CN102944866A - 基于干涉仪体制的航管二次雷达应答信号测向方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于干涉仪体制的航管二次雷达应答信号测向方法，涉及无线电监测技术领域，所述方法通过带接收旁瓣抑制天线单元的4阵元测向天线阵，接收二次雷达应答信号，4路接收通道分别对频率、幅度、相位参数进行数字测量，然后进行控制瞬时测向范围的接收旁瓣抑制、基于穷举的长短基线解相位模糊，最后通过相位方位映射完成方位解算。应用本发明的二次雷达应答信号测向系统具有测向精度高、测向速度快、瞬时测向范围大、能被动测向、功耗低、成本低等优点，对于空管监视领域中提升对空监视范围具有很好的应用前景和经济效益。
Description
技术领域
本发明涉及无线电监测技术领域，尤其涉及一种基于干涉仪体制的航管二次雷达（以下简称二次雷达）应答信号测向方法。
背景技术
二次雷达由地面询问机和机载应答机组成，二次雷达系统是实现空中交通管制的重要手段。地面询问机以1030MHz信号对机载应答机进行定向询问，包括A、C模式，机载应答机收到有效询问信号后以对应模式1090MHz信号全向应答，地面询问机检测到对应应答信号就实现了对载机的探测定位和信息获取。机载应答机同时可接收机载防撞系统ACAS发起的询问信号，包括A、C、S模式，并以对应模式进行全向应答。
二次雷达相对一次雷达具有许多优点：发射功率小、抗地物杂波干扰能力强、能够获取飞机批号和高度信息等。但也存在不足：为了获取高的测角精度，二次雷达地面询问天线采用窄波束设计，方位面3dB波束宽度一般不超过10度，通过机械扫描实现宽空域覆盖；地面询问机需主动发射询问信号，因此系统复杂、功耗大、造价高。二次雷达地面询问机主要布设在机场和一些重要航路节点，在其覆盖范围之外的区域，目前还缺乏有效的对空监视手段和设备。我国陆地和海洋边界线长而曲折，为了对进入我国领空的民航飞机进行有效监视，亟需提出一种新的探测方法，并要求新方法具有系统简单、设备造价低、能高精度测量飞机方位等特点。
无源测向通过无源接收目标信号来对目标进行测向，不需要发射机，因此从降低设备成本来说是合适的。针对A、C模式，通过信号无源接收可对载机平台进行测向，同时解算信息；针对S模式，除可对载机平台进行测向外，通过对报文信息解析提取经度、纬度、高度数据还可对载机平台进行无源定位。二次雷达机载应答机可以全向接收询问信号，特别是在二次雷达地面询问机覆盖范围之外的区域可接收机载防撞系统ACAS发起的询问信号，并进行全向应答，而随着航空运输业的发展，在今后民航飞机均会强制要求安装和使用ACAS，因此无论从技术实现上，还是从外部条件上来说对二次雷达应答信号进行无源接收和测向都是可行的。
相位干涉仪测向技术具有测向精度高、瞬时测向范围宽、测向速度快、能被动测向等优点，被广泛用于电子侦察领域的测向设备中。为了提高测向精度，就要求大的基线尺寸；而基线尺寸增大到一定长度时会引起相位测量模糊。工程上围绕如何解相位模糊提出了很多方法，其中较简单的要算长短基线法，长基线用于保证测向精度，短基线用于解相位模糊。相位干涉仪测向技术还有一个很大的缺陷：在越靠近天线基线方向的区域测向误差越大，在天线基线方向上测向误差为无穷大以致不能测向。
二次雷达地面询问系统功耗大、造价高、覆盖范围有限。怎样通过一种低成本、功能满足要求、性能优越的方法来对二次雷达地面询问系统作用范围外的空中飞机进行有效监视，提升对空监视范围，是空管监视领域亟需解决的问题。
发明内容
本发明针对二次雷达地面询问系统的不足，空管监视领域提升对空监视范围的需求，以及单基线相位干涉仪测向方法的固有缺陷提出了一种基于干涉仪体制的航管二次雷达应答信号测向方法。
为实现上述目的，本发明采取以下技术方案：基于干涉仪体制的航管二次雷达应答信号测向方法，该方法基于二次雷达应答信号地面测向系统，所述系统由3个定向天线单元构成测向天线阵，其特征在于：增加1个宽波束天线单元，用于接收旁瓣抑制和控制最大瞬时测向范围，还包括以下步骤：
步骤1：自动幅相校准；
步骤2：接收信号；
步骤3：参数测量；完成各接收通道信号频率、幅度、相位的参数测量；
步骤4：接收旁瓣抑制；通过旁瓣抑制控制最大瞬时测向范围；
步骤5：相位差计算及解相位模糊，通过基于穷举的长短基线法实现解相位模糊；
步骤6：通过相位方位映射完成方位解算。
优选方案：步骤1中通过控制幅相校准电路，产生幅相校准信号，经过等功分后分别耦合进入甲、乙、丙、丁共4路接收通道，在各接收通道输出端分别测量幅度、相位数据，找到由通道失配带来的固有相位误差、幅度误差。
优选方案：步骤2中4个天线单元根据来波信号形成4路接收信号，4路射频通道分别对各自射频信号进行预选、低噪声放大、滤波等信号调理，然后进行同步射频数字化。
优选方案：对步骤3输出的信号参数进行计算，主要有两类：一是幅度比较，当3个定向通道幅度值均高于旁瓣抑制通道幅度值时，认为信号来自定向天线单元主瓣瞬时测向范围内，正常输出；反之则抑制；二是相位比较，以长、短基线共用通道为基准通道，另两个定向通道与基准通道分别求取相位差，记为短基线相位差测量值、长基线相位差测量值。
优选方案：步骤4中将通道4幅度值分别与通道甲、乙、丙幅度值进行比对，若通道4幅度值均小于通道甲、乙、丙幅度值，则认为是来自瞬时测向范围内的信号，否则为瞬时测向范围外的信号，不处理。
优选方案：步骤5中在解长基线相位模糊时，根据选定的基线尺寸和最大瞬时测向范围，估计出最大模糊系数，并根据不同的模糊系数穷举所有可能的长基线相位差值，然后通过长短基线尺寸与对应相位差之间的关系，通过比对找到长基线相位差真值。
优选方案：步骤6中在进行方位角解算时，将二次雷达应答信号的波长作为常数，通过查表方式实现方位角解算。
优选方案：定向天线单元甲、乙、丙排列在一条直线上，构成一维线阵测向天线阵，其中天线单元甲为基准天线；天线单元甲与天线单元乙之间距离0.2m，用于在最大瞬时测向范围内解相位模糊；天线单元甲与天线单元丙之间距离0.8m，用于提升测向精度；在天线单元乙和天线单元丙之间增加一个宽波束天线单元丁，用于抑制天线单元甲、乙、丙旁瓣，同时对其主瓣进行压缩，使得最大瞬时测向范围处于天线阵视轴左右30度内。
综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的具体有益效果是：与现有长短基线相位干涉仪测向方法相比它增加了一个宽波束的接收旁瓣抑制通道，用于接收旁瓣抑制和控制最大瞬时测向范围；通过穷举模糊系数实现解长基线相位模糊，解决了鉴相器边界粗大误差对测向精度的影响；通过相位差方位角映射查表方式实现方位解算，避免了直接解算反正弦函数实现的复杂度，提高了实时性。该方法应用于对二次雷达应答信号进行测向的无源测向系统，能够使相应的系统具有能被动测向、瞬时测向范围大、测向精度高、实时性好、功耗小等特点。可实现对二次雷达应答信号宽视野、快速、高精度无源方位测量，在此基础上配合转台在方位面进行旋转可实现对目标的全方位覆盖。使用本方法的测向系统测向精度高、测向速度快、瞬时测向范围大、能被动测向、功耗低、成本低。本发明的二次雷达应答信号测向方法已经得到实验室的实验性验证，在空管监视领域具有较好的应用前景，能产生较高的经济效益。
附图说明
图1为单基线相位干涉仪原理图；
图2为二次雷达应答信号测向方法原理图；
图3为最大瞬时测向范围控制原理图；
图4为实施实例步骤流程图；
图5为解相位模糊流程图。
具体实施方式
本说明书中公开的所有特征，或公开的所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以以任何方式组合。
本说明书（包括任何附加权利要求、摘要和附图）中公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换。即，除非特别叙述，每个特征只是一系列等效或类似特征中的一个例子而已。
一维线阵单基线相位干涉仪测向原理参见图1，设基线尺寸为D、辐射源入射角为θ（与视轴间的夹角）。由几何关系可知，辐射源信号进入两个接收通道存在波程差ΔL：
可见通过测量波程差ΔL，即可间接测量入射角θ。而波程差ΔL与相位差φ有如下关系：
（2）
其中λ为辐射源信号波长，可见通过测量接收通道之间的相位差和信号波长，可间接得到入射角θ：
鉴相器无模糊范围为[-π，π]，设对应的最大无模糊测角范围为[-θmax，+θmax]，则θmax为：
在式（2）中，当基线尺寸D确定，辐射源信号波长λ确定后，均可近似为常数，对其中变量相位差φ、入射角θ取全微分，并用增量误差表示各项误差对测向误差的影响：
由公式（4）、（5）可见，获取大的无模糊测角范围与减小测角误差对基线尺寸D的要求存在矛盾，这就要求在高精度测向时需要解相位模糊；同时由公式（5）可见，测向误差随着入射角θ增大而变大，当辐射源接近基线方向时，分母趋近于零，测角误差无穷大以致不能测向。
为了解决空管监视领域提升对空监视范围的迫切问题，基于相位干涉仪测向原理，提出了一种带接收旁瓣抑制的4通道测向方法。
本发明采用如下技术方案和步骤：
(1) 天线阵设计：采用由3个定向天线单元构成双基线一维线阵相位干涉仪测向天线阵，短基线用于保证在最大瞬时测向范围内相位值不模糊，长基线用于提升测向精度，基线尺寸根据信号频率、最大瞬时测向范围、测向精度进行确定；为了控制最大瞬时测向范围，天线阵增加一个宽波束天线单元，该天线单元波束要求完全覆盖3个定向天线单元旁瓣，并使3个定向天线单元有效主瓣宽度一致；
(2) 接收通道设计、幅相校准、信号接收和处理：各天线单元对应一个独立接收通道，共4个接收通道，其中3个定向通道，1个接收旁瓣抑制通道。为了消除各接收通道之间幅度相位适配带来的测向系统误差，需要对各接收通道进行幅相校准。校准成功后各接收通道开始接收射频信号，并对射频信号进行处理；
(3) 参数测量：对4路接收通道输出信号进行同步数字采样，并对各自相位、幅度、频率等参数进行测量；
(4) 数据处理：对步骤（3）输出的信号参数进行计算，主要有两类：一是幅度比较，当3个定向通道幅度值均高于旁瓣抑制通道幅度值一定数值时，认为信号来自定向天线单元主瓣瞬时测向范围内，正常输出；反之则抑制。二是相位比较，以长、短基线共用通道为基准通道，另两个定向通道与基准通道分别求取相位差，记为短基线相位差测量值、长基线相位差测量值；
(5) 解相位模糊：根据步骤（4）计算得到的短基线相位差测量值、长基线相位差测量值，及步骤（1）确定的基线尺寸进行长基线相位模糊系数解算，求出长基线相位差真实值；
(6) 相位方位映射：根据步骤（5）计算得到的长基线相位差真实值，进行相位方位映射查表，得出信号方位角。
本发明具体实施方式天线阵设计参照图2。定向天线单元甲、乙、丙排列在一条直线上，构成一维线阵测向天线阵，其中天线单元甲为基准天线。天线单元甲与天线单元乙之间距离0.2m，用于在最大瞬时测向范围内解相位模糊；天线单元甲与天线单元丙之间距离0.8m，用于提升测向精度。在天线单元乙和天线单元丙之间增加一个宽波束天线单元丁，用于抑制天线单元甲、乙、丙旁瓣，同时对其主瓣进行压缩，使得最大瞬时测向范围处于天线阵视轴左右30度内。
本发明最大瞬时测向范围控制原理参见图3，瞬时测向范围的确定是通过比较3个定向波束和旁瓣抑制波束的幅度来实现，只有3个定向波束幅度都打于旁瓣抑制波束的幅度才输出，否则进行抑制。
基于上述技术方案，本发明具体实施过程如下（参见图4）：
(1) 自动幅相校准。通过控制幅相校准电路，产生幅相校准信号，经过等功分后分别耦合进入甲、乙、丙、丁共4路接收通道。在各接收通道输出端分别测量幅度、相位数据，找到由通道失配带来的固有相位误差、幅度误差。
(2) 接收信号。4个天线单元根据来波信号形成4路接收信号，4路射频通道分别对各自射频信号进行预选、低噪声放大、滤波等信号调理，然后进行同步射频数字化。
(3) 参数测量。对数字射频信号进行数字处理，完成频率、幅度、相位等参数测量。
(4) 接收旁瓣抑制。将通道4幅度值分别与通道甲、乙、丙幅度值进行比对，若通道4幅度值均小于通道甲、乙、丙幅度值，则认为是来自瞬时测向范围内的信号，否则为瞬时测向范围外的信号，不着处理。
(5) 相位差计算及解相位模糊。以通道甲为基准通道，通道乙相位值减去通道甲相位值得到短基线相位差，记为
，该相位差值无模糊，估计值即为真实值；通道丙相位值减去通道甲相位值得到长基线相位差估计值，记为
，该值可能会模糊，最大模糊系数Kmax可由下式决定：
其中D为长基线尺寸，θmax为最大测角范围，λ为信号波长，对于本发明具体事例分别为0.8米，30度，0.275米，带入式（6）得最大模糊系数Kmax为2.91，考虑到视轴左右对称和一定的误差容限，实际Kmax取值为±3。
对于本发明具体事例解相位模糊流程参照图5，长基线相位差真值
与估计值
有如下关系：
其中K为模糊系数，按模糊系数为-3、-2、-1、0、+1、+2、+3穷举7个所有的长基线相位差可能值
，由于长短基线的比等于各基线对应相位差真实值之比，即：
则这7个可能值中最接近
的那个值就为长基线相位差真值
，这就实现了解长基线相位模糊。
(6) 相位方位映射。根据步骤（5）得到的长基线相位差真值
，在相位差—方位角表中进行相位方位映射，获取来波方位，本事例试验验证测向误差均方根值可控制在0.5度内）。
以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和优点。以上实施实例仅用以描述本发明的技术方案而不是对技术方法进行限制，本发明在应用上可延伸为其他的修改、变化和应用，并且认为所有这样的修改、变化和应用都落入要求保护的本发明范围内。
Claims (8)
1.一种基于干涉仪体制的航管二次雷达应答信号测向方法，该方法基于二次雷达应答信号地面测向系统，所述系统由3个定向天线单元构成测向天线阵，其特征在于：增加1个宽波束天线单元，用于接收旁瓣抑制和控制最大瞬时测向范围，还包括以下步骤：
步骤1：自动幅相校准；
步骤2：接收信号；
步骤3：参数测量；完成各接收通道信号频率、幅度、相位的参数测量；
步骤4：接收旁瓣抑制；通过旁瓣抑制控制最大瞬时测向范围；
步骤5：相位差计算及解相位模糊，通过基于穷举的长短基线法实现解相位模糊；
步骤6：通过相位方位映射完成方位解算。
2.根据权利要求1所述的基于干涉仪体制的航管二次雷达应答信号测向方法，其特征在于：步骤1中通过控制幅相校准电路，产生幅相校准信号，经过等功分后分别耦合进入甲、乙、丙、丁共4路接收通道，在各接收通道输出端分别测量幅度、相位数据，找到由通道失配带来的固有相位误差、幅度误差。
3.根据权利要求2所述的基于干涉仪体制的航管二次雷达应答信号测向方法，其特征在于：步骤2中4个天线单元根据来波信号形成4路接收信号，4路射频通道分别对各自射频信号进行预选、低噪声放大、滤波等信号调理，然后进行同步射频数字化。
4.根据权利要求3所述的基于干涉仪体制的航管二次雷达应答信号测向方法，其特征在于：对步骤3输出的信号参数进行计算，主要有两类：一是幅度比较，当3个定向通道幅度值均高于旁瓣抑制通道幅度值时，认为信号来自定向天线单元主瓣瞬时测向范围内，正常输出；反之则抑制；二是相位比较，以长、短基线共用通道为基准通道，另两个定向通道与基准通道分别求取相位差，记为短基线相位差测量值、长基线相位差测量值。
5.根据权利要求4所述的基于干涉仪体制的航管二次雷达应答信号测向方法，其特征在于：步骤4中将通道4幅度值分别与通道甲、乙、丙幅度值进行比对，若通道4幅度值均小于通道甲、乙、丙幅度值，则认为是来自瞬时测向范围内的信号，否则为瞬时测向范围外的信号，不处理。
6.根据权利要求5所述的基于干涉仪体制的航管二次雷达应答信号测向方法，其特征在于：步骤5中在解长基线相位模糊时，根据选定的基线尺寸和最大瞬时测向范围，估计出最大模糊系数，并根据不同的模糊系数穷举所有可能的长基线相位差值，然后通过长短基线尺寸与对应相位差之间的关系，通过比对找到长基线相位差真值。
7.根据权利要求6所述的基于干涉仪体制的航管二次雷达应答信号测向方法，其特征在于：步骤6中在进行方位角解算时，将二次雷达应答信号的波长作为常数，通过查表方式实现方位角解算。
8.根据权利要求1或2或3或4或5或6或7中所述的基于干涉仪体制的航管二次雷达应答信号测向方法，其特征在于：定向天线单元甲、乙、丙排列在一条直线上，构成一维线阵测向天线阵，其中天线单元甲为基准天线；天线单元甲与天线单元乙之间距离0.2m，用于在最大瞬时测向范围内解相位模糊；天线单元甲与天线单元丙之间距离0.8m，用于提升测向精度；在天线单元乙和天线单元丙之间增加一个宽波束天线单元丁，用于抑制天线单元甲、乙、丙旁瓣，同时对其主瓣进行压缩，使得最大瞬时测向范围处于天线阵视轴左右30度内。
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