CN102404264B - 多模式前端电路 - Google Patents

Abstract

本发明的多模式前端电路具有两个传输路径。各传输路径包括：两个输入输出线路；第1传输线路，具有连接到一个输入输出线路的一端、以及连接到另一个输入输出线路的另一端；第2传输线路，具有连接到所述一个输入输出线路的一端、以及连接到所述另一个输入输出线路的另一端；以及一个或多个末端开关电路。末端开关电路包括：一端连接到所述第1传输线路与所述第2传输线路中的任一个的开关；以及连接到该开关的另一端的末端电路。此外，各传输路径还可以包括一个以上的短路开关。短路开关能够在两个传输线路之间的、从输入输出线路起的电长度相等的点短路。

Description

多模式前端电路

技术领域

本发明涉及进行发送与接收的多模式前端电路。

背景技术

在利用了电波的无线通信的领域中，存在在不同的频率下进行发送与接收的所谓的频分双工(FDD：Frequency Division Duplex)，用于W-CDMA方式等。当利用一条天线进行该双向通信的情况下，为了防止来自本台的信号侵入用于接收来自其他台的信号的系统，使用发送接收共用器。由于该发送接收共用器的频率特性通常不变，因此例如在使用多个频带以及带宽的通信装置中，准备与各个频率、带宽对应的发送接收共用器，并通过开关来切换它们(非专利文献1：小岩正明、井上文義、岡田隆、「マルチバンド移動端末の開発」、DoCoMo  テクニカルジヤ一ナル、Vol.14，No.2，pp.31-37，July，2006.)

此外，还存在在不同的定时以相同的频率进行发送与接收的所谓的时分双工(TDD：Time Division Duplex)，在TDD中一般通过开关来实现天线的共用。GSM方式并非是TDD，但如TDD那样通过开关来切换发送/接收，因此在对应于GSM方式的终端中，利用开关在发送/接收中共用天线。因此，在对应于FDD的W-CDMA方式和GSM方式两者的移动终端中，准备各个方式的发送/接收系统，并通过开关来进行切换。(非专利文献2：岡田隆、「容量/エリア拡大·国際ロ一シングを実現する携带電話無線回路技術」、DoCoMoテクニカルジヤ一ナル、Vol.16，No.2，pp.45-53，July，2008.)此外，由于最初在TDD中对发送/接收使用相同频率，因此不允许将所述的发送接收共用器配置在发送、接收的路径上。因此，对应于FDD以及TDD两个方式的通信装置分别需要FDD用的发送/接收系统、TDD用的发送/接收系统。

但是根据这样的方法，随着要使用的频率以及带宽的数量增大，存在电路面积、部件数增大的问题。此外，需要FDD以及TDD两者的发送/接收电路也导致电路面积、部件数增大。

发明内容

本发明鉴于这样的实际情况而完成，其目的在于通过相同的电路即多模式前端电路来提供可改变带宽和中心频率的发送接收共用器、用于TDD方式的开关的功能。

本发明的多模式前端电路具有三个端口，并具有第1端口与第2端口之间的第1传输路径、以及第1端口与第3端口之间的第2传输路径。各传输路径包括：两个输入输出线路；第1传输线路，具有连接到一个输入输出线路的一端、以及连接到另一个输入输出线路的另一端；第2传输线路，具有连接到所述一个输入输出线路的一端、以及连接到所述另一个输入输出线路的另一端；以及一个或多个末端(termination)开关电路。所述第1传输线路的电长度与所述第2传输线路的电长度相等。所述第1传输线路的偶模(evenmode)特性阻抗以及奇模(odd mode)特性阻抗分别在所述第1传输线路的长度方向上恒定。所述第2传输线路的偶模特性阻抗以及奇模特性阻抗分别在所述第2传输线路的长度方向上恒定。所述第1传输线路的偶模特性阻抗与所述第2传输线路的偶模特性阻抗相等。所述第1传输线路的奇模特性阻抗与所述第2传输线路的奇模特性阻抗相等。所述末端开关电路包括：一端连接到所述第1传输线路与所述第2传输线路中的任一个的开关；以及连接到该开关的另一端的末端电路。此外，各传输路径还包括一个以上的短路开关。短路开关能够在所述两个传输线路之间的、从输入输出线路起的电长度相等的点之间短路。

根据本发明的多模式前端电路，通过末端开关电路的导通、截止，可对每个传输路径设定通过频率以及切断频率，以及能够时间上改变传递信号的传输路径。即，能够通过相同的电路即多模式前端电路，提供可改变带宽以及中心频率的发送接收共用器、以及用于TDD方式的开关的功能。

附图说明

图1A是表示未公开的专利申请的可变谐振器的功能结构的图。

图1B是表示未公开的专利申请的可变谐振器的功能结构的截面图。

图2A是表示开关150a的另一端直接接地的开关电路的结构例的图。

图2B是表示包含电容器，且开关150a的另一端连接到电容器的一端，电容器的另一端接地的开关电路的结构例的图。

图2C是表示包含电感器，且开关150a的另一端连接到电感器的一端，电感器的另一端接地的开关电路的结构例的图。

图2D是表示包含传输路径，且开关150a的另一端连接到传输线路的一端，传输线路的另一端接地的开关电路的结构例的图。

图2E是表示包含传输线路，且开关150a的另一端连接到传输线路的一端，传输线路的另一端开路的开关电路的结构例的图。

图2F是表示包含电容可变的可变电容器，且开关150a的另一端连接到可变电容器的一端，可变电容器的另一端接地的开关电路的结构例的图。

图2G是表示包含电感可变的可变电感器，且开关150a的另一端连接到可变电感器的一端，可变电感器的另一端接地的开关电路的结构例的图。

图2H是表示包含传输线路，且开关150a的另一端连接到传输线路的一端，传输线路的另一端接地的开关电路的结构例的图。

图2I是表示包含互相经由开关而串联连接的多个传输线路，且开关150a的另一端连接到一个传输线路的一端的开关电路的结构例的图。

图3A是表示可改变第一个谐振频率的并联谐振电路的结构例的图。

图3B是表示可改变第二个谐振频率的并联谐振电路的结构例的图。

图4是表示本发明的多模式前端电路的结构的图。

图5是表示使本发明的多模式前端电路作为开关而动作的情况下的电路模型。

图6A是表示将L_S1设为10°的情况下的4～6GHz之间的阻抗Z_ins1的图。

图6B是表示将L_S1设为80°的情况下的4～6GHz之间的阻抗Z_ins1的图。

图7是表示将L_S1设为10°的情况下的S参数的图。

图8是表示将L_S1设为80°的情况下的S参数的图。

图9是表示本发明的多模式前端电路的另一个结构的图。

图10是表示使本发明的另一个多模式前端电路作为开关来动作的情况下的电路模型的图。

图11A是表示将L_S1设为10°的情况下的4～6GHz之间的阻抗Z_ins1的图。

图11B是表示将L_S1设为80°的情况下的4～6GHz之间的阻抗Z_ins1的图。

图12是表示将L_S1设为10°的情况下的S参数的图。

图13是表示将L_S1设为80°的情况下的S参数的图。

图14是用于说明使本发明的多模式前端电路作为滤波器来动作的情况的图。

图15是表示使本发明的多模式前端电路作为滤波器来动作的情况下的电路模型的图。

图16是表示在使本发明的多模式前端电路作为滤波器来动作的情况下，设L_SF1＝80°、L_FF2＝180°，并将L_SF2变更为10°与20°时的频率特性的图。

图17是表示在使本发明的多模式前端电路作为滤波器来动作的情况下，设L_SF1＝90°、L_FF2＝200°，并将L_SF2变更为10°与20°时的频率特性的图。

图18是表示使本发明的多模式前端电路作为发送接收谐振器来使用的情况下的开关的状态的例子的图。

图19是表示使本发明的多模式前端电路起到发送接收器作用时的电路模型的图。

图20是表示在使本发明的多模式前端电路作为发送接收器来动作的情况下，在L_DR1＝180°、L_{D1_1}＝55°、L_{D1_2}＝17°、L_DR2＝164°、L_{D2_1}＝52°、L_{D2_2}＝17°时的频率特性的图。

图21是表示在使本发明的多模式前端电路作为发送接收器来动作的情况下，在L_DR1＝200°、L_{D1_1}＝65°、L_{D1_2}＝17°、L_DR2＝183°、L_{D2_1}＝62°、L_{D2_2}＝17°时的频率特性的图。

图22A是表示直接接地的末端电路的例子的图。

图22B是表示经由电感器接地的末端电路的例子的图。

图22C是表示经由串联连接的电感器与电容器接地的末端电路的例子的图。

图22D是表示利用了开路的传输线路的末端电路的例子的图。

图22E是表示经由电容器接地的末端电路的例子的图。

图22F是表示经由并联连接的电感器与电容器接地的末端电路的例子的图。

图22G是表示经由传输线路接地的末端电路的例子的图。

图22H是表示经由可变电感器接地的末端电路的例子的图。

图22I是表示经由串联连接的电感器与可变电容器接地的末端电路的例子的图。

图22J是表示经由可变电容器接地的末端电路的例子的图。

图22K是表示经由并联连接的电感器与可变电容器接地的末端电路的例子的图。

图22L是表示经由串联连接的可变电感器与电容器接地的末端电路的例子的图。

图22M是表示经由并联连接的可变电感器与电容器接地的末端电路的例子的图。

图22N是表示经由能够通过在中途包含开关而改变长度的传输线路接地的末端电路的例子的图。

图220是表示经由串联连接的传输线路与可变电容器接地的末端电路的例子的图。

图22P是表示经由开关串联连接了两个传输线路的末端电路的例子的图。

图22Q是表示经由开关串联连接了三个传输线路的末端电路的例子的图。

图23是表示对本发明的多模式前端电路的末端电路使用了可变LC谐振器的情况下的结构的图。

图24是表示在使本发明的多模式前端电路作为发送接收器来动作的情况下，L_DR1＝180°、L_{D1_1}＝48°、L_{D1_2}＝35°、L_DR2＝164°、L_{D2_1}＝65°、L_{D2_2}＝25°、C_P1＝0.2pF、L_P1＝0.4nH、C_P2＝4.6pF、L_P2＝0.3nH时的频率特性的图。

图25是表示实施例2的多模式前端电路的结构的图。

图26要表示使多模式前端电路2000作为可变双频带滤波器而动作的情况下的结构的图。

图27是表示设5GHz的电长度，L_{A_1}＝720°、L_{TLin_1}＝20°、L_{TLout_1}＝20°、L_{in_1}＝57°、L_{1_1}＝180°、L_{2_1}＝10°、L_{3_1}＝10°、L_{4_1}＝155°、L_{5_1}＝155°、L_{A_2}＝720°、L_{TLin_2}＝20°、L_{TLout_2}＝20°、L_{in_2}＝73°、L_{1_2}＝160°、L_{2_2}＝10°、L_{3_2}＝10°、L_{4_2}＝155°、L_{5_2}＝11°时从端口1001至端口2104的通过系数的图。

图28A是表示图27的情况下的5.62GHz下的阻抗的图。

图28B是表示图27的情况下的5GHz下的阻抗的图。

图29是表示设5GHz的电长度，L_{A_1}＝720°、L_{TLin_1}＝20°、L_{TLout_1}＝20°、L_{in_1}＝57°、L_{1_1}＝150°、L_{2_1}＝10°、L_{3_1}＝10°、L_{4_1}＝155°、L_{5_1}＝155°、L_{A_2}＝720°、L_{TLin_2}＝20°、L_{TLout_2}＝20°、L_{in_2}＝73°、L_{1_2}＝145°、L_{2_2}＝10°、L_{3_2}＝10°、L_{4_2}＝155°、L_{5_2}＝11°时从端口1001至端口2104的通过系数的图。

图30A是表示图29的情况下的6.18GHz下的阻抗的图。

图30B是表示图29的情况下的6GHz下的阻抗的图。

图31是表示设5GHz的电长度，L_{A_1}＝720°、L_{TLin_1}＝20°、L_{TLout_1}＝20°、L_{in_1}＝47°、L_{1_1}＝150°、L_{2_1}＝10°、L_{3_1}＝10°、L_{4_1}＝132°、L_{5_1}＝30°、L_{A_2}＝720°、L_{TLin_2}＝20°、L_{TLout_2}＝20°、L_{in_2}＝0°、L_{1_2}＝145°、L_{2_2}＝10°、L_{3_2}＝10°、L_{4_2}＝180°、L_{5_2}＝139°时从端口1001至端口2104的通过系数的图。

图32A是表示图31的情况下的6.18GHz下的阻抗的图。

图32B是表示图31的情况下的6GHz下的阻抗的图。

图33是表示设5GHz的电长度，L_{A_1}＝720°、L_{TLin_1}＝20°、L_{TLout_1}＝20°、L_{in_1}＝47°、L_{1_1}＝150°、L_{2_1}＝8°、L_{3_1}＝8°、L_{4_1}＝132°、L_{5_1}＝30°、L_{A_2}＝720°、L_{TLin_2}＝20°、L_{TLout_2}＝20°、L_{in_2}＝0°、L_{1_2}＝145°、L_{2_2}＝10°、L_{3_2}＝10°、L_{4_2}＝180°、L_{5_2}＝139°时从端口1001至端口2104的通过系数的图。

图34是表示设5GHz的电长度，L_{A_1}＝720°、L_{TLin_1}＝20°、L_{TLout_1}＝20°、L_{in_1}＝47°、L_{1_1}＝150°、L_{2_1}＝10°、L_{3_1}＝10°、L_{4_1}＝132°、L_{5_1}＝30°、L_{A_2}＝720°、L_{TLin_2}＝20°、L_{TLout_2}＝20°、L_{in_2}＝0°、L_{1_2}＝145°、L_{2_2}＝8°、L_{3_2}＝8°、L_{4_2}＝180°、L_{5_2}＝139°时从端口1001至端口2104的通过系数的图。

具体实施方式

在说明本发明之前，说明本申请人已经申请且未公开的专利申请的(日本)特愿2010-049126(2010年3月5日申请)的内容的一部分。另外，以该日本申请为基础申请，对美国、欧洲、中国、韩国申请了相同内容。申请号分别为US13/040,717(2011年3月4日申请)、EP11156817.6(2011年3月3日申请)、CN201110053567.1(2011年3月7日申请)、KR10-2011-0018451(2011年3月2日申请)。

图1A表示(日本)特愿2010-049126的一实施方式的具有微带线线路结构的可变谐振器100。图1B是可变谐振器100的截面图。可变谐振器100包含两个传输线路101、102、多个开关电路150。在图1A所示的实施方式中，在电介体衬底805上形成两个长方形的传输线路101、102。第1传输线路101的一端101a连接到在电介体衬底805上形成的输入线路111，第1传输线路101的另一端101b连接到在电介体衬底805上形成的输出线路112。第2传输线路102的一端102a连接到输入线路111，第2传输线路102的另一端102b连接到输出线路112。两条传输线路101、102是金属等导电体，形成在电介体衬底805的一个面上，在电介体衬底805的另一面(背面)由金属等导电体形成地导体800。另外，由两个传输线路101、102、输入线路111以及输出线路112包围的由标记130表示的部分是露出电介体衬底805的部分。

对两个传输线路101、102可求出的条件是：

(1)第1传输线路101的电长度与第2传输线路102的电长度相等；

(2)在第1传输线路101的长度方向上，第1传输线路101的偶模特性阻抗(the characteristic impedance for the even mode)与奇模特性阻抗(thecharacteristic impedance for the odd mode)分别恒定；

(3)在第2传输线路102的长度方向上，第2传输线路102的偶模特性阻抗与奇模特性阻抗分别恒定；

(4)第1传输线路101的偶模特性阻抗与第2传输线路102的偶模特性阻抗相等；

(5)第1传输线路101的奇模特性阻抗与第2传输线路102的奇模特性阻抗相等。

例如，如果电介体衬底805在其整体上具有均匀的厚度以及相同的介电常数，若将两个传输线路101、102形成为

(a)第1传输线路101的线路长度与第2传输线路102的线路长度相等；

(b)第1传输线路101的线路宽度与第2传输线路102的线路宽度相等；

(c)第1传输线路101与第2传输线路102的线路间隔(在图1A中由标记D来表示)一定，

则两个传输线路101、102满足条件(1)～(5)。在图1A所示的可变谐振器100中，以电介体衬底805在其整体上具有均匀的厚度以及相同的相对介电常数为前提，设两个传输线路101、102的线路长度均为L，线路宽度均为W，则两个传输线路101、102在电介体衬底805上经由空隙部分130以线路间距离D平行形成。

当电介体衬底805不具有均匀的厚度和/或相同的相对介电常数的情况下，考虑介电常数的分布等后形成两个传输线路101、102以便满足条件(1)～(5)即可。该设计方法通过已知技术来达成，因此省略详细的说明。

图1A所示的可变谐振器100具有5个开关电路150(为了避免附图繁杂，仅对一个开关电路附加了标号)。在可变谐振器100中，全部的开关电路150只连接到第2传输线路102，但并不限定于这样的结构，各开关电路150连接到第1传输线路101与第2传输线路102中的任一个即可。对于开关电路150的具体的结构例将在后面叙述，但在图1A所示的例子中，开关电路150具有一端连接到第1传输线路101与第2传输线路102中的任一个上，另一端接地的开关150a。各开关150a如图1B所示，开关150a的一端831连接到第2传输线路102，开关150a的另一端832经由导电体833以及通孔806电连接到接地导体800。另外，导电体833的形状等一切没有被限定，在其他的附图中省略了导电体833的图示。

各开关电路150的连接位置是：[1]在第1传输线路101上，从一端101a至开关电路的连接位置的电长度互相不同的位置(其中排除一端101a和另一端101b)，同样，[2]在第2传输线路102上，从一端102a至开关电路的连接位置的电长度互相不同的位置(其中排除一端102a与另一端102b)。在这样的结构中，从连接到第1传输线路101上的某开关电路的连接位置至一端101a的电长度θ₁、以及从连接到第2传输线路102上的某开关电路的连接位置至一端102a的电长度θ₂有时相等。当θ₁＝θ₂的情况下，不能将在从一端101a起电长度θ₁的位置连接到第1传输线路101的开关电路、以及在从一端102a起电长度θ₂的位置连接到第2传输线路102的开关电路均设为导通状态。如后所述，在使可变谐振器100作为谐振器而动作的情况下，在各开关电路150中成为导通状态的开关电路的数量是一个。从这个观点出发，在从输入线路111起相等电长度的位置对第1传输线路101与第2传输线路102分别连接开关电路150没有意义，因此针对各开关电路150的连接位置，除了所述条件[1]、[2]之外，还可以增加以下条件：[3]在两个传输线路101、102中的一个传输线路上连接的各开关电路150从该传输线路的一端起的电长度分别不同于在另一个传输线路上连接的各开关电路150从该传输线路的一端起的电长度的任一个。

在可变谐振器100中，若在各开关电路150中的某一个开关电路设为导通状态，则得到对应于该开关电路的连接位置的带宽，若将其他的开关电路设为导通状态，则得到对应于该开关电路的连接位置的情况的带宽。因此，通过改变导通状态的开关电路，能够改变可变谐振器100的带宽。

图2A～图2I表示开关电路150的具体的结构例。图2A所示的开关电路150中，开关150a的另一端直接接地。图2B所示的开关电路150包含电容器，开关150a的另一端连接到电容器的一端，电容器的另一端接地。图2C所示的开关电路150包含电感器，开关150a的另一端连接到电感器的一端，电感器的另一端接地。图2D所示的开关电路150包含传输线路，开关150a的另一端连接到传输线路的一端，传输线路的另一端接地。在该结构的情况下，在该开关电路成为导通状态时的动作频率下，传输线路具有1/4波长的线路长度。图2E所示的开关电路150包含传输线路，开关150a的另一端连接到传输线路的一端，传输线路的另一端开路。在该结构的情况下，在该开关电路成为导通状态时的动作频率下，传输线路具有1/2波长的线路长度。图2F所示的开关电路150包含可改变电容的可变电容器，开关150a的另一端连接到可变电容器的一端，可变电容器的另一端接地。图2G所示的开关电路150包含可改变电感的可变电感器，开关150a的另一端连接到可变电感器的一端，可变电感器的另一端接地。图2H所示的开关电路150包含传输线路，开关150a的另一端连接到传输线路的一端，传输线路的另一端接地。对传输线路连接一个或多个开关的各一端，各开关的另一端接地。通过切换这些开关的导通/截止，能够改变开关电路150的特性。图2I所示的开关电路150包含经由开关互相串联连接的多个传输线路，开关150a的另一端连接到一个传输线路的一端。通过切换传输线路之间的各开关的导通/截止，能够改变开关电路150的特性。

此外说到不限定于开关150a的开关，并不限定于接点型的开关，还可以设为例如使用了二极管、晶体管等的、没有在电路网设置接点就具有电路的开关功能的所谓的开关元件(switching element)。此外，还可以适用利用了MEMS(Micro-Electro Mechanical Systems)技术的开关。这些开关元件并不限定于在导通状态时使直流通过的欧姆开关(ohmic switch)，也可以是在导通状态时截止直流但使交流通过的电容性开关(capacitive switch)。此外，如图3A、3B所示，也可以是可改变谐振频率的并联谐振电路。此时，设定该并联谐振电路的特性，使得在将开关电路150设为截止状态的情况下，该并联谐振电路的谐振频率与由两条传输线路101、102构成的可变谐振器的谐振频率一致，且在将开关电路150设为导通状态的情况下，该并联谐振电路的谐振频率在由两条传输线路101、102构成的可变谐振器的谐振频率下不产生谐振。如图3A、3B所示，例如通过改变可变电容器的电容或可变电感器的电感，改变该并联谐振电路的谐振频率。开关电路150的结构并不限定于这些结构。根据开关电路150的结构，能够将可变谐振器的频率特性变更为期望的形式，但可变谐振器谐振频率依然是由两条传输线路101、102的线路长度决定的谐振频率。

到此为止的说明是认为为了说明本发明至少需要的(日本)特愿2010-049126的内容。但是，本发明的内容并不限定于这些记载。以下，针对本发明的实施例，详细进行说明。另外，对具有相同功能的结构部分附加相同标号，省略重复说明。

【实施例1】

图4表示实施例1的多模式前端电路的结构。实施例1的多模式前端电路例如利用微带线线路而形成即可。多模式前端电路1000具有三个端口1001、1002、1003，并具有第1端口1001与第2端口1002之间的第1传输路径1109、以及第1端口1001与第3端口1003之间的第2传输路径1209。各传输路径1109(1209)包括两个输入输出线路1103、1104(1203、1204)、第1传输线路1101(1201)、第2传输线路1102(1202)、一个或多个末端开关电路1110-1、...、N(1210-1、...、N)(其中，N是1以上的整数，n是1以上N以下的整数)。第1传输线路1101(1201)具有连接到一个输入输出线路1103(1203)的一端以及连接到另一个输入输出线路1104(1204)的另一端。第2传输线路1102(1202)具有连接到一个输入输出线路1103(1203)的一端以及连接到另一个输入输出线路1104(1204)的另一端。此外，各传输线路1109(1209)还包括一个以上的短路开关1120-1、...、M(1220-1、...M)(其中，M是1以上的整数，图4的m是1以上M以下的整数)。短路开关能够将两个传输线路1101、1102(1201、1202)之间的、从输入输出线路1103(1203)起的电长度相等的点之间短路。另外，将概括传输线路1101、1102(1201、1202)、输入输出线路1103、1104(1203、1204)的传输线路称为传输线路1100(1200)。

另外，传输线路1100(1200)只要满足上述的线路的条件(1)～(5)，其形状并无需限定于直线，也可以是曲线。即，第1传输线路1101(1201)的电长度与第2传输线路1102(1202)的电长度相等。第1传输线路1101(1201)的偶模特性阻抗以及奇模特性阻抗各自在第1传输线路1101(1201)的长度方向上恒定。第2传输线路1102(1202)的偶模特性阻抗以及奇模特性阻抗各自在第2传输线路1102(1202)的长度方向上恒定。第1传输线路1101(1201)的偶模特性阻抗与第2传输线路1102(1202)的偶模特性阻抗相等。第1传输线路1101(1201)的奇模特性阻抗与第2传输线路1102(1202)的奇模特性阻抗相等。末端开关电路1110-n(1210-n)由一端连接到第1传输线路1101(1201)与第2传输线路1102(1202)的任一个的开关1111-n(1211-n)、以及连接到该开关1111-n(1211-n)的另一端的末端电路1112-n(1212-n)构成。

第1端口1001经由线路1013、1011连接到输入输出线路1103。此外，第1端口1001经由线路1013、1012连接到输入输出线路1203。第2端口1002经由线路1022连接到输入输出线路1104。第3端口1003经由线路1023连接到输入输出线路1204。此外，线路1011、1012、1013的连接部分被称为交点1010(或两个传输路径的交点1010)。另外，线路1011、1012、1013图示第1端口1001与输入输出线路1103、1203被电连接的情况。在实际的多模式前端电路中，设为设计上能够忽略的长度。

首先，叙述多模式前端电路1000作为开关来动作的情况(为了应对TDD，时间上切换用于传递信号的传输路径的情况)。图5表示用于说明作为开关的动作的电路模型。在这里，平行(parallel)线路的特性阻抗设在传输线路1109、1209中均为偶模100Ω、奇模50Ω。这里，设平行线路的电长度均为5GHz中的300°。这里设输入输出线路1103的特性阻抗与电长度为50Ω、5GHz的10°。以下，设若没有特别记载，则全部的电长度为5GHz中的值。另外，这些电长度无需在传输路径1109、1209中一定成为相同的值。这里，设与开关1111-n连接的末端电路1112-n是地导体。设传输线路1100、1200、开关1111-n、1120-m是理想传输线路。尤其对于开关1111-n、1120-m来说理想的是截止状态的阻抗无限大，且导通状态的阻抗成为短路。为了简化图示，省略了截止状态的开关1111-1、...、n-1、1111-n+1、...、N、1120-1、...m-1、1120-m+1、...、M、1211-1、...、N、1220-1、...M，仅描画了导通状态的开关1111-n、1120-m。另外，还一并省略了连接到截止状态的开关的末端电路(如上所述，这里为地导体)。

在图5的电路中，为了使开关动作而需要的条件如下。在想要切断信号的传输路径1109(1209)中，将传输线路1100(1200)上的相同位置的开关1111-n、1120-m(1211-n、1220-m)均设为导通状态。对于该位置标记为L_S1，决定其值的方法将在后面叙述。在图5中，传输路径1109中，传输线路1100上的相同位置的开关1111-n、1120-m成为导通状态。从而，与开关1111-n、1120-m的位置对应的频率的信号被切断。

在想要传递信号的传输路径1209(1109)中，相反，将传输线路1200(1100)上的相同位置的开关1211-n、1220-m(1111-n、1120-m)均不设为导通状态。在图5中，传输路径1209的全部的开关成为截止状态。从而，输入到传输路径1209的信号向第3端口1003输出。将在后面叙述，此时，针对通过传输路径1209的信号，在只想使特定的频率的信号通过的情况下，只要适当地将开关1211-n、1220-m设为导通而将传输路径1209的传输线路1200设为滤波器即可。其中，如上述条件所述，必须将处于传输线路1200上的相同的位置的开关1211-n、1220-m不要同时设为导通状态。

接着，说明想要切断信号的传输路径中的导通状态的开关的位置L_S1的决定方法。图6A、6B、7、8表示将L_S1设为10°以及80°的情况下的从传输路径1109、1209的交点1010看到传输路径1109时的阻抗Z_ins1以及S参数。图6A表示将L_S1设为10°时的4～6GHz之间的阻抗Z_ins1。图6B表示将L_S1设为80°时的4～6GHz之间的阻抗Z_ins1。图7是表示将L_S1设为10°时的S参数的图。图8是表示将L_S1设为80°时的S参数的图。S11是从第1端口1001输入的信号的反射系数(附加了三角标记的线)，S21是从第1端口1001向第2端口1002的通过系数(附加了正方形标记的线)，S31是从第1端口1001向第3端口1003的通过系数(附加了菱形标记的线)。

首先，说明L_S1为10°的情况。此时，5GHz中的Z_ins1具有接近0的值。S21在4～6GHz之间约有-800dB左右，成功切断信号。这是因为开关1111-n、1120-m在L_S1的位置均导通的结果，传输路径1109等同于由输入输出线路1103与长度L_S1的传输线路构成的短路短截线，因此从L_S1向第2端点侧的线路不传递信号。另一方面，5GHz中的S31有-4.6dB左右，虽然信号通过，但损失稍大。这是因为由于Z_ins1小的原因，一部分信号没有传到第3端口1103而反射到第1端口1001。假设Z_ins1无限大的情况下，等同于无从交点1010至第2端口1002的传输路径1109，从第1端口1001输入的信号全部传递到第3端口1003。

在L_S1为80°时，从图6B可知，Z_ins1在5GHz中几乎无限大。此时的5GHz中的S31几乎为0，成为无损失。即，可知信号几乎无损失地传递到第3端口1003。另外，例如在想要将4GHz的信号以最低损失传递的情况下，只要将L_S1设定为4GHz中的Z_ins1接近无限大即可。这样通过将L_S1设定为Z_ins1在想要通过第3端口1003的信号的频率附近接近无限大，从而能够更有效地将信号传递到第3端口1003。

[变形例]

通过对图4的电路结构带来若干变更，成为图9那样，从而不使用短路开关1120-1、...M(1220-1、...、M)就能够达成这样的开关1111-n、1120-m、1211-n、1220-m的动作。图9表示在对两个平行线路的两个线路设置了末端开关电路的情况下的多模式前端电路的结构的图。在多模式前端电路1000’中，包括末端开关电路1130-1、...、M、1230-1、...、M而代替短路开关1120-1、...M、1220-1、...、M。

在将传输路径1109设为想要切断信号的路径的情况下，将从平行线路上的端面起相同距离的开关1111-n以及1131-m设为导通。对于该动作，利用图10的计算模型而说明。线路的长度等与图5相同，末端电路1112、1132也与图5相同，是地导体。与图5的不同之处在于，在形成第1传输路径1109的传输线路1100的两条传输线路1101、1102两者的长度L_S1的位置，存在导通状态的末端开关电路。由此，在长度L_S1的位置，传输线路1101与传输线路1102之间的阻抗成为零。从而，能够实现在图5中使用短路开关1120-m时相同的阻抗。因此，通过图10的结构也能够进行开关动作。图11A、11B、12、13表示在图10的结构中将L_S1设为10°、80°的情况下，从传输路径1109、1209的交点1010看传输路径1109时的阻抗Z_ins1与S参数。图11A表示将L_S1设为10°时的4～6GHz之间的阻抗Z_ins1。图11B表示将L_S1设为80°时的4～6GHz之间的阻抗Z_ins1。图12是表示将L_S1设为10°时的S参数的图。图13是表示将L_S1设为80°时的S参数的图。S11是从第1端口1001输入的信号的反射系数(附有三角标记的线)，S21是从第1端口1001至第2端口1002的通过系数(附有正方形标记的线)，S31是从第1端口1001至第3端口1003的通过系数(附有菱形标记的线)。从图11A、11B、12、13可知，得到与图6A、6B、7、8相同的特性。由此可知，通过图9的结构，与图4的结构相同地，能够使开关动作。另外，在本变形例的情况下，也可以包括短路开关1120-1、...M、1220-1、...、M，并根据要求的功能而选择性地使用。

[滤波器功能的实现]

以下，利用图14的多模式前端电路的结构，进一步说明实施例1的多模式前端电路的功能。在图14中，传输路径1209的传输线路1200不同于图5和图10，开关1211-r、1220-p、1220-q成为导通状态。将开关1211-r的位置记为L_SF2，将开关1220-p与开关1220-q的间隔表示为L_FF2。在图5和图10中通过将传输路径1209的开关全部设为截止从而使传输路径1209作为简单的传输路径而动作，但通过适当地将开关1211-r、1220-p、1220-q设为导通状态，能够使传输路径1209作为滤波器来动作。对于该动作，利用图15进行说明。

图15与图5相同，是用于电路的特性计算的电路模型。这里，与以往相同，将传输路径1109设为想要切断信号的路径，将传输路径1209设为想要传递信号的路径。此外，将末端电路1112-n、1212-r设为地导体。将想要通过或想要切断的频率作为一例而设为5GHz、4.5GHz可变，而且设传输路径1209的带宽也可变。首先，说明5GHz的情况。对于传输路径1109，由于与图6A、6B、7、8相同，因此省略说明。对于传输路径1209，将开关1211-r的位置设为L_SF2，将开关1220-q的位置设为L_FF2。另外，在图15中没有使用开关1220-p。此时，只要将输入输出线路1203与传输线路1201、1202的连接部分(位置为0)看做开关1220-p的位置即可，因此开关1220-q的位置成为L_FF2。滤波器的中心频率根据L_FF2来决定，在L_FF2为180°时，中心频率成为5GHz。带宽根据L_SF2来决定，若该改变其值则带宽被变更，但中心频率依然是一定的。即，能够独立地变更中心频率与带宽。这是实施例1的特征之一。对于该滤波器的细节，记载在上述的本申请人未公开的专利申请((日本)特愿2010-049126)，因此这里省略。

图16表示设L_SF1＝80°、L_FF2＝180°，并将L_SF2变更为10°与20°时的频率特性。S11是从第1端口1001输入的信号的反射系数(附有三角标记的线)、S21是从第1端口1001至第2端口1002的通过系数(附有正方形标记的线)，S31是从第1端口1001至第3端口1003的通过系数(附有菱形标记的线)。首先，对于传输路径1109，S21成为-800dB并被切断。对于传输线路1209，可知具有将5GHz设为中心频率的滤波器特性，可知根据L_SF2的值改变带宽而不改变中心频率。

接着，叙述4.5GHz的情况。对于传输路径1109，通过将图15的L_SF1变更为90°，Z_ins1在4.5GHz下成为无限大。对于传输路径1209，将L_FF2设为200°，将滤波器的中心频率变更为4.5GHz即可。带宽与之前说明的相同，根据L_SF2，可在将中心频率保持为一定的状态下变更。图17表示设L_SF1＝90°、L_FF2＝200°，并将L_SF2变更为10°与20°时的频率特性。从图中可知，传输路径1109的特性是切断4.5GHz的信号，而且，传输路径1209的特性成为以4.5GHz设为中心频率的滤波器。此外可知，其带宽可通过改变L_SF2而相对于中心频率独立地变更。

对于至此叙述的传输路径1209的滤波器特性，表示了仅使用了一个谐振器的一级滤波器的特性，但在将级数设为2级以上的情况下，通过适当导通开关1211-r、1220-p、1220-q，也能够调整滤波器特性。对此，也在专利申请((日本)特愿2010-049126)中记载了细节，因此这里省略。

[发送接收共用功能的实现]

接着，将实施例1的多模式前端电路作为发送接收共用器来使用的情况。图18是表示在将实施例1的多模式前端电路作为发送接收共用器来使用的情况下的开关的状态的例子的图。设定开关，使得传输路径1109、传输路径1209均作为上述的滤波器来动作。每个传输路径具有两处处于导通状态的短路开关1120-k、1120-m(1220-p、1220-q)，在由两个短路开关与平行线路包围的区间有一个处于导通状态的开关1111-n(1211-r)。由两个短路开关1120-k、1120-m(1220-p、1220-q)包围的区间作为谐振器而动作，由此能够使传输路径作为滤波器来动作。这里，在传输路径1109以及1209中，将从传输线路1101、1102、1201、1202的始点(与输入输出线路1103、1203连接的端面)至最接近始点的导通状态的短路开关1120-k、1220-p的距离分别设为L_{D1_1}、L_{D2_1}。在传输路径1109以及1209中，将从最接近始点的短路开关1120-k、1220-p至导通状态的开关1111-n、1211-r的距离分别设为L_{D1_2}、L_{D2_2}。在传输路径1109以及1209中，将通过两个导通状态的短路开关1120-k、1120-m、1220-p、1220-q作为谐振器来动作的传输线路1100、1200的区间长度分别设为L_DR1、L_DR2。

中心频率由该区间长度L_DR1(L_DR2)决定，通过短路开关1120-k、1120-m(1220-p、1220-q)可变更。带宽通过开关1111-n(1211-r)来设定，可针对中心频率独立地设定。作为发送接收共用器来使用时应关注的特征是，能够一边维持要通过的中心频率，一边变更要切断的频率。具体来说，变更作为谐振器来动作的区间的始点。例如，设传输路径1109的中心频率为f₁，传输路径1209的中心频率为f₂。此时，只要调整传输路径1109作为谐振器而动作的区间的始点即短路开关1120-k的位置L_{D1_1}，使得Z_ins1在频率f₂中成为最大即可。Z_ins2是从两个传输路径的交点1010看第3端口1003的阻抗，如前面那样，调整传输路径1209作为谐振器而动作的区间的始点即短路开关1220-p的位置L_{D2_1}，使得在频率f₁中Z_ins2成为最大。由此，传输路径1109能够使频率f₁的信号有效地通过并有效地切断频率f₂的信号(使其朝向传输路径1209)。此外，传输路径1209有效地通过频率f₂的信号，并能够有效地切断频率f₁的信号(使其朝向传输路径1109)。

利用图19的电路模型以及图20、21的频率特性来说明该动作。图19是使实施例1的多模式前端电路作为发送接收器来其作用时的电路模型，末端电路1112-n、1212-n设为地导体。图20是表示L_DR1＝180°、L_{D1_1}＝55°、L_{D1_2}＝17°、L_DR2＝164°、L_{D2_1}＝52°、L_{D2_2}＝17°时的频率特性的图。图21是表示L_DR1＝200°、L_{D1_1}＝65°、L_{D1_2}＝17°、L_DR2＝183°、L_{D2_1}＝62°、L_{D2_2}＝17°时的频率特性的图。通过变更这些用于决定各导通状态的开关的位置的参数，从而作为可改变频率特性的发送接收共用器来动作。另外，S11是从第1端口1001输入的信号的反射系数(附有三角标记的线)，S21是从第1端口1001至第2端口1002的通过系数(附有正方形标记的线)，S31是从第1端口1001至第3端口1003的通过系数(附有菱形标记的线)。从图20可知，传输路径1109的通带为5GHz，传输路径1209的通带为5.5GHz。此外，图21可知，传输路径1109的通带是4.5GHz，传输路径1209的通带是大致为4.8GHz。

这样适当地选择处于导通状态的开关1120-1、...M、1111-1、...、N(1220-1、...、M、1211-1、...N)，实施例1的多模式前端电路能够有时作为开关来动作，有时作为具有滤波器功能的开关来动作，有时作为发送接收共用器来动作。而且，滤波器以及发送接收共用器可独立地改变中心频率以及带宽，也可改变级数。

在至此的多模式前端电路的特性的说明中，仅表示了将末端电路1112-n、1212-n设为地导体的情况。但是，末端电路1112-n、1212-n并不限定于地导体，能够连接图22A～22Q所示的各种电路。此外，也不限定于特性固定的电路，通过连接特性可变的电路，还可以提高特性可变的自由度。在图22A～图22Q中，表示了将地导体2001、线圈2002、电容器2003、分布常数线路2004、可变线圈2005、可变电容器2006、开关2007进行组合的例子，但并不需要限定这些组合。

图23是作为一例对末端电路1112-n、1212-r使用了可变LC谐振器的情况下的结构。将用于传输路径1109以及1209的并联谐振器的线圈的电感分别设为L_P1、L_P2，电容器的电容设为C_P1、C_P2。通过改变这些电抗元件的特性，能够在保持一定的中心频率的情况下改变传输路径1109以及1209的频率特性。图24表示L_DR1＝180°、L_{D1_1}＝48°、L_{D1_2}＝35°、L_DR2＝164°、L_{D2_1}＝65°、L_{D2_2}＝25°、C_P1＝0.2pF、L_P1＝0.4nH、C_P2＝4.6pF、L_P2＝0.3nH时的频率特性。传输路径1109以及1209的通带的频率与图20相同，分别为5GHz以及5.5GHz，但图24可知，尤其是第2传输路径1209的5GHz中的信号的传递系数大约从-15dB大幅减小为-40dB以上，信号的分离程度提高。

末端电路1112-n、1212-n无需特别由一种构成，根据必要的特性来设计即可。此外，至此的说明中表示了利用了微带线线路的结构例子，但并未特别限定为微带线线路。

这样，根据实施例1的多模式前端电路，通过一个电路，能够提供具有开关、滤波器功能的开关、发送接收共用器。此外，还可以变更频率特性，尤其在滤波器或发送接收共用器中，能够独立变更中心频率、带宽，还可以变更滤波器以及发送接收共用器。此外，实施例1的多模式前端电路可由传输线路、开关、阻抗元件、可变阻抗元件等构成，因此能够容易制作。

【实施例2】

图25表示实施例2的多模式前端电路的结构。实施例2的多模式前端电路与实施例1相同，例如，利用微带线线路形成即可。多模式前端电路2000与多模式前端电路1000相同，具有三个端口100、1002、1003，具有第1端口1001与第2端口1002之间的第1传输路径1109以及第1端口1001与第3端口1003之间的第2传输路径1209。各传输路径1109(1209)包括两个输入输出线路1103、1104(1203、1204)、第1传输线路1101(1201)、第2传输线路1102(1202)、多个末端开关电路1110-1、...N(1210-1、...、N)(其中，N为2以上的整数，n为1以上N以下的整数)、短路开关1120-1、...、M(1220-1、...、M)(其中，M为4以上的整数，m为1以上M以下的整数)。另外，第1传输线路1101(1201)、第2传输线路1102(1202)、末端开关电路1110-n(1210-n)、短路开关1120-m(1220-m)的具体的结构与实施例1相同。此外，传输线路1100(1200)应满足的条件也与实施例1相同。

多模式前端电路2000与多模式前端电路1000的不同点在于，包括功能切换开关2141、2241。功能切换开关2141是用于将端口1002连接到端子2142或端子2143中的任一个开关。端子2142连接到端口2102(传输路径1109’)。端子2143经由线路2011、交点2010、线路2013连接到端口2104(传输路径2109)。功能切换开关2241是用于将端口1003连接到端子2242或端子2243中的任一个的开关。端子2242连接到端口2103(传输路径1209’)。端子2243经由线路2012、交点2010、线路2013连接到端口2104(传输路径2209)。另外，端口1001、端口1002、端口1003与输入输出线路1103、1203、1104、1204之间的关系与实施例1相同。此外，线路1011、1012、1013、1022、1023、2011、2012、2013图示电连接的情况。在实际的多模式前端电路中，线路1011、1012、1013、1022、1023、2011、2012、2013可以设为设计上可忽略的长度，也可以考虑长度来设计。

由于是这样的结构，当功能切换开关2141将端口1002连接到端子2142，功能切换开关2241将端口1003连接到端子2242的情况下，多模式前端电路2000实质上成为与多模式前端电路1000相同的结构，可通过同一个电路来提供能够改变带宽与中心频率的发送接收共用器、以及用于TDD方式的开关的功能。

此外，在功能切换开关2141将端口1002连接到端子2143，功能切换开关2241将端口1003连接到端子2243的情况下，成为设端口1001为输入端口，端口2104为输出端口，可使得两个频带的信号同时通过的可变双频带滤波器。

[可变双频带滤波器功能的实现]

接着，说明作为可变双频带滤波器来动作时的原理与具体例。在作为可变双频带滤波器来动作的情况下，期望通过的频带中的通过系数尽可能大(插入损失尽可能小)。假设，设传输路径1109、2109的通带的频率设为F1，设传输路径1209、2209的通带的频率设为F2。需要使频率F1的信号尽量向传输路径1109、2109传递，使频率F2的信号尽量向传输路径1209、2209传递。为了实现其，使从交点1010看传输路径1109、2109的阻抗Z₁₁、以及从交点2010看传输路径2109、1109的阻抗Z₄₁在频率F2中成为无限大或接近无限大的高阻抗，而且使从交点1010看传输路径1209、2209的阻抗Z₁₂以及从交点2010看传输路径2209、1209的阻抗Z₄₂在频率F1中成为无限大或接近无限大的高阻抗。以下的具体例表示控制多模式前端电路2000以便满足上述的条件，就能够使在通过的频带中的通过系数大(能够使通过系数几乎为0dB)。

图26是表示使多模式前端电路2000作为可变双频带滤波器来动作的情况下的结构的图。首先，功能切换开关2141将端口1002连接到端子2143，功能切换开关2241将端口1003连接到端子2243。然后，在第1传输路径1109中，将四个短路开关1120-m₁、...、m₄(其中，m₁、...、m₄是1以上M以下的整数，且m₁＜m₂＜m₃＜m₄)设为导通状态，将其他的短路开关设为截止状态。此外，在第1传输路径1109中，将两个末端开关电路1110-n₁、n₂(其中，n₁、n₂是1以上N以下的整数，且n₁＜n₂)设为导通状态，将其他的末端开关电路设为截止状态。在第2传输路径1209中，四个短路开关1220-k₁、...、k₄(其中，k₁、...、k₄是1以上M以下的整数，且k₁＜k₂＜k₃＜k₄)是导通状态，其他的短路开关是截止状态。此外，在第2传输路径1209中，两个末端开关电路1210-h₁、h₂(其中，h₁、h₂是1以上N以下的整数，且h₁＜h₂)是导通状态，其他的末端开关电路是截止状态。此外，对末端开关电路1110-1、...、N、1210-1、...、N的末端电路1112-1、...、N、1212-1、...、N使用连接到地导体2001上的分布常数线路2004。

另外，将第1传输路径1109的第1传输线路1101与第2传输线路1102的长度设为L_{A_1}，将输入输出线路1103的长度设为L_{TLin_1}，将输入输出线路1104的长度设为L_{TLout_1}，将输入输出线路1103与短路开关1120-m₁之间的距离设为L_{in_1}，将短路开关1120-m₁与短路开关1120-m₂之间的距离设为L_{1_1}，将短路开关1120-m₂与短路开关1120-m₃之间的距离设为L_{1_1}/2，将短路开关1120-m₃与短路开关1120-m₄之间的距离设为L_{1_1}，将短路开关1120-m₁与末端开关电路1110-n₁之间的距离设为L_{2_1}，将短路开关1120-m₃与末端开关电路1110-n₂之间的距离设为L_{3_1}，将末端电路1112-n₁的分布常数线路2004的长度设为L_{4_1}，将末端电路1112-n₂的分布常数线路2004的长度设为L_{5_1}。此外，将第2传输路径1209的第1传输线路1201与第2传输线路1202的长度设为L_{A_2}，将输入输出线路1203的长度设为L_{TLin_2}，将输入输出线路1204的长度设为L_{TLout_2}，将输入输出线路1203与短路开关1220-k₁之间的距离设为L_{in_2}，将短路开关1220-k₁与短路开关1220-k₂之间的距离设为L_{1_2}，将短路开关1220-k₂与短路开关1220-k₃之间的距离设为L_{1_2}/2，将短路开关1220-k₃与短路开关1220-k₄之间的距离设为L_{1_2}，将短路开关1220-k₁与末端开关电路1210-h₁之间的距离设为L_{2_2}，将短路开关1220-k₃与末端开关电路1210-h₂之间的距离设为L_{3_2}，将末端电路1212-h₁的分布常数线路2004的长度设为L_{4_2}，将末端电路1212-h₂的分布常数线路2004的长度设为L_{5_2}。

图27表示设5GHz的电长度，各自的长度为L_{A_1}＝720°、L_{TLin_1}＝20°、L_{TLout_1}＝20°、L_{in_1}＝57°、L_{1_1}＝180°、L_{2_1}＝10°、L_{3_1}＝10°、L_{4_1}＝155°、L_{5_1}＝155°、L_{A_2}＝720°、L_{TLin_2}＝20°、L_{TLout_2}＝20°、L_{in_2}＝73°、L_{1_2}＝160°、L_{2_2}＝10°、L_{3_2}＝10°、L_{4_2}＝155°、L_{5_2}＝11°时从端口1001至端口2104的通过系数。图27中横轴为频率，纵轴为通过系数(dB)。在该条件下，在5GHz与5.62GHz有通带，在两个频带中通过系数几乎为0dB。由于在5GHz的电长度中L_{1_1}为180°，因此传输路径1109、2109将5GHz设为通带。此外，在5GHz的电长度中L_{1_2}为160°。其长度在5.62GHz的电长度下为180°。从而，传输路径1209、2209将5.62GHz设为通带。

此外，图28A是表示图27的情况下的5.62GHz下的阻抗Z₁₁、Z₄₁的史密斯圆图。图28B是表示图27的情况下的5GHz下的阻抗Z₁₂、Z₄₂的史密斯圆图。这样，在5.62GHz下阻抗Z₁₁、Z₄₁是无限大或接近无限大的值。从而，5.62GHz的信号不传递到传输路径1109、2109，在传输路径1209、2209传递而从端口2104输出。此外，在5GHz下阻抗Z₁₂、Z₄₂是接近无限大的值。从而，5GHz的信号不传递到传输路径1209、2209，在传输路径1109、2109传递而从端口2104输出。

图29是表示设5GHz的电长度，L_{A_1}＝720°、L_{TLin_1}＝20°、L_{TLout_1}＝20°、L_{in_1}＝57°、L_{1_1}＝150°、L_{2_1}＝10°、L_{3_1}＝10°、L_{4_1}＝155°、L_{5_1}＝155°、L_{A_2}＝720°、L_{TLin_2}＝20°L_{TLout_2}＝20°、L_{in_2}＝73°、L_{1_2}＝145°、L_{2_2}＝10°、L_{3_2}＝10°、L_{4_2}＝155°、L_{5_2}＝11°时从端口1001至端口2104的通过系数。另外，图29的条件仅在图27的条件中变更了L_{1_1}与L_{1_2}。图29中横轴为频率，纵轴为通过系数(dB)。在5GHz的电长度下L_{1_1}为150°，在6GHz的电长度下为180°。从而，传输路径1109、2109应将6GHz设为通带。在5GHz的电长度下L_{1_2}为145°，在6.18GHz的电长度下为180°。从而，传输路径1209、2209应将6.18GHz设为通带。但是如图29所示，虽然想到在6GHz与6.18GHz有通带，但通过系数小。

图30A是表示图29的情况下的6.18GHz下的阻抗Z₁₁、Z₄₁的史密斯圆图。图30B是表示图29的情况下的6GHz下的阻抗Z₁₂、Z₄₂的史密斯圆图。在6.18GHz下阻抗Z₁₁、Z₄₁是远离无限大的值(较小的值)。此外，在6GHz下，阻抗Z₁₂、Z₄₂是远离无限大的值较小的值)。即可知，仅仅调整成为谐振器长度的L_{1_1}与L_{1_2}，不能作为通过系数大的可变双频带滤波器来动作。

因此，还调整谐振器长度(L_{1_1}、L_{1_2})以外的长度，使得在6.18GHz下阻抗Z₁₁、Z₄₁接近无限大，且在6GHz下阻抗Z₁₂、Z₄₂接近无限大。图31表示设5GHz的电长度下，L_{A_1}＝720°、L_{TLin_1}＝20°、L_{TLout_1}＝20°、L_{in_1}＝47°、L_{1_1}＝150°、L_{2_1}＝10°、L_{3_1}＝10°、L_{4_1}＝132°、L_{5_1}＝30°、L_{A_2}＝720°、L_{TLin_2}＝20°、L_{TLout_2}＝20°、L_{in_2}＝0°、L_{1_2}＝145°、L_{2_2}＝10°、L_{3_2}＝10°、L_{4_2}＝180°、L_{5_2}＝139°时从端口1001至端口2104的通过系数。图31中横轴为频率，纵轴为通过系数(dB)。6GHz与6.18GHz的通带中通过系数几乎成为0dB。图31的条件在图29的条件中变更了L_{in_1}、L_{4_1}、L_{5_1}、L_{in_2}、L_{4_2}、L_{5_2}。尤其是L_{in_1}、L_{in_2}是决定从输入输出线路至最初的谐振器的距离的参数，起到可变移相器的作用。这利用了使平行线路能够起到谐振器的作用，或者仅作为传输线路的、可变滤波器的特征。

图32A是表示图31情况下的6.18GHz中的阻抗Z₁₁、Z₄₁的史密斯圆图。图32B是图31的情况下的6.18GHz下的阻抗Z₁₂、Z₄₂的史密斯圆图。这样，在6.18GHz中阻抗Z₁₁、Z₄₁是接近无限大的值，因此6.18GHz的信号不传递到传输路径1109、2109，在传输路径1209、2209传递而从端口2104输出。此外，在6GHz中阻抗Z₁₂、Z₄₂是接近无限大的值，因此6GHz的信号不传递到传输路径1209、2209，在传输路径1109、2109中传递而从端口2104输出。从而，在图31所示的条件的情况下，在6GHz与6.18GHz的通带中通过系数几乎为0dB。

接着，表示改变通带的带宽的例子。图33表示设5GHz的电长度，L_{A_1}＝720°、L_{TLin_1}＝20°、L_{TLout_1}＝20°、L_{in_1}＝47°、L_{1_1}＝150°、L_{2_1}＝8°、L_{3_1}＝8°、L_{4_1}＝132°、L_{5_1}＝30°、L_{A_2}＝720°、L_{TLin_2}＝20°、L_{TLout_2}＝20°、L_{in_2}＝0°、L_{1_2}＝145°、L_{2_2}＝10°、L_{3_2}＝10°、L_{4_2}＝180°、L_{5_2}＝139°时从端口1001至端口2104的通过系数。图33中横轴为频率，纵轴为通过系数(dB)，虚线是上述条件的情况下的通过系数，实线是图31的条件的通过系数。图33的条件在图31的条件中仅变更了L_{2_1}、L_{3_1}。可知通过改变传输路径1109、2109侧的长度，在6GHz频带中带宽的变化大，在6.18GHz频带中不怎么变化。此外，还可知6GHz频带的中心频率保持一定。这利用了能够在将中心频率保持为一定状态下变更带宽的可变滤波器的特征。

图34表示设5GHz的电长度，L_{A_1}＝720°、L_{TLin_1}＝20°、L_{TLout_1}＝20°、L_{in_1}＝47°、L_{1_1}＝150°、L_{2_1}＝10°、L_{3_1}＝10°、L_{4_1}＝132°、L_{5_1}＝30°L_{A_2}＝720°、L_{TLin_2}＝20°、L_{TLout_2}＝20°、L_{in_2}＝0°、L_{1_2}＝145°、L_{2_2}＝8°、L_{3_2}＝8°、L_{4_2}＝180°、L_{5_2}＝139°时从端口1001至端口2104的通过系数。图34中横轴为频率，纵轴为通过系数(dB)，虚线是上述条件的情况下的通过系数，实线是图31的条件的通过系数。图34的条件在图31的条件中仅变更了L_{2_2}、L_{3_2}。可知通过改变传输路径1209、2209侧的长度，在6.18GHz频带中带宽的变化大，在6GHz频带中不怎么变化。此外，还可知6.18GHz频带的中心频率保持一定。这利用了能够在将中心频率保持为一定状态下变更带宽的可变滤波器的特征。

另外，在图26的末端开关电路1110-1、...、N、1210-1、...、N的末端电路1112-1、...、N、1212-1、...N中，使用连接到地导体2001上的分布常数线路2004。但是，还可以使用图22I、22J、22K、22N、22Q所示的电路。另外，无需限定于此。

这样，根据实施例2的多模式前端电路，通过功能切换开关能够成为与实施例1的多模式前端电路等同的结构，因此得到相同效果。而且，实施例2的多模式前端电路通过设定功能切换开关，还可以作为可变双频带滤波器来动作。另外，实施例2的多模式前端电路在作为可变双频带滤波器来动作时，可分别变更各通带的中心频率与带宽。

Claims (9)

1.一种多模式前端电路，具有三个端口，并具有第1端口与第2端口之间的第1传输路径、以及第1端口与第3端口之间的第2传输路径，

各传输路径包括：

两个输入输出线路；

第1传输线路，具有连接到一个输入输出线路的一端、以及连接到另一个输入输出线路的另一端；

第2传输线路，具有连接到所述一个输入输出线路的一端、以及连接到所述另一个输入输出线路的另一端；以及

一个或多个末端开关电路，

所述第1传输线路的电长度与所述第2传输线路的电长度相等，

所述第1传输线路的偶模特性阻抗以及奇模特性阻抗分别在所述第1传输线路的长度方向上恒定，

所述第2传输线路的偶模特性阻抗以及奇模特性阻抗分别在所述第2传输线路的长度方向上恒定，

所述第1传输线路的偶模特性阻抗与所述第2传输线路的偶模特性阻抗相等，

所述第1传输线路的奇模特性阻抗与所述第2传输线路的奇模特性阻抗相等，

所述末端开关电路包括：一端连接到所述第1传输线路与所述第2传输线路中的其中一个的开关；以及连接到该开关的另一端的末端电路。

2.如权利要求1所述的多模式前端电路，

所述两个传输线路的长度与线路宽度相等，线路间间隔在线路的长度方向上恒定。

3.如权利要求1所述的多模式前端电路，

各传输路径包括的所述末端开关电路具有：

分别在不同的所述传输线路的、从输入输出线路起的电长度相等的点中连接的成组的末端开关电路。

4.如权利要求1所述的多模式前端电路，

各传输路径还包括一个以上的短路开关，

所述短路开关能够在所述两个传输线路之间的、从输入输出线路起的电长度相等的点之间短路。

5.如权利要求4所述的多模式前端电路，

在所述末端开关电路与所述短路开关中，存在连接到所述传输线路的相同位置的末端开关电路和短路开关。

6.如权利要求4所述的多模式前端电路，

所述短路开关是2个以上，

在所述末端开关电路中，存在连接到在传输线路中连接有所述短路开关的位置之间的末端开关电路。

7.如权利要求1所述的多模式前端电路，

所述末端电路是电抗电路。

8.如权利要求7所述的多模式前端电路，

所述电抗电路是可变电抗电路。

9.如权利要求4所述的多模式前端电路，

还包括功能切换开关，用于切换所述第2端口与所述第3端口连接的状态以及没有连接的状态，

各传输路径具有2个以上所述末端开关电路以及4个以上所述短路开关。