CN102460958A - 用于预测性过驱动检测的设备及方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供为无线通信系统内所用的例如功率放大器(208)选择高效驱动电平的方法及设备，所述无线通信系统利用数字预失真(DPD)来自适应且预测性地选择驱动电平。举例来说，所述DPD提高所述功率放大器的效率，同时在指定的发射频带内维持频谱掩模的依从性。所述方法首先确定将发射的未失真波形的峰值振幅(502)，且随后在所述未失真信号已预失真之后预测将由所述功率放大器(208)发射的最大功率(508)。随后基于所述功率放大器(208)的所预测驱动电平计算过驱动度量，所述过驱动度量指示预测所述预失真器(202)和所述功率放大器(208)的级联是否会线性地操作。随后，所述过驱动度量可用以确保最佳功率放大器性能，从而无需使用过度保守的功率放大器驱动设置。

Description

用于预测性过驱动检测的设备及方法

技术领域

本发明的实施例一般来说涉及过驱动检测和预测，且更具体来说涉及(例如)基于数字预失真(DPD)的发射系统内所用的动态过驱动检测和预测。

背景技术

无线通信时代的到来带来了界定多个无线通信协议的多种空中接口标准的演变。所述无线通信协议支持由第三代合作伙伴计划(3GPP)界定的标准，所述第三代合作伙伴计划(3GPP)为寻求在国际电信联盟(ITU)的国际移动电信2000计划范围内制定适用于全球的第三代(3G)移动电话系统规范的电信协会组织间的合作。列举相关3GPP规范，包括长期演进(LTE)、全球微波接入互操作性(WiMAX)、宽带码分多址(WCDMA)以及时分同步码分多址(TD-SCDMA)规范，仅举几个为例。

除其它特征外，3G无线通信系统还采用复合调制格式以在有限带宽信道上发射话音、数据以及多媒体服务。所述无线通信系统提供具备可信赖的可靠性的高性能，但取决于存在于最终发射器级内的功率放大器的线性。换句话说，无线通信系统依靠其功率放大器来升高表现出复合调制格式的信号的振幅，而不会产生过度失真且在指定的发射频带外不会产生过度的信号功率泄漏。

信号功率泄漏到邻近发射信道中(也称为邻近信道泄漏(ACL))可在邻近信道中创建足够的失真，以便在那些信道内造成过量的位错误。因此，在功率放大器的整个动态范围内维持足够的ACL比(ACLR)是将位错误率(BER)维持在可接受限度内所要求的关键组成部分。

然而，ACLR可能由于存在于功率放大器的输入信号内的不完整同相/正交相(I/Q)调制频谱而受到不利影响。ACLR也可能由于信道外的载波噪声和/或可能由功率放大器自身添加的互调失真而受到不利影响。具体来说，当功率放大器接近压缩时，由此产生的带外频谱分量或互调(IM)产物的功率电平也会增加。由于带外频谱分量的频率通常存在于邻近信道的频带内，因此ACLR可能会受到不利影响。

对于WCDMA系统来说，将ACLR界定为邻近信道中的积分信号功率与主信道中的积分信号功率的比率。因此，ACLR的增加指示通信系统可表现出增强的BER，因而降低系统的性能。遗憾的是，WCDMA利用表现出相对较高的峰值对平均功率比或顶峰因数的通信信号。因此，可迫使接近压缩而操作但仍在相对线性区内操作的功率放大器进入压缩，同时由于正被放大的信号的较高顶峰因数而造成ACLR增加。

可用以使无线通信系统的功率放大器的非线性操作最小化的一种技术仅仅用来将功率放大器的驱动电平减小到大体上小于预期峰值对平均功率比的量。然而，由于信号驱动电平的所述减小通常导致信噪比(SNR)对应的减小，因此信号驱动电平的所述减小可能损害无线电链路的性能。另一方面，为增加SNR而增加信号驱动电平可能导致功率放大器的增益压缩，这增加了由功率放大器产生的IM产物，从而增加ACLR，如上所述。

因此，要使ACLR最小化而SNR最大化的关键是要在无线通信系统的最终发射器级内选择功率放大器适当的驱动电平。然而，由于功率放大器的压缩点可能随着时间和温度而改变，因此选择适当的驱动电平是很复杂的任务。另外，所发射的波形的峰值与平均功率比可能是难以预料的，这使得对功率放大器的驱动电平的适当选择进一步复杂化。

因此，继续努力开发动态和预测性的技术，促进对在无线通信系统内所用的功率放大器的驱动电平的适当选择。

发明内容

为克服现有技术中的局限性，且为克服阅读和理解本说明书时将变得明显的其它局限性，本发明的各个实施例揭示用以促进无线通信系统内所用的功率放大器的驱动电平的动态和自适应选择的方法及设备。

根据本发明的一个实施例，用于预测性过驱动保护的方法可包括确定预失真波形的峰值振幅，以及确定将由预失真器添加到预失真波形的预失真量。所述方法可进一步包括在将所确定的预失真量添加到预失真波形后，预测将由功率放大器接收的最大功率振幅。所述方法可进一步包括预测将由功率放大器发射的最大功率振幅，以及响应于将发射的所预测最大功率振幅和预失真波形的峰值振幅而计算过驱动度量。所述方法可进一步包括响应于可接受的过驱动度量计算而将所确定预失真量添加到预失真波形。

在此实施例中，确定将添加的预失真量可包括计算将由数字预失真器施加的扩展系数。预测将由功率放大器接收的最大功率振幅可包括基于所计算的扩展系数来计算多个查找表内所含有的值。预测将由功率放大器接收的最大功率振幅可进一步包括：通过用预失真波形的所确定峰值振幅索引到每一查找表中来检索查找表值；将每一检索到的值与频率旋转项相乘；对预失真器中含有的若干存储项的每一相乘值求和；以及取求和值的逆值。

此外，在此实施例中，预测将由功率放大器接收的最大功率振幅进一步可包括将所述逆值与预失真波形的所确定峰值振幅相乘。预测将由功率放大器发射的最大功率振幅可包括：通过用将由功率放大器接收的所预测最大功率振幅索引到每一查找表中来检索查找表值；将每一检索到的值与频率旋转项相乘；对预失真器中含有的若干存储项的每一相乘值求和；以及取求和值的逆值。预测将由功率放大器发射的最大功率振幅可进一步包括将所述逆值与将由功率放大器接收的所预测最大功率振幅相乘。计算过驱动度量可包括取将发射的所预测最大功率振幅与预失真波形的所确定峰值振幅的比率。可接受的过驱动度量计算可包括其结果超过最小阈值的计算。不能接受的过驱动度量计算可包括其结果不超过最小阈值的计算。

根据本发明的另一实施例，数字预失真器可包括用以接收未失真信号的过驱动检测器，且适合于使用扩展系数来扩展未失真信号以产生预失真信号。数字预失真器可进一步包括放大器，其耦合到过驱动检测器以发射从过驱动检测器接收到的预失真信号。数字预失真器可进一步包括观察块，以感测所发射的信号且向过驱动检测器提供所感测到的所发射信号。过驱动检测器可产生度量以促进对放大器的过驱动条件的动态预测。

在此实施例中，过驱动检测器可包括第一捕捉缓冲器以存储第一样本集，所述第一样本集包含预失真信号的样本。过驱动检测器可进一步包括第二捕捉缓冲器以存储第二样本集，所述第二样本集包含所感测的发射信号的样本。过驱动检测器可进一步包括对准块，以接收第一和第二样本集且使第一和第二样本集关于振幅、延迟和相位而对准以产生第三样本集。过驱动检测器可进一步包括最小平方估计器以接收第一和第三样本集，且作为响应，计算扩展系数。过驱动检测器可进一步包括转换块以接收扩展系数，且提供从扩展系数产生的查找表值。过驱动检测器可进一步包括预失真器以接收未失真信号和查找表值，并响应于放大器的经动态预测的过驱动条件而以可编程方式扩展未失真信号的量值。

根据本发明的另一实施例，过驱动检测器可包括第一捕捉缓冲器以存储第一样本集，所述第一样本集包含预失真信号的样本。过驱动检测器可进一步包括第二捕捉缓冲器以存储第二样本集，其中所述第二样本集包含所感测的所发射信号的样本。过驱动检测器可进一步包括对准块以接收第一和第二样本集，且使第一和第二样本集关于振幅、延迟和相位而对准以产生第三样本集。过驱动检测器可进一步包括最小平方估计器以接收第一和第三样本集，且作为响应，计算扩展系数。过驱动检测器可进一步包括转换块以接收扩展系数，且提供从扩展系数产生的查找表值。过驱动检测器可进一步包括预失真器以接收未失真信号和查找表值，且响应于动态预测的过驱动条件而以可编程方式扩展未失真信号的量值。

在此实施例中，预失真器可模型化产生所发射信号的放大器的非线性。预失真器可响应于查找表值和所感测的所发射信号而产生放大器的振幅对振幅特性，其中利用所述振幅对振幅特性来动态地预测过驱动条件。

附图说明

在查看以下详细描述并参考附图后，本发明的各个方面和优势将变得明显，附图中：

图1说明包含若干不同类型的可编程逻辑块的FPGA架构；

图2说明根据本发明一个实施例的可在图1的FPGA内实施的数字预失真架构的框图；

图3说明根据本发明一个实施例的图2的数字预失真架构的过驱动检测块；

图4说明根据本发明一个实施例的由图3的过驱动检测块预测的图2的数字预失真架构的功率放大器的振幅-振幅特性曲线；以及

图5说明根据本发明一个实施例实施过驱动检测的方法。

具体实施方式

一般来说，本发明的一个或一个以上实施例应用于对无线通信系统内所用的功率放大器的适当驱动电平的预测性和自适应选择。在一个实施例中，利用数字预失真(DPD)来允许功率放大器的驱动电平增加，同时维持频谱掩模的性能。也就是说(换句话说)，利用DPD来允许功率放大器升高表现出复合调制格式的信号的振幅，而不会产生过度失真且在指定的发射频带范围外不会产生过度的信号功率泄漏。

换句话说，本发明的一个或一个以上实施例利用DPD来提高无线通信系统内所用的功率放大器的效率。因此，利用DPD来允许功率放大器增加所产生的输出功率的量，而不会相称地增加所消耗的操作功率，从而提高功率放大器的效率。DPD还允许功率放大器的效率提高，同时在指定的发射频带范围内维持频谱掩模的依从性。

因此，要求根据本发明的实施例中可在无DPD的利益的情况下操作的功率放大器表现出显著较高的压缩点。因此，对于给定的输出功率规范来说，根据本发明的实施例的DPD促进低成本放大器的使用，这减少了资本支出。根据本发明的实施例的DPD还促进功率放大器的效率提高，从而减少操作支出。

根据本发明的实施例的DPD还提供一种方法以动态地预测功率放大器内的潜在过驱动条件。所述方法首先确定将发射的波形的峰值振幅，且随后在信号已预失真之后预测将由功率放大器发射的最大功率。随后计算出过驱动度量，所述过驱动度量指示DPD和功率放大器的级联是否会导致信号动力学范围内的线性运算。随后，过驱动度量可用以确保最佳功率放大器性能，从而无需使用过度保守的功率放大器驱动设置。

在一个实施例中，可使用可编程逻辑装置(PLD)(例如现场可编程门阵列(FPGA))来实施DPD。另外，可使用嵌入FPGA内的处理器来执行带参数估计的自适应预失真功能。用以实施自适应预失真功能的可执行代码及相关联数据可驻存在也嵌入FPGA内的随机存取存储块(BRAM)内。

举例来说，转向图1，根据本发明的一个或一个以上实施例说明代表性FPGA架构，其包含足够的硬件/软件设施以实施DPD。FPGA 100包含大量不同的可编程瓦片，所述可编程瓦片包括多千兆位收发器(MGT 101)、可配置逻辑块(CLB 102)、随机存取存储块(BRAM 103)、输入/输出块(IOB 104)、配置及计时逻辑(配置/时钟105)、数字信号处理器块(DSP 106)、专用输入/输出块(I/O 107)(例如配置端口和时钟端口)以及例如数字时钟管理器、模/数转换器、系统监视逻辑等其它可编程逻辑108。某些FPGA还可包含专用处理器块(PROC 110)，其(如更详细地论述)可用以实施本发明的一个或一个以上实施例的DPD可能要求的基于软件的功能性。

在某些FPGA中，每一可编程瓦片均包含可编程互连元件(INT 111)，所述可编程互连元件(INT 111)具有去往和来自每一邻近瓦片中的对应互连元件的标准化连接。因此，放在一起的可编程互连元件实施用于所说明FPGA的可编程互连结构。可编程互连元件(INT 111)还包含去往和来自同一瓦片内的可编程逻辑元件的连接，如图1顶部所包含的实例所示。

举例来说，CLB 102可包含可经编程以实施用户逻辑的可配置逻辑元件(CLE 112)加上单个可编程互连元件(INT 111)。除一个或一个以上可编程互连元件外，BRAM 103还可包含BRAM逻辑元件(BRL 113)。通常，瓦片中所包含的互连元件的数量取决于所述瓦片的高度。在所描述的实施例中，BRAM瓦片的高度与五个CLB的高度相同，但也可使用其它数量(如四个)的CLB。除适当数量的可编程互连元件外，DSP瓦片106还可包含DSP逻辑元件(DSPL 114)。举例来说，除可编程互连元件(INT 111)的一个例子外，IOB 104还可包含输入/输出逻辑元件(IOL 115)的两个例子。如所属领域的技术人员将清楚的是，例如连接到I/O逻辑元件115的实际I/O垫通常并不局限于输入/输出逻辑元件115的区域。

在所描述的实施例中，裸片中心附近的柱形区域(在图1中以阴影显示)用于配置、时钟及其它控制逻辑。从此柱形延伸的水平区域109用以横跨FPGA的宽度而分配时钟和配置信号。

利用图1中所说明的架构的某些FPGA包含额外的逻辑块，所述逻辑块扰乱构成FPGA的较大部分的规则柱形结构。这些额外的逻辑块可为可编程块和/或专用逻辑。举例来说，图1中所示的处理器块PROC 110横跨CLB和BRAM的若干个柱形。

请注意，图1仅希望说明示范性FPGA架构。举例来说，柱形中的逻辑块的数量、柱形的相对宽度、柱形的数量和顺序、柱形中所包含逻辑块的类型、逻辑块的相对大小，且图1顶部所包含的互连/逻辑实施方案纯粹是示范性的。举例来说，在实际FPGA中，通常在CLB出现的任何地方都包含CLB的一个以上邻近柱形，以促进用户逻辑的高效实施，但邻近CLB柱形的数量随着FPGA的总体大小而变化。

转向图2，其为说明根据本发明一个实施例的可在图1的FPGA内实施的DPD架构的框图。在操作中，预失真器块202对待发射的数据(x(n))进行操作，以便通过实施PA 208的逆模型而在功率放大器(PA)208内先取信号失真的产生。实质上，通过尝试与PA 208的振幅对振幅(AM/AM)和/或振幅对相位(AM/PM)特性匹配的信号(x(n))的信号振幅的复杂多项式函数来模型化PA208的非线性。

等式(1)说明用以模型化PA 208的非线性效应的复杂多项式函数

$z\left(n\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{q=0}{\overset{Q-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{\mathrm{kq}}y(n-q){\left|y(n-q)\right|}^{k-1}---\left(1\right)$

其中系数a_kq由参数估计器218选择，使得功率放大器208的输出与预失真的数据序列x(n)非常相似。如下文更详细论述，K为多项式的项的数量，且Q为预失真器202内所实施的存储项的数量。

为区分PA 208与驱动PA 208的电路(例如数/模转换器(DAC)204和上变频转换器206)的线性效应，基于经对准的PA输出y(n)进行参数估计。在参数估计器218内执行y₀(n)的振幅、延迟和相位变化相对于z(n)匹配的对准过程。因此，预失真器块202经配置以仅模型化PA208的非线性效应。

由执行(例如)外差混频操作的观察块210产生信号y₀(n)，藉此使用(例如)定向耦合器220来感测来自PA 208的输出信号，以将来自PA 208输出的输出信号222的一部分耦合到下变频转换器212和模/数转换器(ADC)214中。在一个实施例中，观察块210的外差混频操作将信号222下变频转换为(例如)仅具有实分量的数字基带信号，且因此以预失真取样率两倍的速率对信号222进行取样，使得信号222的全带宽以由信号y₀(n)以数字方式表示。在所述实施例中，信号y₀(n)将大幅降低2倍，然后再进行进一步处理。在替代实施例中，观察块210可改为将信号222下变频转换为与信号222的RF频率相比较低的中间频率(IF)。

利用捕捉缓冲器216来捕捉待发射的预失真数据z(n)，且捕捉经下变频转换并取样的观察信号y₀(n)，所述观察信号y₀(n)为实际发射的基带信号的数字表示。随后，利用参数估计器218来自适应地计算所需通过利用对捕捉缓冲器216内含有的数据的最小平方计算来模型化PA 208中非线性效应的逆效应的系数。在一个实施例中，经由图1的处理器110完成对系数的计算。在替代实施例中，可改为利用FPGA 100内的可配置逻辑来计算系数。

如下文更详细论述，参数估计器218结合捕捉缓冲器216和预失真器202以实施过驱动检测器224，进一步利用所述过驱动检测器224来自适应地预测和/或检测PA208内的过驱动条件。具体来说，在y₀(n)的振幅、延迟和相位变化相对于z(n)匹配的参数估计器218内执行对准过程。随后产生预测性软度量，所述软度量指示所发射波形的峰值何时进入PA208的饱和区或增益压缩区。

转向图3，说明图2的过驱动检测块224的架构，除其它特征外，所述架构还实施公式(1)所隐含的结构。在一个实施例中，在转换块310中利用最小平方估计器308中计算出来的系数来产生查找表(LUT)值，其中每一LUT含有等式(1)中所述多项式的一部分的(例如)256个复合样本。举例来说，利用总共Q个独立LUT，藉此每一LUT含有等式(1a)中所述的信息，如下：

$\mathrm{LUT}\left(q\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{\mathrm{kq}}{\left|y(n-q)\right|}^{k-1}---\left(1a\right)$

随后，预失真器202通过取等式(1a)的复合LUT表值中的每一者与等式(1)中所述的每一q索引处的y(n-q)项的乘积的Q个值的总和来产生z(n)的每一值。

转回等式(1)，例如可以看出，假定系列y(n)和z(n)，可通过最小平方计算得出系数a_kq。在一个实施例中，使用离散表征事件在最小平方估计器308内执行所述计算，藉此经过可取L个样本的块的一段持续时间得出与PA 208的非线性效应最匹配的系数a_kq。一般来说，取L个样本的块的持续时间应比进行频谱测量的全部时间周期小得多。在一个实施例中，例如最小频谱测量扫描时间(如100ms)可得到可取L个样本的块的最小持续时间(如20μs)。

在等式(2)中，参数u可界定如下：

u_kq(n)＝y(n-q)|y(n-q)|^k-1    (2)

其中，U可由KQ矩阵(其L行为U_kq(n)，n＝0，1，2，...L-1，针对所有的k＝0，1，2，..，且q＝0，1，2，...)进一步界定为L。通过组合等式(2)与等式(1)，可以矩阵形式将等式(3)写为：

Z＝UA，(3)

其中A＝(a₁₀a₁₁a₂₀…a_KQ-1)，且Z＝(z(0)z(1)…z(L-1))。通过经由U的厄米转置(Hermetian transpose，U^H)将每一边预先相乘来对等式(3)求解以给出

VA＝W，(4)

其中V＝U^HU且W＝U^HZ，这界定了KQ乘KQ线性系统，其解为对样本长度L上的a_kq系数的最佳最小平方估计。

捕捉缓冲器216的TX捕捉块302经配置以存储将由PA 208发射的预失真数据序列z(n)的L个样本。另一方面，RX捕捉块304经配置以存储从观察块210的ADC 214实际发射的数据y₀(n)的(例如)2L个真实样本。因此，对准块306首先必须将从RX捕捉块304接收到的样本减少(例如)2个，然后再实施对准功能(如上所述)，使发射数据z(n)与数据块y₀(n)关于振幅、延迟和相位而对准，使得仅可模型化PA 208的非线性效应。随后，由对准块306向最小平方估计器308提供由此产生的经对准的数据块y(n)。

最小平方估计器308计算等式(1)中提供的系数a_kq，作为对等式(4)的解的最佳最小平方估计。随后，使用系数a_kq来计算每一LUT的内容，如上所述。随后，预失真器202通过取由转换块310在每一索引处提供的复合LUT表值中的每一者的和来估计PA 208的非线性效应的逆效应。

举例来说，通过使用来自RX捕捉304的(例如)Q＝3存储项(y(2)、y(1)和y(0))将等式(3)的U矩阵显示在表1中，所述RX捕捉304的厄米转置可用以产生系数a_kq。

表1

在操作中，过驱动检测器224操作以选择PA 208的最大驱动电平，以便使效率最大化的同时维持频谱遮蔽性能。也就是说(换句话说)，利用过驱动检测器224来允许功率放大器升高表现出复合调制格式的信号的振幅，而不会产生过度失真且在指定的发射频带外不会产生过度的信号功率泄漏。

过驱动检测器224还操作以动态地检测进入PA 208中的驱动电平何时超过最大阈值，从而增加存在于指定的发射频带外的信号功率泄漏(超出所述发射频带的信号功率泄漏是可以接受的)。过驱动检测也是预测性的，从而允许在过驱动条件出现之前检测过驱动条件。最后，根据本发明的一个或一个以上实施例的过驱动检测提供“软”度量，所述“软”度量可用以按需定制系统性能。

预失真器202通过对由转换块310提供的LUT数据的适当处理来提供对PA 208的振幅对振幅(AM)特性的估计。根据等式(5)，从LUT的内容直接计算AM/AM特性

$\mathrm{AM}/{\mathrm{AM}}_{\mathrm{TXMAG}}={\mathrm{TX}}_{\mathrm{MAG}}*\frac{1}{\left|\mathrm{\ΣLUTs}\left({\mathrm{TX}}_{\mathrm{MAG}}\right)\right|}---\left(5\right)$

其中TX_MAG值为在由对准块306对准之后取自RX捕捉块304的y(n)值。

可使用等式(5)来计算所得的AM/AM特性(可由PA 208向恒定基带输入展现)，并将其绘制成图4中的曲线图402，藉此可通过检查来观察PA 208的非线性。也就是说(换句话说)，随着施加到PA 208输入的信号的振幅增加，一旦达到PA 208的压缩点，PA 208的预测输出量值就会减小。也可通过取每一索引处的复合LUT中的每一者的和以经由预失真器202来预测曲线图402的逆曲线图，如图4的曲线图404所示范。

因此，曲线图402表示如由预失真器202根据等式(5)预测的PA 208的非线性振幅特性，而曲线图404表示也由预失真器202预测的PA 208的非线性振幅特性的逆特性。因此，通过将信号z(n)的量值与曲线图402的振幅特性进行比较，预失真器可预测将由PA 208相对于信号z(n)而施加的压缩量。一旦预测出压缩量，预失真器202就可将信号z(n)预放大与预测压缩相等的量，以便使由PA 208强加的压缩相等。

举例来说，如由虚线412表示且随后可从图4检验，如果信号x(n)的振幅表现出归一化值(如37.5)，那么由曲线图402预测的PA 208的非线性振幅特性大体上与由曲线图404预测的逆特性相等。因此，由于如由虚线414检验，曲线图404的逆特性也等于37.5，因此PA 208并未相对于信号x(n)强加压缩。因此，因为预测PA 208不会使信号x(n)受到振幅压缩，所以预失真器202不会放大信号x(n)。

另一方面，如果信号x(n)的振幅表现出(例如)95的归一化值(如虚线406所示)，那么如可从图4中检验，由于逆特性指示(例如)110的归一化值(如虚线408所示)，因此预测PA 208会相对于信号x(n)强加压缩。在此情况下，预失真器202利用曲线图402和404来预测信号x(n)何时表现出归一化量值95，随后PA 208强加等于110-95＝15的归一化压缩量值。因此，预失真器202将信号x(n)的量值预放大(或扩展)归一化值15，这是因为15为预失真器202所预测的归一化压缩量。

应注意，预失真器202实施上文关于等式(1)所述的存储项。因此，由于预失真器202表现出与有限脉冲响应(FIR)滤波器所表现类似的属性，所以预失真器202自身表现出非线性频率响应。因此，应考虑预失真器202的非线性频率响应，以便提高过驱动检测器224的准确度。

为解释预失真器202的频率选择性，在进行加法前，按频率预先旋转等式(5)的LUT项，如等式(6)中所述

其中

表示频率旋转项。由频率旋转项强加的对应频移步长依赖于预失真器202的取样频率以及等式(6)中的变量m的整数值。

在一个实施例中，强加于等式(6)的LUT项的频移的数量等于中心频率周围的频率增量的整数值(如+/-10)，其中按频率预先旋转每一LUT值且随后予以求和。随后，对于给定振幅值来说，将由等式(6)在所有频率旋转上计算出的最大值取为PA 208的预测振幅特性，并绘制在如上文关于图4所述的曲线图402内。

转向图5，说明根据本发明一个实施例实施过驱动检测的方法。在步骤502中，确定信号x(n)的峰值振幅，藉此信号x(n)表示信号z(n)的预扩展版本。举例来说，可确定信号x(n)的峰值振幅与图4的值406所指示的归一化值(如95)相等。在已由最小平方估计器308产生系数a_kq之后，LUT的内容在步骤504中计算得出，但不加载到预失真器202中。

接下来，在步骤506中通过利用适当的频率预先旋转对步骤502中所确定的量值处的所有存储项求和来计算PA的逆值。也就是说(换句话说)，在步骤506中预测经扩展信号z(n)的峰值振幅，一旦预失真器202内启用新的系数，所述峰值振幅就对应于向PA 208的输入提供的最大信号量值的估计。通过归一化值(如110)来示范所述估计，如值408所指示。请注意，可通过利用适当的频率预先旋转对所关注量值处的所有存储项q求和来针对0与255之间的任一归一化量值计算出任一PA逆值，如上文关于等式(6)所述。

通过使用图4的推断数据值408，现可使用等式(7)针对步骤508中的新系数预测将由PA 208发射的最大功率(且相应地由观察块210观察为RX_MAXEST)

其中TX_MAXEST为从图4的值408推断的值(如归一化值110)，且由等式(7)计算出的值对应于如曲线图402中所绘制沿PA 208的AM/AM特性的值416。可以看出，由等式(7)计算出的值(例如数据值416)对应于PA 208的操作区(其接近PA 208的饱和区)，这是因为数据值416离PA 208的压缩点相对较近。

在等式(8)中描述用以自适应地预测驱动条件何时可出现的度量

$\mathrm{OD}=\frac{{\mathrm{RX}}_{\mathrm{MAXEST}}}{{\mathrm{TX}}_{\mathrm{MAXPRE}}},---\left(8\right)$

其中RX_MAXEST为等式(7)计算出的值，等式(7)表示为(例如)沿曲线图402的数据值416，且TX_MAXPRE对应于步骤502中所确定的预扩展信号x(n)的峰值振幅。随后在步骤510中计算出等式(8)的度量，以便确定是否应将新的系数加载到预失真器202中。

举例来说，如果等式(8)的过驱动度量评估为值1，那么假如将新的系数(即新的LUT值)加载到预失真器202中，那么预测预失真器202和PA208的级联会正确地线性化。因此，允许新的系数在步骤512中使用，且在步骤514中加载到预失真器202中。

另一方面，如果等式(8)的过驱动度量未评估为值1而是小于1，那么通过使用新的系数来预测预失真器202和PA208的级联不会使PA208完全地线性化。因此，可能不允许在步骤512中使用新的系数，且可能在步骤516中采取替代行动。

举例来说，当由于过驱动条件而预测PA 208不会完全地线性化时，等式(8)的过驱动度量得出在0与1之间的值，其中过驱动条件的严重度与等式(8)中所确定的过驱动度量值成反比。举例来说，与由较大值的过驱动度量所指示的过条件相比较，表现出较小值的度量指示严重的过驱动条件。因此，可选择最小阈值，使得由等式(8)计算出的具有小于最低限度可接受阈值的量值的任一过驱动度量值产生警告条件，使得新的系数不加载到预失真器202中。可改为在步骤516中设计替代解决方案，藉此减小PA 208的驱动电平以便避免过驱动条件，从而避免扰乱频谱发射。

所属领域的技术人员通过考虑本文所揭示的本发明的说明书和实践，将明白本发明的其它方面和实施例。在所附权利要求所指示的本发明的实际范围和精神下，希望仅将本说明书及所说明的实施例视为实例。

Claims (15)

1.一种用于预测性过驱动保护的方法，其包括：

确定预失真波形的峰值振幅；

确定将由预失真器添加到所述预失真波形的预失真量；

在将所确定的预失真量添加到所述预失真波形之后预测将由功率放大器接收的最大功率振幅；

预测将由所述功率放大器发射的最大功率振幅；

响应于待发射的所述所预测最大功率振幅以及所述预失真波形的所述峰值振幅而计算过驱动度量；以及

响应于可接受的过驱动度量计算而将所述所确定的预失真量添加到所述预失真波形。

2.根据权利要求1所述的方法，其中确定待添加的预失真量包括计算将由数字预失真器施加的扩展系数。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其中预测将由所述功率放大器接收的所述最大功率振幅包括基于所述所计算的扩展系数来计算多个查找表内所含有的值。

4.根据权利要求3所述的方法，其中预测将由所述功率放大器接收的所述最大功率振幅进一步包括：

通过用所述预失真波形的所述所确定峰值振幅索引到每一查找表中来检索所述查找表的所述值；

将每一检索到的值与频率旋转项相乘；

对所述预失真器中所含有的若干存储项的每一经相乘值求和；以及

取所求和值的逆值。

5.根据权利要求4所述的方法，其中预测将由功率放大器接收的最大功率振幅进一步包括将所述逆值与所述预失真波形的所述所确定峰值振幅相乘。

6.根据权利要求3所述的方法，其中预测将由所述功率放大器发射的最大功率振幅包括：

通过用将由所述功率放大器接收的所述所预测最大功率振幅索引到每一查找表中来检索所述查找表的所述值；

将每一检索到的值与频率旋转项相乘；

对所述预失真器中所含有的若干存储项的每一经相乘值求和；以及

取所求和值的逆值。

7.根据权利要求4到6中任一权利要求所述的方法，其中预测将由所述功率放大器发射的最大功率振幅进一步包括将所述逆值与将由所述功率放大器接收的所述所预测最大功率振幅相乘。

8.根据权利要求1到7中任一权利要求所述的方法，其中计算所述过驱动度量包括取待发射的所述所预测最大功率振幅与所述预失真波形的所述所确定峰值振幅的比率。

9.一种数字预失真器，其包括：

过驱动检测器，其用以接收未失真信号，且用以使用扩展系数来扩展所述未失真信号以产生预失真信号；

放大器，其耦合到所述过驱动检测器，以发射从所述过驱动检测器接收到的所述预失真信号；

观察块，其用以感测所发射信号，且用以向所述过驱动检测器提供所感测的所述所发射信号；且

其中所述过驱动检测器产生度量以促进对所述放大器的过驱动条件的动态预测。

10.根据权利要求9所述的数字预失真器，其中所述过驱动检测器包括第一捕捉缓冲器以存储第一样本集，所述第一样本集包含所述预失真信号的样本。

11.根据权利要求10所述的数字预失真器，其中所述过驱动检测器进一步包括第二捕捉缓冲器以存储第二样本集，所述第二样本集包含所述所感测的所述所发射信号的样本。

12.根据权利要求11所述的数字预失真器，其中所述过驱动检测器进一步包括对准块以接收所述第一和第二样本集，且使所述第一和第二样本集关于振幅、延迟和相位而对准以产生第三样本集。

13.根据权利要求12所述的数字预失真器，其中所述过驱动检测器进一步包括最小平方估计器以接收所述第一和第三样本集，且作为响应以计算所述扩展系数。

14.根据权利要求9到13中任一权利要求所述的数字预失真器，其中所述过驱动检测器进一步包括转换块以接收所述扩展系数，且提供从所述扩展系数产生的查找表值。

15.根据权利要求14所述的数字预失真器，其中所述过驱动检测器进一步包括预失真器以接收所述未失真信号和所述查找表值，且响应于所述放大器的所述动态预测的所述过驱动条件而以可编程方式扩展所述未失真信号的量值。

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