两基线相对应的两组多普勒频差值： 

Δf_d1＝f_d1-f_d2＝f_t1-f_t2            (1) 

Δf_d2＝f_d3-f_d1＝f_t3-f_t1            (2) 

式中：f_di为多普勒频移；f_ti为实测频率值。 

在被测目标静止或低速运动的情况下，在各个天线阵元上，机载接收机所获得的多普勒频移是： 

λf_di＝vcosθ_i          (3) 

式中：λ为信号波长；v是移动平台的运动速度；θ_i是平台移动方向与目标径向距离之间的前置角，即相对方位角； 

4)、根据方向余弦变化率概念，在近似假定电波信号是平行入射的情况下，有： 

$\frac{\∂\cos {\mathrm{\θ}}_1}{\∂t}=\frac{\∂}{\∂t}\left(\frac{\mathrm{\Δ}{r}_1}{d_1}\right)=\frac{\stackrel{\·}{r_1}-\stackrel{\·}{r_2}}{d_1}=\frac{\mathrm{\λ}}{d_1}(f_{d1}-f_{d2})---\left(4\right)$

式中：d₁是与移动平台纵轴平行的基线长度；Δr₁是对应于基线d₁的两径向距离间的程差； 

是径向速度。 

利用与载机轴向并行的两个天线阵元就能得到相对方位的正弦角函数： 

$\sin {\mathrm{\θ}}_1=-\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\θ}}}\frac{\∂\cos {\mathrm{\θ}}_1}{\∂t}=-\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\θ}}}\frac{\∂}{\∂t}\left(\frac{\mathrm{\Δ}{r}_1}{d_1}\right)=-\frac{\mathrm{\λ\Δ}{f}_{d1}}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\θ}}{d}_1}---\left(5\right)$

式中：角速度 

频差Δf_d1＝f_d1-f_d2。 

利用与载机轴线垂直的两个天线阵元就能得到相对方位的余弦角函数： 

$\cos {\mathrm{\θ}}_1=\sin (90-{\mathrm{\θ}}_1)=-\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\θ}}}\frac{\∂\cos (90-{\mathrm{\θ}}_1)}{\∂t}---\left(6\right)$

$=-\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\θ}}}\frac{\∂}{\∂t}\left(\frac{\mathrm{\Δ}{r}_2}{d_2}\right)=-\frac{\mathrm{\λ\Δ}{f}_{d2}}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\θ}}{d}_2}$

式中：d₂是与移动平台纵轴垂直的基线长度；Δr₂是对应于基线d₂的两径向距离间的程差；频差Δf_d2＝f_d1-f_d3。 

根据式(5)和(6)就能求得载机与目标之间的相对方位角： 

${\mathrm{\θ}}_1={\mathrm{tg}}^{-1}\left[\frac{d_2}{d_1}\frac{\mathrm{\Δ}{f}_{d1}}{\mathrm{\Δ}{f}_{d2}}\right]---\left(7\right).$

本发明具有以下有益效果： 

1、技术实现方法简单，仅需测频即可实现测向。与比幅式测向方式相比，基于测频的方式具有更高的测量精确度。与比相式测向方式相比，多普勒频差法不需要解相位模糊，这也就意味着基线长度可以较为自由的选择，这无疑给工程安装带来了较大的灵活性。 

2、由于本发明所提出的探测过程仅和多普勒频差相关，与信号波长及其基线长度的设置无关，所以非常适用于宽频带工作。 

3、进一步，由于利用测频信息有利于对多目标的分选识别，故多普勒频差无源测向系统非常适合于机载站对多目标的探测。 

附图说明

图1为本发明L形多普勒无源测向阵列图； 

图2为本发明多普勒频差测向法在不同基线长度情况下的相对误差图； 

图3为本发明多普勒频差测向法在不同径向距离时的相对误差图； 

图4为本发明多普勒频差测向法在不同基线长度下的测量误差图； 

图5为本发明多普勒频差测向法在不同基线比下的测量误差图； 

图6为本发明多普勒频差测向法在不同波长下的测量误差图； 

图7为本发明多普勒频差测向法在不同的平台移动速度下的测量误差图。 

具体实施方式

下面结合附图1-图3进一步说明本发明是如何实现的。 

实施例 

一种仅基于多普勒频差测量的、可用于移动平台的测向方法。图1给出了L形多普勒无源测向阵列；图2给出了不同基线长度时的相对误差；图3给出了不 同径向距离时的相对误差。 

利用移动平台上的测向系统，且通过平台的运动，在飞行航线的不同观测点上对地面同一辐射源进行探测，就能获得一组方向测量信息，根据这样一组方向信息并按照一定的算法，例如三角定位算法，进行处理，即可获得辐射源的位置估值。 

目前，可用于移动平台测向的主要方法有：比幅测向法和相位干涉测向法。比幅测向系统的测向精度受天线和测向接收机通道的一致性影响较大，而相位干涉仪测向需要解模糊。 

尽管多普勒频差无源定位方法本身就具有不模糊、精度高等优点，但目前基于旋转运动以得到多普勒频移的测向方法似乎并不适用于移动平台的应用。事实上，对于一个单基线阵列，如利用方向余弦变换率，就能将信号的入射正弦角度表示成和多普勒频差、角速度、波长和基线长度相关的函数。在此结果的基础上所做的研究发现，只要通过利用三个天线构造出一个两基线相互垂直的L阵列，就能同时得到信号入射方向的正弦与余弦角，且通过两者的比值即能消去未知的波长和角速度，从而所得到的方向正切角将仅与已知的多普勒频差和基线长度相关。 

1、基本测量模型 

如图1所示，三个天线单元在机载水平面内按L形布阵，两对基线互成九十度。其中，一个基线是和移动平台的纵轴相平行，另一个基线是和移动平台的纵轴相垂直。机载移动平台配置有三通道无线接收设备，且在被测目标固定或低速运动的情况下，在各个天线阵元上，机载接收机所获得的多普勒频移是： 

λf_di＝vcosθ_i                    (1) 

式中：λ为信号波长；f_di是多普勒频移；v是移动平台的运动速度；θ_i是平台移动方向与目标径向距离之间的前置角，即相对方位角。 

2、相对方位角 

根据方向余弦变化率概念，在近似假定电波信号是平行入射的情况下，有： 

$\frac{\∂\cos {\mathrm{\θ}}_1}{\∂t}=\frac{\∂}{\∂t}\left(\frac{\mathrm{\Δ}{r}_1}{d_1}\right)=\frac{\stackrel{\·}{r_1}-\stackrel{\·}{r_2}}{d_1}=\frac{\mathrm{\λ}}{d_1}(f_{d1}-f_{d2})---\left(2\right)$

式中：d₁是与移动平台纵轴平行的基线长度；Δr₁是对应于基线d₁的两径向距离间的程差； 

是径向速度。 

由此，利用与载机纵轴并行的两个天线阵元就能得到以多普勒频差、角速度、基线长度所表示的相对方位的正弦角函数： 

$\sin {\mathrm{\θ}}_1=-\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\θ}}}\frac{\∂\cos {\mathrm{\θ}}_1}{\∂t}=-\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\θ}}}\frac{\∂}{\∂t}\left(\frac{\mathrm{\Δ}{r}_1}{d_1}\right)=-\frac{\mathrm{\λ\Δ}{f}_{d1}}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\θ}}{d}_1}---\left(3\right)$

式中：角速度 

频差Δf_d1＝f_d1-f_d2。 

进一步利用与载机纵轴垂直的两个天线阵元就能得到以多普勒频差、角速度和基线长度所表示的相对方位的余弦角函数： 

$\cos {\mathrm{\θ}}_1=\sin (90-{\mathrm{\θ}}_1)=-\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\θ}}}\frac{\∂\cos (90-{\mathrm{\θ}}_1)}{\∂t}---\left(4\right)$

$=-\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\θ}}}\frac{\∂}{\∂t}\left(\frac{\mathrm{\Δ}{r}_2}{d_2}\right)=-\frac{\mathrm{\λ\Δ}{f}_{d2}}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\θ}}{d}_2}$

式中：d₂是与移动平台纵轴垂直的基线长度；Δr₂是对应于基线d₂的两径向距离间的程差；频差Δf_d2＝f_d1-f_d3。 

由此所得到正切角函数仅与基线长度和多普勒频差相关： 

$\mathrm{tg}{\mathrm{\θ}}_1=\frac{\sin {\mathrm{\θ}}_1}{\cos {\mathrm{\θ}}_1}=\frac{d_2}{d_1}\frac{\mathrm{\Δ}{f}_{d1}}{\mathrm{\Δ}{f}_{d2}}---\left(5\right)$

于是就能求得载机与目标之间的相对方位角： 

${\mathrm{\θ}}_1={\mathrm{tg}}^{-1}\left[\frac{d_2}{d_1}\frac{\mathrm{\Δ}{f}_{d1}}{\mathrm{\Δ}{f}_{d2}}\right]---\left(6\right)$

此解析形式是与幅度比较与干涉测向公式十分类似的，且也是和被测信号的波长无关。 

3、模拟验证 

采用理论值替代测量值的方法进行了模拟验证。通过预先给定径向距离r₁、基线长度d_i、以及波长和速度，并使方位角在规定的区间内连续变化，即可得到其余径向距离和方位角的理论值，由此得到对应于各个径向距离的多普勒频移理论值，然后由公式(6)计算方位角的测算值，并和理论值比较得到相对误差。 

由于相对误差的模拟和分析与波长和速度无关，所以计算中，并未明确指出所使用的波长和速度值。 

图2和图3分别给出了不同基线长度和不同径向距离时的相对误差曲线。在方位角趋于零度时，计算公式存有奇异性。很显然，目标的距离越远，或基线的长度越短，计算公式的相对误差就越小。计算公式中的这种误差现象是在推导时因假定电波平行入射而产生的。 

Claims (1)

1.基于移动平台的多普勒频差测向法，包括以下步骤：

1)、执行测向任务的移动平台以匀速运动，且假定待测目标是静止或低速运动的；

2)、移动平台上安置有三个呈L形分布的平面天线阵列，且两基线相互垂直，其中，一个基线是和移动平台的纵轴相平行，另一个基线是和移动平台的纵轴相垂直；

3)、移动平台配置有三通道无线接收设备，根据在某一时刻由三通道无线接收设备所接收到的信号实测频率值，即可得到对应于两基线的两组多普勒频差值：

Δf_d1＝f_d1-f_d2＝f_t1-f_t2            (1)

Δf_d2＝f_d3-f_d1＝f_t3-f_t1            (2)

式中：f_di为多普勒频移；f_ti为实测频率值；

且在被测目标静止或低速运动的情况下，在各个天线阵元上，机载接收机所获得的多普勒频移是：

λf_di＝vcosθ_i                     (3)

式中：λ为信号波长；v是移动平台的运动速度；θ_i是平台移动方向与目标径向距离之间的前置角，即相对方位角；

4)、根据方向余弦变化率概念，在近似假定电波信号是平行入射的情况下，有：

$\frac{\∂\cos {\mathrm{\θ}}_1}{\∂t}=\frac{\∂}{\∂t}\left(\frac{\mathrm{\Δ}{r}_1}{d_1}\right)=\frac{\stackrel{\·}{r_1}-\stackrel{\·}{r_2}}{d_1}=\frac{\mathrm{\λ}}{d_1}(f_{d1}-f_{d2})---\left(4\right)$

式中：d₁是与移动平台纵轴平行的基线长度；Δr₁是对应于基线d₁的两径向距离间的程差；是径向速度；

利用与移动平台纵轴并行的两个天线阵元就能得到相对方位的正弦角函数：

$\sin {\mathrm{\θ}}_1=-\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\θ}}}\frac{\∂\cos {\mathrm{\θ}}_1}{\∂t}=-\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\θ}}}\frac{\∂}{\∂t}\left(\frac{\mathrm{\Δ}{r}_1}{d_1}\right)=-\frac{\mathrm{\λ\Δ}{f}_{d1}}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\θ}}{d}_1}---\left(5\right)$

式中：角速度

频差Δf_d1＝f_d1-f_d2；

利用与移动平台纵轴垂直的两个天线阵元就能得到相对方位的余弦角函数：

$\cos {\mathrm{\θ}}_1=\sin (90-{\mathrm{\θ}}_1)=-\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\θ}}}\frac{\∂\cos (90-{\mathrm{\θ}}_1)}{\∂t}---\left(6\right)$

$=-\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\θ}}}\frac{\∂}{\∂t}\left(\frac{\mathrm{\Δ}{r}_2}{d_2}\right)=-\frac{\mathrm{\λ\Δ}{f}_{d2}}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\θ}}{d}_2}$

式中：d₂是与移动平台纵轴垂直的基线长度；Δr₂是对应于基线d₂的两径向距离间的程差；频差Δf_d2＝f_d1-f_d3；

根据式(5)和(6)就能求得载机与目标之间的相对方位角：

${\mathrm{\θ}}_1={\mathrm{tg}}^{-1}\left[\frac{d_2}{d_1}\frac{\mathrm{\Δ}{f}_{d1}}{\mathrm{\Δ}{f}_{d2}}\right]---\left(7\right).$

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