CN112543009A - 绝对带宽恒定的滤波器 - Google Patents
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Abstract
本公开涉及一种绝对带宽恒定的滤波器。滤波器包括：源端电感阵列、m个耦合电感阵列、m+1个谐振器和负载端电感阵列，所述源端电感阵列、所述负载端电感阵列和每一所述耦合电感阵列均包括并联的多个电感支路；通过分别控制每一所述耦合电感阵列、所述源端电感阵列以及所述负载端电感阵列中的至少一个电感支路导通，以使所述滤波器满足绝对带宽恒定条件。如此，即可实现确保滤波器的绝对带宽恒定的目的，进而有效避免了带内插损随频率升高明显恶化的问题。此外，与相关技术相比，还简化了电路复杂度，减小了电路尺寸。
Description
技术领域
本公开涉及滤波器领域，具体地，涉及一种绝对带宽恒定的滤波器。
背景技术
随着无线通信的快速发展，频谱资源的实场需求量急剧增加，频谱资源不可避免的出现了拥挤或者紧缺的现象。在此条件下，无线通信系统，特别是宽带无线通信系统需要更加有效的滤波器电路来减弱或者避免不同通信设备间的相互干扰，以便进行顺畅的通信。
为了解决这一问题，相关技术中多是通过以下两种方式来减弱或避免不同通信设备间的相互干扰的。示例地，使用固定中心频率的滤波器组来滤除干扰信号。图1是相关技术中使用固定中心频率滤波器组的射频前端电路的示意图。如图1所示，接收天线10、第一单刀多掷开关20、多组第一滤波器30、第二单刀多掷开关40、低噪声放大器50、第三单刀多掷开关60、多组第二滤波器70、第四单刀多掷开关80、第一混频器90、第二混频器100、功率放大器110、第五单刀多掷开关120、多组第三滤波器130、第六单刀多掷开关140、发射天线150依次相连。利用图1所示的电路，虽然可实现减弱或者避免不同通信设备间的相互干扰，但是，电路复杂度高，电路尺寸较大，不能满足射频前端小型化的趋势。
又示例地，利用可调滤波器来替代图1中的滤波器组，以降低电路复杂度和减小电路尺寸，尤其是在工作频率低于1GHz时，为了进一步减小电路尺寸通常使用集总元件来实现可调滤波器。经研究发现更适合实现集总可调滤波器的电路结构如图2所示。在图2中，以二阶集总可调滤波器为例，源端电感Ls和耦合电感Lc1之间连有谐振器1，耦合电感Lc1和负载端电感LI直接连有谐振器2。谐振器1包括并联的可调电容C1和电感L1，谐振器2包括并联的可调电容C2和电感L2。对图2所示的滤波器进行仿真，得到图3所示的相关技术中的集总可调滤波器插损频率响应。如图3所示，图2所示滤波器的绝对带宽(插损位于0dB和-3dB区间的带宽)随频率升高而显著增加，且随着绝对带宽增加滤波器的通带内插损明显恶化。
因此，需要设计一种能够降低电路复杂度，减小电路尺寸，并且能够确保绝对带宽恒定的滤波器。
发明内容
本公开的目的是提供一种绝对带宽恒定的滤波器，以解决相关技术中存在的问题。
为了实现上述目的，本公开提供一种绝对带宽恒定的滤波器，所述滤波器包括：源端电感阵列、m个耦合电感阵列、m+1个谐振器和负载端电感阵列，所述源端电感阵列、所述负载端电感阵列和每一所述耦合电感阵列均包括并联的多个电感支路；
其中，所述源端电感阵列、m个耦合电感阵列和负载端电感阵列依次串联，且第一个谐振器分别与所述源端电感阵列、第一个所述耦合电感阵列相连，第m+1个谐振器分别与第m个所述耦合电感阵列、所述负载端电感阵列相连，第i个谐振器分别与第i-1个耦合电感阵列、第i个耦合电感阵列相连，i的取值范围为2至m，m为大于或等于2的整数；
通过分别控制每一所述耦合电感阵列、所述源端电感阵列以及所述负载端电感阵列中的至少一个电感支路导通，以使所述滤波器满足绝对带宽恒定条件。
可选地，所述绝对带宽恒定条件包括：相邻两个所述谐振器之间的耦合系数均与所述滤波器的当前工作频率成反比，以及，所述滤波器的外部品质因数与所述滤波器的当前工作频率成正比；
控制m个所述耦合电感阵列中每一所述耦合电感阵列中的至少一个电感支路导通，以使相邻两个所述谐振器之间的耦合系数均与所述滤波器的当前工作频率成反比；以及
分别控制所述源端电感阵列和所述负载端电感阵列中的至少一个电感支路导通，以使所述滤波器的外部品质因数与所述滤波器的当前工作频率成正比。
可选地，所述滤波器的工作频段被分割为n个子频段；且每一所述耦合电感阵列包括的电感支路的数量均为n，n为大于或等于2整数；
所述每一耦合电感阵列包括的n个电感支路与所述n个子频段一一对应，并在所述滤波器工作在第j个子频段时，控制与所述第j个子频段对应的电感支路导通，j的取值范围为1至n。
可选地，所述滤波器的工作频段被分割为n个子频段；且至少一个所述耦合电感阵列包括的电感支路的数量大于n；
针对所述n个子频段中的至少一个目标子频段，包括的电感支路的数量大于n的每一所述耦合电感阵列中存在至少两个电感支路与所述目标子频段对应。
可选地，所述滤波器的工作频段被分割为n个子频段，所述源端电感阵列、所述负载端电感阵列包括的电感支路的数量均为n，n为大于或等于2的整数；
所述源端电感阵列、所述负载端电感阵列中包括的n个电感支路与所述n个子频段一一对应，并在所述滤波器工作在第j个子频段时，控制与所述j个子频段对应的电感支路导通，j的取值范围为1至n。
可选地，所述滤波器的工作频段被分割为n个子频段；且所述源端电感阵列和/或所述负载端电感阵列包括的电感支路的数量大于n；
针对所述n个子频段中的至少一个目标子频率，包括的电感支路的数量大于n的所述源端电感阵列和/或所述负载端电感阵列中存在至少两个电感支路与所述目标子频段对应。
可选地，第j个子频段的起始频率为fj1，终止频率为fj2，且fj2与fj1的比值范围为1.5至2。
可选地，所述电感支路包括开关和电感，且，所述开关和所述电感串联。
可选地，所述开关为PIN二极管和/或MEMS开关。
可选地，每一所述谐振器均包括电感和可变电容，且所述电感和所述可变电容并联。
通过上述技术方案，通过分别控制每一耦合电感阵列、源端电感阵列以及负载端电感阵列中的至少一个电感支路导通，以使滤波器满足绝对带宽恒定条件，如此，即可实现确保滤波器的绝对带宽恒定的目的，进而有效避免了带内插损随频率升高明显恶化的问题。此外，与相关技术相比，还简化了电路复杂度，减小了电路尺寸。
本公开的其他特征和优点将在随后的具体实施方式部分予以详细说明。
附图说明
附图是用来提供对本公开的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与下面的具体实施方式一起用于解释本公开，但并不构成对本公开的限制。在附图中：
图1是相关技术中使用固定中心频率滤波器组的射频前端电路的示意图。
图2是相关技术中集总可调滤波器的电路结构示意图。
图3是相关技术中的集总可调滤波器插损频率响应图。
图4是根据一示例性实施例示出的一种绝对带宽恒定的滤波器的示意图。
图5是根据另一示例性实施例示出的一种绝对带宽恒定的滤波器的示意图。
图6是根据一示例性实施例示出的一种绝对带宽恒定的滤波器的插损频率响应图。
具体实施方式
如背景技术所言，相关技术中集总可调滤波器虽然可以降低电路复杂度，减小电路尺寸，但是，该集总可调滤波器的绝对带宽不恒定，带内插损也随着频率升高而恶化严重。而导致绝对带宽不恒定且随频率变化剧烈增加、带内插损恶化的根本原因在于：该集总可调滤波器的电路结构中谐振腔间耦合系数和滤波器的外部品质因数不满足绝对带宽恒定的条件。即，谐振器间耦合系数与频率并非成反比关系，以及，外部品质因数与频率并非成正比关系。
鉴于此，本公开提供一种绝对带宽恒定的滤波器，既可以降低电路复杂度减小电路尺寸，还可以确保滤波器的绝对带宽恒定。
以下结合附图对本公开的具体实施方式进行详细说明。应当理解的是，此处所描述的具体实施方式仅用于说明和解释本公开，并不用于限制本公开。
图4是根据一示例性实施例示出的一种绝对带宽恒定的滤波器的示意图。如图4所示，该滤波器可以包括源端电感阵列、m个耦合电感阵列、m+1个谐振器和负载端电感阵列。
其中，源端电感阵列、m个耦合电感阵列和负载端电感阵列依次串联，且第一个谐振器分别与源端电感阵列、第一个耦合电感阵列相连，第m+1个谐振器分别与第m个耦合电感阵列、负载端电感阵列相连，以及，第i个谐振器分别与第i-1个耦合电感阵列、第i个耦合电感阵列相连，i的取值范围为2至m，m为大于或等于2的整数。
如图4所示，源端通过源端电感阵列与谐振器1连接，负载端通过负载端电感阵列与谐振器m+1连接，谐振器2分别与耦合电感阵列1、耦合电感阵列2(图4未示出)相连，等等。
考虑到源端电感、耦合电感和负载端电感需随频率连续可调才能满足可调滤波器绝对带宽恒定的理论条件。但是，目前商用可调电感的电感值较小，无法提供低频滤波器所需要的较大的电感值，因此从可实现性而言，使用可调电感无法实现绝对带宽恒定的集总可调滤波器，尤其是低频集总可调滤波器。
鉴于此，在本公开中，源端电感阵列、负载端电感阵列和每一耦合电感阵列均包括并联的多个电感支路，如此，可以通过分别控制每一耦合电感阵列、源端电感阵列以及负载端电感阵列中的至少一个电感支路导通，以使滤波器满足绝对带宽恒定条件。
采用上述技术方案，通过分别控制每一耦合电感阵列、源端电感阵列以及负载端电感阵列中的至少一个电感支路导通，以使滤波器满足绝对带宽恒定条件，如此，即可实现确保滤波器的绝对带宽恒定的目的，进而有效避免了带内插损随频率升高明显恶化的问题。此外，与相关技术相比，还简化了电路复杂度，减小了电路尺寸。
示例地，上述绝对带宽恒定条件可以包括：相邻两个谐振器之间的耦合系数均与滤波器的当前工作频率成反比，以及，滤波器的外部品质因数与滤波器的当前工作频率成正比。
控制m个耦合电感阵列中每一耦合电感阵列中的至少一个电感支路导通，以使相邻两个谐振器之间的耦合系数均与滤波器的当前工作频率成反比，以及，分别控制源端电感阵列和负载端电感阵列中的至少一个电感支路导通，以使滤波器的外部品质因数与所述滤波器的当前工作频率成正比。
示例地，根据电路理论相关知识中的耦合系数和外部品质因数的计算公式可知，为了使耦合系数与滤波器的当前工作频率成反比，则在滤波器工作在较高频率的子频段时应使用电感值较大的电感，以及，在滤波器工作在较低频率的子频段时应使用电感值较小的电感；同样地，为了使滤波器的外部品质因数与滤波器的当前工作频率成正比，则在滤波器工作在较高频率的子频段时应使用源端电感阵列和负载端电感阵列中的电感值较小的电感，以及，在滤波器工作在较低频率的子频段时应使用源端电感阵列和负载端电感阵列中的电感值较大的电感。
值得说明的是，针对每一子频段，滤波器设计人员可以根据绝对带宽恒定条件预先设定每一耦合电感阵列中、与该子频段对应的电感，以及，预先设定源端电感阵列和负载端电感阵列中、与该子频段对应的电感。本公开对具体的设定过程不作限定。
在一种可能的实施例中，滤波器的工作频段被分割成n个子频段。例如，可以将滤波器的工作频段(起始频率f1，截止频率f2)进行离散化，之后，将其分割成n段，以得到n个子频段。每一耦合电感阵列包括的电感支路的数量均为n，n为大于或等于2的整数。这样，针对每一子频段，每一耦合电感阵列中均有一个电感与其对应。
在本公开中，根据经验在将滤波器的工作频段分割成n个子频段时，分割所得到的第j个子频段的起始频率为fj1，终止频率为fj2，且fj2与fj1的比值范围为1.5至2。其中，第一个子频段的起始频率为滤波器的起始频率f1，第n个子频段的终止频率为滤波器的终止频率f2。
值得说明的是，分割得到的n个子频段的带宽可以相同，也可以不同，本公开对此不作具体限定。例如，假设滤波器的工作频率为0.3GHz至1.8GHz，n＝3，则分割得到的三个子频段分别为0.3GHz至0.6GHz、0.6GHz至1.2GHz、1.2GHz至1.8GHz。
示例地，如图5所示，m个耦合电感阵列中每一耦合电感阵列中均包括n个电感支路，且，每一耦合电感阵列中包括的n个电感支路与n个子频段一一对应，并在滤波器工作在第j个子频段时，控制与第j个子频段对应的电感支路导通，j的取值范围为1至n。
在本公开中，电感支路可以包括开关和电感，且开关和电感串联。其中，该开关可以为PIN二极管和/或MEMS开关。上述中导通某一电感支路是指将该电感支路中的开关闭合。
如图5所示，假设每一耦合电感阵列中第一个电感支路中的电感Lck1与第一个子频段对应，第二个电感支路中的电感Lck2与第二个子频段对应，……，第n个电感支路中的电感Lckn与第n个子频段对应，其中，k的取值范围为1至m。这样，当滤波器工作在第一个子频段时，控制每一耦合电感阵列中的第一个电感支路中的开关导通；当滤波器工作在第二个子频段时，控制每一耦合电感阵列中的第二个电感支路中的开关导通，等等。如此，即可实现使相邻两个谐振器之间的耦合系数均与滤波器的当前工作频率成反比。
在另一种可能的实施例中，可能会存在耦合电感阵列中单独一个电感与某一子频段不匹配的情况，在该情况下，可以将多个并联的电感支路与某一子频段对应。示例地，m个耦合电感阵列中至少一个耦合电感阵列包括的电感支路的数量大于n。针对n个子频段中的至少一个目标子频段，包括的电感支路的数量大于n的每一耦合电感阵列中存在至少两个电感支路与目标子频段对应，其他包括的电感支路的数量等于n的每一耦合电感阵列中的n个电感支路与n个子频段一一对应。
其中，目标子频段是指与其对应的电感支路的数量大于n的子频段。为了使耦合系数与滤波器的当前工作频率成反比，则当滤波器工作在频率较低的第一个子频段时，应使用较小电感值的电感。若耦合电感阵列中最小的电感值仍不满足，则就需要基于多个并联的电感支路得到一个电感值更小的等效电感。示例地，假设耦合电感阵列1中包含的最小电感值的电感Lc11与第一个子频段不对应，则可以在耦合电感阵列1中设置的电感支路数量大于n。例如，耦合电感阵列1中包括的电感支路的数量为n+2，则耦合电感阵列1中的电感支路中的电感Lc11、Lc12和Lc13与第一个子频段对应，其他耦合电感阵列中的电感支路中的电感Lck1与第一个子频段对应，其中，这里k取值范围为2至m。
在该实施例中，当滤波器工作在第一个子频段时，控制耦合电感阵列1中的第一个电感支路、第二个电感支路和第三个电感支路，以及控制耦合电感阵列2至耦合电感阵列m中的第一个电感支路导通。如此，在滤波器工作在第一子频段时，相邻两个谐振器之间的耦合系数均与滤波器的当前工作频率成反比。
此外，如图5所示，当滤波器的工作频段被分成n个子频段时，源端电感阵列和负载端电感阵列包括的电感支路的数量也可以为n，这样，源端电感阵列、负载端电感阵列中包括的n个电感支路与n个子频段一一对应，并在滤波器工作在第j个子频段时，控制与j个子频段对应的电感支路导通，以使滤波器的外部品质因数与所述滤波器的当前工作频率成正比。其中，j的取值范围为1至n。
类似地，也可能会存在源端电感阵列和/或负载端电感阵列中单独一个电感与某一子频段不匹配的情况，在该情况下，可以将源端电感阵列和/或负载端电感阵列中的多个并联的电感支路与某一子频段对应。这样，针对n个子频段中的至少一个目标子频段，包括的电感支路的数量大于n个源端电感阵列和/或负载端电感阵列中存在至少两个电感支路与该目标子频段对应。
值得说明的是，在该情况下的具体实施方式可以参照前文中对耦合电感阵列中多个并联的电感支路与某一子频段对应的实施例的描述，此处不再赘述。
此外，如图5所示，每一谐振器均包括电感和可变电容，且电感和可变电容并联。例如，谐振器1包括并联的电感L1和可变电容C1，谐振器2包括并联的电感L2和可变电容C2，谐振器m+1包括并联的电感Lm+1和可变电容Cm+1。
示例地，以二阶集总可调滤波器为例进行电路搭建和仿真，将滤波器的工作频率0.3GHz至1.8GHz分割成3个子频段，即0.3GHz至0.6GHz、0.6GHz至1.2GHz、1.2GHz至1.8GHz，通过优化个子频段对应的电感值，获得了相对恒定的绝对带宽，其仿真结果如图6所示。与图3所示的相关技术中的集总可调滤波器插损频率响应相比，按照本公开所提供的绝对带宽恒定的滤波器，可以使滤波器的绝对带宽保持恒定，且同时解决了相关技术中的集总可调滤波器插损随频率升高明显恶化的问题。
采用上述技术方案，通过简单的可重构方式，将滤波器的工作频率离散化，将其分割为n个子频段，使用开关导通耦合电感阵列、源端电感阵列和负载端电感阵列的对应电感支路，使得谐振器之间的耦合系数以及滤波器的外部品质因数近似满足绝对带宽恒定的理论条件，进而确保在滤波器中心频率调节时绝对带宽保持相对恒定。
以上结合附图详细描述了本公开的优选实施方式，但是，本公开并不限于上述实施方式中的具体细节，在本公开的技术构思范围内，可以对本公开的技术方案进行多种简单变型，这些简单变型均属于本公开的保护范围。
另外需要说明的是，在上述具体实施方式中所描述的各个具体技术特征，在不矛盾的情况下，可以通过任何合适的方式进行组合。为了避免不必要的重复，本公开对各种可能的组合方式不再另行说明。
此外，本公开的各种不同的实施方式之间也可以进行任意组合，只要其不违背本公开的思想，其同样应当视为本公开所公开的内容。
Claims (10)
1.一种绝对带宽恒定的滤波器，其特征在于，所述滤波器包括：源端电感阵列、m个耦合电感阵列、m+1个谐振器和负载端电感阵列，所述源端电感阵列、所述负载端电感阵列和每一所述耦合电感阵列均包括并联的多个电感支路；
其中，所述源端电感阵列、m个耦合电感阵列和负载端电感阵列依次串联，且第一个谐振器分别与所述源端电感阵列、第一个所述耦合电感阵列相连，第m+1个谐振器分别与第m个所述耦合电感阵列、所述负载端电感阵列相连，第i个谐振器分别与第i-1个耦合电感阵列、第i个耦合电感阵列相连，i的取值范围为2至m，m为大于或等于2的整数；
通过分别控制每一所述耦合电感阵列、所述源端电感阵列以及所述负载端电感阵列中的至少一个电感支路导通，以使所述滤波器满足绝对带宽恒定条件。
2.根据权利要求1所述的滤波器，其特征在于，所述绝对带宽恒定条件包括：相邻两个所述谐振器之间的耦合系数均与所述滤波器的当前工作频率成反比，以及，所述滤波器的外部品质因数与所述滤波器的当前工作频率成正比；
控制m个所述耦合电感阵列中每一所述耦合电感阵列中的至少一个电感支路导通，以使相邻两个所述谐振器之间的耦合系数均与所述滤波器的当前工作频率成反比；以及
分别控制所述源端电感阵列和所述负载端电感阵列中的至少一个电感支路导通，以使所述滤波器的外部品质因数与所述滤波器的当前工作频率成正比。
3.根据权利要求2所述的滤波器，其特征在于，所述滤波器的工作频段被分割为n个子频段；且每一所述耦合电感阵列包括的电感支路的数量均为n，n为大于或等于2整数；
所述每一耦合电感阵列包括的n个电感支路与所述n个子频段一一对应，并在所述滤波器工作在第j个子频段时，控制与所述第j个子频段对应的电感支路导通，j的取值范围为1至n。
4.根据权利要求2所述的滤波器，其特征在于，所述滤波器的工作频段被分割为n个子频段；且至少一个所述耦合电感阵列包括的电感支路的数量大于n；
针对所述n个子频段中的至少一个目标子频段，包括的电感支路的数量大于n的每一所述耦合电感阵列中存在至少两个电感支路与所述目标子频段对应。
5.根据权利要求2所述的滤波器，其特征在于，所述滤波器的工作频段被分割为n个子频段，所述源端电感阵列、所述负载端电感阵列包括的电感支路的数量均为n，n为大于或等于2的整数；
所述源端电感阵列、所述负载端电感阵列中包括的n个电感支路与所述n个子频段一一对应，并在所述滤波器工作在第j个子频段时，控制与所述j个子频段对应的电感支路导通，j的取值范围为1至n。
6.根据权利要求2所述的滤波器，其特征在于，所述滤波器的工作频段被分割为n个子频段；且所述源端电感阵列和/或所述负载端电感阵列包括的电感支路的数量大于n；
针对所述n个子频段中的至少一个目标子频率，包括的电感支路的数量大于n的所述源端电感阵列和/或所述负载端电感阵列中存在至少两个电感支路与所述目标子频段对应。
7.根据权利要求3-6中任一项所述的滤波器，其特征在于，第j个子频段的起始频率为fj1，终止频率为fj2，且fj2与fj1的比值范围为1.5至2。
8.根据权利要求1所述的滤波器，其特征在于，所述电感支路包括开关和电感，且，所述开关和所述电感串联。
9.根据权利要求7所述的滤波器，其特征在于，所述开关为PIN二极管和/或MEMS开关。
10.根据权利要求1所述的滤波器，其特征在于，每一所述谐振器均包括电感和可变电容，且所述电感和所述可变电容并联。
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202011340326.0A Pending CN112543009A (zh) | 2020-11-25 | 2020-11-25 | 绝对带宽恒定的滤波器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN112543009A (zh) |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001007682A (ja) * | 1999-06-17 | 2001-01-12 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 同調周波数可変フィルタ |
| US20120049985A1 (en) * | 2010-08-25 | 2012-03-01 | Ntt Docomo, Inc. | Multimode frontend circuit |
| CN102946235A (zh) * | 2012-06-21 | 2013-02-27 | 南京信息工程大学 | 一种集总参数双通带滤波器 |
| US20200014360A1 (en) * | 2016-11-29 | 2020-01-09 | Thales | Tunable variable-inductance filter |
-
2020
- 2020-11-25 CN CN202011340326.0A patent/CN112543009A/zh active Pending
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001007682A (ja) * | 1999-06-17 | 2001-01-12 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 同調周波数可変フィルタ |
| US20120049985A1 (en) * | 2010-08-25 | 2012-03-01 | Ntt Docomo, Inc. | Multimode frontend circuit |
| CN102946235A (zh) * | 2012-06-21 | 2013-02-27 | 南京信息工程大学 | 一种集总参数双通带滤波器 |
| US20200014360A1 (en) * | 2016-11-29 | 2020-01-09 | Thales | Tunable variable-inductance filter |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| MARTIN DENG等: "Tune-All Substrate-Integrated-Waveguide (SIW) Bandpass Filters", 《IEEE》 * |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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