CN102396200A - 接收机设备、通信系统、接收方法和通信方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种接收正交调制的调制波的接收机设备(200)，包括：实零信号产生器(205)，用于将正弦波与调制波相加以产生实零信号；同相和正交分量检测器(206)，用于从实零信号中提取同相分量信号和正交分量信号；实零序列产生器(207)，用于产生实零序列，作为同相分量和正交分量信号变为零的时间点的序列；以及信号重构单元(208)，用于根据实零序列来重现同相分量和正交分量。利用本发明，可以提供接收设备等等，即使在接收机设备的模拟电路中不能确保充分线性时，也能够以高精度解码接收信号。

Description

接收机设备、通信系统、接收方法和通信方法

技术领域

本发明涉及一种接收正交调制的调制波的接收机设备、通信系统、接收方法和通信方法。

背景技术

在用于移动电话等的无线通信系统中，使用通过使用PSK(相移键控)、QAM(正交幅度调制)等等对信道编码的编码比特进行正交调制(IQ调制)获得的信号来执行通信。

图25是在单载波传输中接收正交调制信号的接收机设备的一个示例。接收机设备900包括：低噪声放大器902(LNA：Low NoiseAmplifier)、频率转换器903、滤波器单元904、增益控制放大器905、IQ检测器906、AD转换器907、解调器908以及解码器909，并连接至天线单元901。

在接收机设备900中，经由天线单元901接收的正交调制信号由低噪声放大器902进行放大，然后由频率转换器903下变频至IQ可检测频带。然后，对频率转换器903的输出信号(滤波器单元904从中去除了信号的高次谐波和带外分量)进行幅度调整，使得该信号不被IQ检测器906和AD转换器907限幅。

在IQ检测器906中，从增益控制放大器905的输出信号中提取同相分量(实数分量)和正交分量(虚数分量)。在AD转换器907中，同相分量和正交分量的信号均从模拟信号转换为数字信号。在解调器908中，对从AD转换器907输出的同相分量和正交分量的数字信号进行解映射，以计算编码比特。最终，由解码器909执行对编码比特的解码过程。

在上述接收机设备900中，低噪声放大器902、频率转换器903、滤波器单元904、增益控制放大器905和IQ检测器906由模拟电路形成，而解调器908和解码器909由数字电路形成，AD转换器907执行转换。

在上述接收机设备900的模拟电路中，为了以高精度对数据进行解码，需要在执行从正交调制波的放大、同相和正交分量的提取、输入到解映射过程的过程时保持线性。换言之，为了以尽可能小的变形来重现信号波形，需要具有较宽动态范围的模拟电路，其中，直至AD转换器907保持良好线性。此外，AD转换器907需要具有满足数字过程能够吸收的量化误差的电压分辨率。增益控制放大器905需要在宽范围内执行高度精确的增益控制，使得信号不会被AD转换器907限幅。

另一方面，在如移动电话等的无线通信系统中，接收机设备优选地紧凑并具有低功耗，使得存在其中集成了形成接收机设备的模拟电路和数字电路的集成IC(参见例如非专利文献1)。在集成IC中，由于设备的小型化，可以实现IC芯片大小的减小并以低电压进行高速操作，因此可以使得接收机设备紧凑并具有低功耗。非专利文献1提出了一种IC设计示例，其中，将用于具有对应功能的部分的模拟电路和数字电路集成，尽管各个功能组件的布置顺序不同于接收机设备900。

现有技术文献

非专利文献

非专利文献1：Wenjun Sheng，Ahmed Emira，and EdgarSanchez-Sinencio，″CMOS RF Receiver System Designing：A Systematic Approach，″IEEE Trans.Circuits Syst.I，Vol.53，No.5，MAY 2006

发明内容

本发明要解决的问题

然后，在集成IC的模拟电路中，元件的差异随小型化而增大，并且SNR随着电源电压的降低而降低，呈现出低增益。因此，接收机设备的模拟电路具有以下问题：可以保证充分线性的操作范围变窄，导致信号波形变形并且接收信号的解码精度退化。此外，AD转换也具有以下问题：由于电源电压的降低，难以通过改进电压分辨率来改进量化精度。

鉴于上述问题做出了本发明，因此，本发明的目的是：提供一种接收机设备等等，即使在接收机设备的模拟电路中不能确保充分线性，也能够以高精度来解码接收信号。

解决问题的手段

鉴于上述问题，本发明的接收设备是一种接收正交调制的调制波的接收机设备，包括：实零信号产生器，用于将正弦波与调制波相加以产生实零信号；同相和正交分量检测器，用于从实零信号中提取同相分量信号和正交分量信号；实零序列产生器，用于产生实零序列，作为同相分量和正交分量信号变为零的时间点的序列；以及信号重构单元，用于根据实零序列来重现同相分量和正交分量。

本发明的接收机设备的特征还在于，实零信号产生器包括：时间数字转换器，用于测量同相分量和正交分量信号变为零的时间点。

本发明的接收机设备的特征还在于，同相和正交分量检测器包括：放大器，用于对实零信号进行限幅器放大。

本发明的接收机设备的特征还在于，同相和正交分量检测器包括：放大器，用于对从实零信号中提取的同相分量信号和正交分量信号进行限幅器放大。

本发明的接收机设备还包括：信号强度检测器，用于检测实零信号的信号强度，本发明的接收机设备的特征在于，同相和正交分量检测器包括：信号校正单元，基于信号强度来校正同相分量和正交分量信号。

本发明的接收机设备的特征在于：接收对调制波进行了多载波调制的多载波信号，以及信号重构单元重构多载波信号的每个子载波信号。

本发明的通信系统是一种通信系统，包括：发射机设备，发送正交调制的调制波；以及接收机设备，接收从发射机设备发送的调制波，其特征在于，接收机设备包括：同相和正交分量检测器，用于从已经与正弦波相加的调制波的实零信号中提取同相分量信号和正交分量信号；实零序列产生器，用于产生实零序列，作为同相分量和正交分量信号变为零的时间点的序列；以及信号重构单元，用于根据实零序列来重现同相分量和正交分量。

本发明的通信系统的特征在于，接收机设备还包括：实零信号产生器，用于将正弦波与调制波相加以产生实零信号。

本发明的通信系统的特征在于，发射设备还包括：参考信号加法器，用于将正弦波与调制波相加；以及接收机设备还包括：实零信号产生器，用于基于正弦波来产生实零信号。

本发明的接收方法是一种用于接收正交调制的调制波的接收方法，包括：实零信号产生步骤，将正弦波与调制波相加以产生实零信号；同相/正交分量检测步骤，从实零信号中提取同相分量信号和正交分量信号；实零序列产生步骤，产生实零序列，作为同相分量和正交分量信号变为零的时间点的序列；以及信号重构步骤，根据实零序列来重现同相分量和正交分量。

本发明的通信方法是一种通信方法，包括：发送过程，发送正交调制的调制波；以及接收过程，接收从发射机设备发送的调制波，其特征在于，接收过程包括：实零信号产生步骤，将正弦波与调制波相加以产生实零信号；同相/正交分量检测步骤，从实零信号中提取同相分量信号和正交分量信号；实零序列产生步骤，产生实零序列，作为同相分量和正交分量信号变为零的时间点的序列；以及信号重构步骤，根据实零序列来重现同相分量和正交分量。

本发明的效果

根据本发明，即使在接收机设备的模拟电路中不能确保充分线性，也可以抑制接收信号的解码精度的退化。

这就是说，接收机接收正交调制的调制波；将正弦波与调制波相加以产生实零信号；然后从实零信号中提取同相分量信号和正交分量信号；产生实零序列，作为同相分量和正交分量信号变为零的时间点的序列；以及根据所产生的实零序列来重现同相分量和正交分量。因此，即使在以低电源电压操作的模拟电路中，也可以执行接收信号的高精度正交检测。

根据本发明，提供了时间数字转换器，测量同相分量和正交分量信号变为零的时间点，这使得即使在以低电压操作的模拟电路中，也能够以高量化精度将模拟信号转换为数字信号，因此使得可以降低功耗。

根据本发明，提供了放大器，用于对实零信号进行限幅器放大，这实现了利用低电压模拟电路来进行信号放大，因此使得可以促进接收机设备的低功耗。

根据本发明，对从实零信号中提取的同相分量信号和正交分量信号进行限幅器放大使得可以使用低电压电路，在如基带等低频带中执行信号放大。相应地，可以降低高频(如载波频率等)处放大器的放大因子，从而促进接收机设备的低功耗。

根据本发明，通过检测实零信号的信号强度，可以基于信号强度来校正同相分量和正交分量信号。因此，无论接收信号强度、接收信号带宽和在产生实零信号时加入的正弦波的频率如何，都可以以高精度重现同相分量和正交分量。

根据本发明，接收对调制波进行了多载波调制的多载波信号，并重构多载波信号的每个子载波信号。因此，即使在信号是以高PAPR(峰均功率比)调制的多载波时，也可以以低功耗来执行高精度解码。

附图说明

图1是示意了第一实施例中的发射机设备的配置的图。

图2是示出了第一实施例中的操作原理的图。

图3是示意了第一实施例中的操作原理的图。

图4是示意了第一实施例中的接收机设备的配置的图。

图5是示意了第一实施例中的实零信号产生器的配置的图。

图6是示意了第一实施例中的操作原理的图。

图7是示意了第一实施例中的实零信号产生器的配置的图。

图8是示意了第一实施例中的同相和正交分量检测器的配置的图。

图9是示意了第一实施例中的实零信号产生器的配置的图。

图10是示意了第一实施例中的同相和正交分量检测器的配置的图。

图11是示意了第一实施例中的实零序列产生器的配置的图。

图12是示意了第一实施例中的操作原理的图。

图13是示意了第一实施例中的过零时刻计算器的配置的图。

图14是示意了第一实施例中的过零时刻计算器的配置的图。

图15是示意了第一实施例中的操作原理的图。

图16是示意了第一实施例中的信号重构单元的配置的图。

图17是示意了第二实施例中的接收机设备的配置的图。

图18是示意了第二实施例中的同相和正交分量检测器的配置的图。

图19是示意了第三实施例中的发射机设备的配置的图。

图20是示意了第三实施例中的操作原理的图。

图21是示意了第三实施例中的接收机设备的配置的图。

图22是示意了第三实施例中的接收机设备的配置的图。

图23是示意了第四实施例中的发射机设备的配置的图。

图24是示意了第四实施例中的接收机设备的配置的图。

图25是示意了现有技术的图。

具体实施方式

现在参照附图来描述实现本发明的最佳方式。

[第一实施例]

第一实施例中的通信系统包括：发射机设备，使用单载波传输方案，发送通过基于正交调制(IQ调制)(如PSK(相移键控)、QAM(正交幅度调制)等)对信道编码的编码比特进行调制而获得的信号；以及接收机设备，接收从发射机设备输出的信号。接收机设备使用实零信号来重现同相和正交分量。

图1是示出了第一实施例中的发射机设备100的配置的示意框图。发射机设备100包括：编码器102、星座映射单元103、DA转换器104、正交调制器105、带通滤波器单元106、频率转换器107、功率放大器108、第一本地信号产生器109和第二本地信号产生器110，并连接至天线单元101。

在发射机设备100中，编码器102是执行以下操作的功能单元：对数据比特进行纠错编码，并将编码比特输出至星座映射单元103，所述数据比特为从形成未示出的上层的设备输入的数字信号。

星座映射单元103是执行以下操作的功能单元：基于多级调制(multilevel modulation)的级数，将从编码器102输入的编码比特映射至同相分量(实数分量I)和正交分量(虚数分量Q)。

图2示出了利用QPSK(多级调制数：2比特)来调制编码比特时的映射示例。例如，如果从编码器102输入编码比特″00″，则星座映射单元103根据图2所示的映射规则，输出同相分量值i1和正交分量值q1。

接下来，DA转换器104是执行以下操作的功能部分：将从星座映射单元103输出的同相分量和正交分量从数字信号转换为模拟信号，并将结果输出至正交调制器105。

正交调制器105通过将从DA转换器104输入的同相和正交分量与从第一本地信号产生器109输入的载波相乘来执行正交调制，并将调制波输出至带通滤波器单元106。具体地，第一本地信号产生器109将同相分量值和正交相位值乘以由第一本地信号产生器109产生的具有中心频率fb1的正弦波。与正交分量值相乘的正弦波相对于与同相分量值相乘的正弦波相位偏移π/2。此外，正交调制器105将通过将同相分量与正弦波相乘而获得的信号与通过将正交分量与正弦波相乘而获得信号相加，以产生调制波。该fb1也称为中频(Intermediate Frequency：IF)。

带通滤波器单元106是执行以下操作的功能部分：从正交调制器105输入的调制波中移除带外辐射，并提取包括中心频率在内的期望频带的调制波，以将结果输出至频率转换器107。

频率转换器107将从带通滤波器单元106输入的调制波与第二本地信号产生器110产生的正弦波相乘，从而执行上变频至发射机设备100的发射频带。当发射机设备100的发送信号的载波频率表示为fc时，第二本地信号产生器110产生的正弦波的频率fb2给出为：fc-fb1。该fc也称为射频(Radio Frequency：RF)。功率放大器108将从频率转换器107输出的调制波放大至发射机设备100的指定发送功率，并经由天线单元101发送。发射机设备100的发送信号s(t)表示为下式(1)。

[数学式1]

s(t)＝a(t)cos[2πf_ct+φ(t)]    …(1)

这里，a(t)是调制幅度，φ(t)是调制相位。

当使用复包络e(t)时，发送信号s(t)可以表示为下式(2)。

[数学式2]

e(t)＝a(t)e^jφ(t)＝i(t)+jq(t)

这里，i(t)是同相分量值，q(t)是正交分量值，j表示虚数单位，R[x]表示x的实部。

图3是正交调制的发送信号s(t)的频谱示例。发送信号s(t)是具有中心载波频率fc、带宽为±fm的调制波。

接下来，图4是示出了本实施例中的接收机设备200的配置的示意框图。如图所示，接收机设备200包括：低噪声放大器202(LNA：LowNoise Amplifier)、带通滤波器单元203、增益控制放大器204、实零信号产生器205(参考信号加法器)、同相和正交分量检测器206、实零序列产生器207、信号重构单元208、解调器209和解码器210，并连接至天线单元201。

在接收机设备200中，低噪声放大器202是执行以下操作的功能部分：对从发射机设备100发送并经由天线单元201接收的信号进行放大，并将结果输出至带通滤波器单元203。

带通滤波器单元203是执行以下操作的功能部分：从低噪声放大器202输入的信号中移除不同于期望频带的信号，以提取期望频带的调制波。所提取的调制波输出至增益控制放大器204。在从发射机设备100接收发送信号时，带通滤波器单元203呈现出2×fm的通带带宽，以提取具有中心频率fc的fc±fm的频带。

增益控制放大器204将从带通滤波器单元203输入的调制波的功率放大至使得信号可以被实零信号产生器205处理的电平，还将从带通滤波器单元输入的信号的功率调整为小于实零信号产生器205(以下将描述其具体细节)加入的正弦波的信号功率。当增益控制放大器204输出的信号表示为r(t)时，r(t)可以给出为下式。

[数学式3]

r(t)＝A_ph(t)s(t)+n(t)    …(3)

这里，Ap是从低噪声放大器202至增益控制放大器204的期望频带的总增益，h(t)是发射机侧与接收机侧之间的信道系数。

实零信号产生器205通过将正弦波与从增益控制放大器204输入的信号相加，来产生实零信号。图5是示出了实零信号产生器205的配置的示意框图。

实零信号产生器205包括加法器221和参考信号产生器222。参考信号产生器222产生具有频率fa的正弦波ra(t)。加法器221将正弦波ra(t)与增益控制放大器204输出的接收信号r(t)相加，以产生实零信号rz(t)。

增益控制放大器204对接收信号r(t)进行调整，使其复包络的最大值小于正弦波ra(t)的幅度。当正弦波ra(t)的幅度表示为Au并且从增益控制放大器204输出的接收信号r(t)的复包络表示为er(t)时，增益控制放大器204被调整为使得以下关系(4)成立。

[数学式4]

A_u＞max|e_r(t)|    …(4)

e_r(t)＝A_ph(t)a(t)e^jφ(t)＝A_ph(t)e(t)

这里，优选地，正弦波ra(t)的频率fa落在带通滤波器单元203的通带之外。具体地，当假定带通滤波器单元203的通带带宽为2×fm时，优选地，fa＜fc-fm和fa＞fc+fm成立。此外，正弦波ra(t)的频率fa与接收信号r(t)的载波频率fc的关系可以是fa＜fc或fa＞fc。图6示出了当fa＜fc成立时从加法器221输出的实零信号的频谱。

加法器221输出的实零信号rz(t)如下式(5)所示。为了简单，以下假定Ap×h(t)＝1。即er(t)＝e(t)成立。这里，以下还假定正弦波ra(t)的频率fa正好设置在通带的边缘上，因此出现fa＝fc-fm的情况。

[数学式5]

r_z(t)＝r(t)+r_a(t)    …(5)

r_a(t)＝A_ucos[2πf_at+φ_a]

这里，φa是正弦波ra(t)的相位。

此外，当在复表示中时，实零信号rz(t)由下式(6)给出。

[数学式6]

$e_z\left(t\right)=e\left(t\right)+A_u{e}^{j(2\mathrm{\π}{f}_{m}t+{\mathrm{\φ}}_a)}$

图7是示出了实零信号产生器的另一配置的示意框图。图7中的实零信号产生器205-1与图5中的实零信号产生器205的差别在于提供了增益控制放大器223。增益控制放大器223基于接收信号的信号强度信息，调整从参考信号产生器222输入的正弦波的幅度Au。具体地，基于Ap×h(t)来调整幅度Au，以满足上式(4)。

相应地，利用实零信号产生器205-1来替代实零信号产生器205实现了对正弦波的幅度Au的调整，使得可以以粗糙的精度在较窄的操作范围中实现增益控制放大器204的控制。此外，当控制被设计为仅通过使用增益控制放大器223来满足上式(4)时，可以去除增益控制放大器204。这些使得可以降低接收机设备的功耗。

这里，接收信号强度信息的示例包括：通过信道估计(图中未示出)计算的信道估计值、利用针对接收机设备提供的RSSI(接收信号强度指示符，图中未示出)测量的接收信号强度等等。

返回图4，同相和正交分量检测器206从实零信号产生器205输入的实零信号rz(t)中提取同相分量(实数分量，I分量)和正交分量(虚数分量，Q分量)。图8是示出了同相和正交分量检测器206的配置的示意框图。同相和正交分量检测器206包括：放大器231、带通滤波器单元232、乘法器233-1和233-2、低通滤波器单元234-1和234-2、信号产生器235、移相器236、放大器237-1和237-2。

放大器231是执行以下操作的功能单元：对从实零信号产生器205输入的实零信号进行放大。图9示出了当实零信号rz(t)被饱和放大时在复平面上的波形改变。虚线示出了当通过限幅器放大对实零信号进行饱和放大时同相和正交分量的轨迹。实线是在上式(5)中示出的rz(t)在I-Q平面上呈现的信号点的轨迹的示例(当φa＝0时)。黑色圆圈指示实零信号的同相分量等于0(零)的点。白色圆圈指示实零信号的正交分量等于0的点。即，实零信号rz(t)形成点(实零)，在所述点处同相分量和正交分量变为零。

当实零信号饱和时，相位不变，幅度取固定值。此时，同相分量i(t)和正交分量q(t)均过零的实零时间点不变。相应地，关于限幅器放大，实零的时刻不变。

本实施例中的接收机设备200使用实零信号的同相分量i(t)和正交分量q(t)过零的时刻来执行对正交调制的调制波的同相分量和正交分量的检测。因此，如果准确确定实零信号的同相分量i(t)和正交分量q(t)过零的时间点，则信号波形的变形并不要紧。

相应地，放大器231可以是具有窄线性区域的放大器，这实现了低功耗。此外，放大器231可以使用执行限幅器放大的限幅器放大器，这可以进一步抑制接收机设备200的功耗。

带通滤波器单元232从放大器231输入的实零信号中移除不必要的高次谐波，并将结果输出至乘法器233-1和233-2。

乘法器233-1将从带通滤波器单元232输出的实零信号与从信号产生器235输出的正弦波相乘。信号产生器235对接收信号的载波频率进行下变频，并产生正弦波，所述正弦波具有允许计算接收信号的同相分量和正交分量的频率。本实施例的接收机设备200具有使用零IF(低IF)的配置，使得信号产生器235产生具有频率fc的正弦波。

乘法器233-2将从带通滤波器单元232输出的实零信号与从移相器236输出的正弦波相乘。移相器236将从信号产生器235输出的正弦波的相位偏移π/2。

低通滤波器单元234-1从乘法器233-1输入的信号中移除不必要的高次谐波。低通滤波器单元234-2从乘法器233-2输入的信号中移除不必要的高次谐波。这里，从同相和正交分量检测器206输出(从低通滤波器单元输出)的同相分量iz(t)和正交分量qz(t)可以由下式(7)和(8)给出，其中为了简单，将φa设置为φa＝0。

[数学式7]

i_z(t)＝2LPF[r_z(t)cos 2πf_ct]

＝i(t)+A_u cos 2πf_mt    …(7)

[数学式8]

q_z(t)＝2LPF[r_z(t)sin 2πf_ct]

＝q(t)+A_u sin 2πf_mt    …(8)

这里，LPF[x]是x的低通滤波器输出。

放大器237-1对从低通滤波器单元234-1输出的同相分量iz(t)进行放大。放大器237-2对从低通滤波器单元234-2输出的正交分量qz(t)进行放大。

放大器237-1和放大器237-2将信号幅度放大至用于计算同相分量和正交分量的实零的电平。优选地，放大器237-1和放大器237-2通过限幅器放大等，对同相分量iz(t)和正交分量qz(t)进行饱和放大。由于放大器237-1和237-2可以通过在低频带(基带范围)中执行饱和放大，降低高频(如载波频率等)处放大器的放大因子，因此可以实现接收机设备中的低功耗。

通过放大器237-1对同相分量iz(t)进行饱和放大而获得的信号vi(t)和通过放大器237-2对正交分量qz(t)进行饱和放大而获得的信号vq(t)由下式(9)和(10)给出。

[数学式9]

$v_i\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& ,i_z\left(t\right)>0\\ -1& ,i_z\left(t\right)<0\\ 0& ,i_z\left(t\right)=0\end{array}\right.\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(9\right)$

[数学式10]

$v_q\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& ,i_q\left(t\right)>0\\ -1& ,i_q\left(t\right)<0\\ 0& ,i_q\left(t\right)=0\end{array}\right.\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(10\right)$

图10是示出了同相和正交分量检测器的另一配置的示意框图。同相和正交分量检测器206-1包括：放大器271、波形成形器272-1和272-2、相位检测器273-1和273-2、低通滤波器单元234-1和234-2、信号产生器274、移相器236、放大器237-1和237-2。

同相和正交分量检测器206-1与图8中的同相和正交分量检测器206的差别在于：提供了放大器271、波形成形器272-1和272-2、相位检测器273-1和273-2以及信号产生器274，以取代放大器231、带通滤波器单元232、乘法器233-1和233-2以及信号产生器235。以下描述将关注于不同的组件。

放大器271对从实零信号产生器205输入的实零信号进行饱和放大。当对实零信号r(t)进行饱和放大时，从放大器271输出的信号u(t)可以由下式(11)来表示。这里，为了简单，取φa＝0的情况给出以下描述。

[数学式11]

$u\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& ,r_z\left(t\right)>0\\ -1& ,r_z\left(t\right)<0\\ 0& ,r_z\left(t\right)=0\end{array}\right.\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(11\right)$

$\begin{array}{c}{r}_z\left(t\right)=\tilde{A}\cos [2\mathrm{\&pi;}{f}_{c}t+{\mathrm{\&phi;}}_u\left(t\right)]\\ \tilde{A}=\sqrt{\tilde{i}{\left(t\right)}^2+\tilde{q}{\left(t\right)}^2}\end{array}$

$\tilde{i}\left(t\right)=i\left(t\right)+A_u\cos 2\mathrm{\&pi;}{f}_{m}t$

$\tilde{q}\left(t\right)=q\left(t\right)+A_u\sin 2\mathrm{\&pi;}{f}_{m}t$

${\mathrm{\&phi;}}_u\left(t\right)={\tan }^{-1}\left(\frac{\tilde{q}\left(t\right)}{\tilde{i}\left(t\right)}\right)+{\mathrm{\&phi;}}_m$

${\mathrm{\&phi;}}_m\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}0,& \tilde{i}\&GreaterEqual;0\\ \mathrm{\&pi;},& \tilde{i}<0\end{array}\right.$

-π/2≤tan^-1(x)≤π/2，

(x为实数)。

波形成形器272-1和272-2对从放大器271输入的信号进行成形，并产生矩形波。波形成形器272-1和272-2可以使用例如反相电路(“非”电路)等等。

当从波形成形器272-1和272-2输出的信号为u′(t)时，u′(t)可以由下式(12)来表示。从波形成形器272-1和272-2输出的信号具有固定幅度(设置为1)。对于相位，保持φu(t)。

[数学式12]

u(t)′＝rect[2πf_ct+φ_u(t)]    …(12)

这里，矩形函数rect(x)具有2π的周期。

相位检测器273-1将从波形成形器272-1输入的信号的相位与从信号产生器274输出的信号的相位进行比较，以从波形成形器272-1输入的信号中提取同相分量(I分量)。

信号产生器274产生矩形波，作为相位检测器273-1和273-2的参考信号。

相位检测器273-2将从波形成形器272-2输入的信号的相位与通过移相器236将从信号产生器274输出的参考信号偏移π/2而获得的信号的相位进行比较，以从波形成形器272-2输入的信号中提取正交分量(Q分量)。例如，相位检测器273-1和273-2可以包括异或电路(Exclusive OR电路)。

低通滤波器单元234-1从相位检测器273-1输入的信号中移除不必要的高次谐波，并将结果输出至放大器273-1。低通滤波器单元234-2从相位检测器273-2输入的信号中移除不必要的高次谐波，并将结果输出至放大器237-2。

当输入至相位检测器273-1和273-2的参考信号表示为ur(t)时，ur(t)由下式(13)给出。输入至相位检测器273-1的参考信号ur(t)取φ0为0，输入至相位检测器273-1的参考信号ur(t)取φ0为π/2。

[数学式13]

u_r(t)＝rect[2πf_ct+φ₀]    …(13)

从低通滤波器单元234-1输出的信号v′i(t)和从低通滤波器单元234-2输出的信号v′q(t)由下式(14)和(15)给出。

[数学式14]

v′_i(t)＝LPF[u′(t)u_r(t)]＝tri[φ_u(t)-φ₀]＝tri[φ_u(t)]    …(14)

[数学式15]

v′_q(t)＝LPF[u(t)′u_r(t)]＝tri[φ_u(t)-φ₀]＝tri[φ_u(t)-π/2]  …(15)

$\mathrm{tri}\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}1-\frac{2}{\mathrm{\&pi;}}x,& 0<x\&le;\mathrm{\&pi;}\\ 1+\frac{2}{\mathrm{\&pi;}}x,& -\mathrm{\&pi;}<x\&le;0\end{array}\right.$

这里，tri(x)是由具有宽度π正负三角波形组成的周期2π的三角函数。

放大器237-1对从低通滤波器单元234-1输出的信号v′i(t)进行饱和放大，使得输出信号vi(t)由下式(16)给出。放大器237-2对从低通滤波器单元234-2输出的信号v′q(t)进行饱和放大，使得输出信号vq(t)由下式(17)给出。

[数学式16]

v_i(t)＝rect[φ_u(t)]    …(16)

[数学式17]

v_i(t)＝rect[φ_u(t)-π/2]    …(17)

返回图4，实零序列产生器207计算从同相和正交分量检测器206输出的同相分量信号vi(t)和正交分量信号vq(t)变为零的时间点(信号过零的时间点，实零的时间点)的序列(过零序列)。在图9中，计算由黑色圆圈指示的同相分量为0(零)的点和由白色圆圈指示的正交分量为0的点的时刻。注意，该操作是与现有技术中将信号从模拟信号转换为数字信号的功能等效的功能。

同相分量vi(t)的过零序列和正交分量vq(t)的过零序列变为满足下式(18)和(19)。同相分量vi(t)是通过对iz(t)进行饱和放大而获得的信号，正交分量vq(t)是通过对iq(t)进行饱和放大而获得的信号。

[数学式18]

$i_z\left(t_{i,m_i}\right)=i\left(t_{i,m_i}\right)+A_u\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_m{t}_{i,m_i}\right)=0\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(18\right)$

[数学式19]

$q_z\left(t_{q,m_q}\right)=i\left(t_{q,m_q}\right)+A_u\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{f}_m{t}_{q,m_q}\right)=0\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(19\right)$

实零序列产生器207输出由下式(20)表示的同相分量过零序列τi和由下式(21)表示的正交分量过零序列τq。

[数学式20]

${\mathrm{\&tau;}}_i=\left\{t_{i,m_i}\right\}=\{\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,t_{i,-1},t_{i,0},t_{i,1},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(20\right)$

[数学式21]

${\mathrm{\&tau;}}_q=\left\{t_{q,m_q}\right\}=\{\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,t_{q,-1},t_{q,0},t_{q,1},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(21\right)$

当应用图10中示意的同相和正交分量检测器206-1时，同相分量vi(t)的过零序列是式(16)中φu(t)等于±π/2的时间点的序列，并变为等效于式(20)的序列。类似地，正交分量vq(t)的过零序列变为等效于式(21)的序列。

图11是示意了实零序列产生器207的配置的示意框图。实零序列产生器207包括过零时刻计算器241(也称为时间数字转换器)和时钟产生器242。

过零时刻计算器241基于时钟产生器242产生的时钟，根据从同相和正交分量检测器206输入的同相分量vi(t)和正交分量vq(t)，测量同相分量和正交分量变为零的时间点，并输出数字形式的时刻。

图12示出了实零序列产生器207测量过零点的操作。基于时钟，对同相分量vi(t)或vq(t)的信号进行采样(在图12中，时钟的每个正边沿用作采样点)，以估计同相分量vi(t)或vq(t)的信号从正变为负的时间点(过零时刻，图12中黑色圆圈示出的采样点的时刻)，从而确定过零点。例如，计算相对于参考时刻的过零时间点。

优选地，时钟产生器242产生的时钟具有高时间分辨率。例如，可以使用通过数字控制振荡器和时间数字转换器的组合来实现的具有皮秒级的高时间分辨率的高时间分辨率时钟。作为该技术的示例，可以参见“Staszewski，et al.All-Digital TX FrequencySynthesizer and Discrete-Time Receiver for BluetoothRadio in 130-nm CMOS，″IEEE J.Solid-State Circuits，vol.39，Issue 12，pp.2278-2291，Dec.2004”。

这里，图13中示出了示出过零时刻计算器241的配置的示意框图。图13包括延迟单元251-1至251-N、触发器单元252-1至252-N+1和过零时刻确定器253。

延迟单元251-1至251-N串联连接，形成延迟线。延迟单元251-1至251-N分别将输入信号延迟τ，然后输出信号。例如，反相器(□非□电路)可以用作延迟单元251-1至251-N。

在从同相和正交分量检测器206输入的信号的正边沿时，触发器单元252-1至252-N+1分别输出从时钟产生器242输入的时钟信号的值或者作为时钟信号通过了一些延迟单元的结果而获得的信号。例如，可以应用D触发器作为触发器单元252-1至252-N+1。

过零时刻确定器253基于从触发器单元252-1至252-N+1输出的信号，确定从同相和正交分量检测器206输入的信号从正变为负的时间点。

时钟产生器242产生的时钟输入至延迟单元251-1。延迟单元251-N接收从延迟单元251-(N-1)输出的时钟。与输入至延迟单元251-1的时钟相比，从延迟单元251-N输出的时钟延迟了Nτ。对触发器单元252-n(N＝1，…，N)的输入是从同相和正交分量检测器206输入的同相分量vi(t)或正交分量vq(t)以及从延迟单元251-(n-1)输出的时钟。

在从同相和正交分量检测器206输入的同相分量vi(t)或正交分量vq(t)改变的点(信号从负变为正或者从正变为负的点)，触发器单元252-n输出从延迟单元251-(n-1)输入的时钟。过零时刻确定器253通过测量到同相分量vi(t)或正交分量vq(t)改变的点的时刻参考时钟的边沿已经传播至延迟单元251-1至251-N的延迟线中的哪一点，来计算过零时刻。相应地，在图13的过零时刻计算器241中，可以以τ的时间分辨率来估计过零时刻。

图14是示出了过零时刻计算器241的另一配置的示意框图。过零时刻计算器241包括：AD转换器281、低通滤波器单元282和实零时刻确定器283。

AD转换器281将从同相和正交分量检测器206输入的同相分量vi(t)和正交分量vq(t)从模拟信号转换为数字信号。在这种情况下，放大器237-1和237-2执行放大，近似地保持低通滤波器单元234-1和234-2中的模拟波形的过零波形。对于同相分量vi(t)和正交分量vq(t)，当电平在0附近时，近似线性地放大信号的幅度，因此可以使得AD转换器281的输入范围比现有技术中更窄。AD转换器用于计算同相分量vi(t)和正交分量vq(t)过零的时间点，因此可以是比现有技术中的AD转换更粗糙量化的AD转换器。因此，可以减小接收机设备的功耗。

低通滤波器单元282是执行线性插值以平滑由AC转换器281离散化的同相分量和正交分量的数字滤波器。实零时刻确定器283根据从低通滤波器单元282输入的信号，计算同相分量和正交分量变为零的时间点。

图15示出了在低通滤波器单元282对从AD转换器281输出的信号进行线性插值直到计算信号取实零的时间点的序列(实零序列)时的信号。图15是在输入同相分量信号时的示例。

AD转换器281基于输入时钟对从同相和正交分量检测器206输入的同相分量vi(t)进行量化，并输出由图15中的黑色圆圈所指示的同相分量值。低通滤波器单元282基于同相分量值执行线性插值，并输出由图15中的白色圆圈所指示的同相分量值。即，将图15中的实线所表示的阶梯状波形成形为图15中的虚线所示的波形。

实零时刻确定器283输出图15中的白色圆圈所示的同相分量值中同相分量值接近于零(图15中的阴影线指示的同相分量值)的时间点ti0和ti1。

如上所述，使用具有粗糙精度的AD转换，即使在使用相对低速率时钟(如晶体振荡器等)作为时钟产生器242时，过零时刻计算器241也可以以高精度执行过零时刻计算。

返回图4，信号重构单元208根据同相分量过零序列τi和正交分量过零序列τq来重构同相分量iz(t)和正交分量qz(t)。图16是示出了信号重构单元208的配置的示意框图。如图16所示，信号重构单元208包括：信号重新产生器261和低通滤波器单元262。

在接收到同相分量过零序列τi和正交分量过零序列τq时，信号重新产生器261通过下式(22)和(23)的操作来重现同相分量i^z(t)和正交分量q^z(t)。

[数学式22]

${\hat{i}}_z\left(t\right)=A_0{2}^{2M-1}\underset{m_i=1}{\overset{2M}{\mathrm{\&Pi;}}}\sin \left[\mathrm{\&pi;}{f}_0(t-t_{i,m_i})\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(22\right)$

[数学式23]

${\hat{i}}_q\left(t\right)=A_0{2}^{2M-1}\underset{m_q=1}{\overset{2M}{\mathrm{\&Pi;}}}\sin \left[\mathrm{\&pi;}{f}_0(t-t_{q,m_q})\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(23\right)$

这里，A0是不固定常量。M是采样次数，采样间隔T为T＝M/fm。

低通滤波器单元262从信号重新产生器261输出的同相分量i^z(t)和正交分量q^z(t)中移除针对实零计算而加入的正弦波，以提取发送信号的同相分量i(t)和正交分量q(t)。即，在上式(15)和(16)中移除频率fm的分量。作为移除频率fm的分量的方法，可以通过对同相分量i^z(t)和正交分量q^z(t)执行傅立叶变换、移除频率fm、然后执行反傅立叶变换来实现移除，而不使用低通滤波器。

返回图4，解调器209对从信号重构单元208输出的同相分量和正交分量的数字信号进行解映射，以计算信道编码的数据比特。解码器210对信道编码的数据比特执行纠错解码，以输出数据比特。

尽管在本实施例的接收机设备中，调整信号功率或幅度的功能(增益控制放大器204)被布置在实零信号产生器205的前一级，但是该功能可以布置在实零信号产生器205的后一级。例如，可以通过向同相和正交分量检测器206的放大器231提供调整信号功率或幅度的增益控制功能来实现。因此，可以调整信号的非线性失真的程度。

此外，在本实施例的接收机设备中，实零信号产生器205的参考信号产生器222以及同相和正交分量检测器206的信号产生器235单独产生信号。然而，可以通过单一信号产生器输出的信号的倍频(frequencymultiplication)来产生两个参考信号，作为上述两个参考信号产生器的参考。

此外，优选地，参考信号产生器222和信号产生器235的频率是预定公共频率的整数倍。例如，作为要用作两个参考信号产生器的参考的单一信号产生器，可以应用PLL频率合成器(锁相环频率合成器)等等。

此外，尽管在本实施例中将正弦波作为参考信号与调制波相加，但是这不是必要的，只要可以产生实零序列即可。

如上所述，根据第一实施例的通信系统，在接收到基于单载波传输方案发送的正交调制信号时，接收机设备通过将正弦波与接收信号相加来产生实零信号，使用所产生的实零信号进行频率转换以及同相和正交相位检测，然后执行时间-数字转换，从而重现同相分量和正交分量。即，使用同相分量和相位分量变为零的时间点(实零)来重现同相分量和相位分量。因此，即使在不能维持线性从而导致接收机设备的模拟电路中的波形失真时，也可以抑制数据解码精度的退化。此外，在本实施例的通信系统中，可以以低电压操作模拟电路，从而可以将功耗抑制至较低水平。

尽管针对基于单载波传输方案来交换正交调制的调制波的情况对本实施例的通信系统进行了描述，但是还可以使用多载波传输方案，如OFDM(正交频域复用)等等。当使用OFDM来交换正交调制的调制波时，发射机设备可以产生与子载波数目一样多的正交调制的调制波，并通过对正交调制的调制波执行IFFT处理来产生。在接收机设备200中，对从信号重构单元208输出的信号进行FFT处理，从FFT处理之后的信号中提取已经被发射机设备分配了调制波的子载波信号的同相分量和正交分量，并将其输入解调器209。

此外，尽管通过使用零IF(低IF)的配置来示意本实施例的接收机设备200，但是本发明不限于此，而是可以应用于通过将接收信号下变频至中频(IF)来执行同相和正交分量检测的超外差方法等。在这种情况下，实零信号产生器205可以被配置在RF或IF。

[第二实施例]

接下来描述第二实施例。在第二实施例中描述的通信系统是将变化的接收机设备应用于第一实施例的通信系统的实施例。在这种情况下，第二实施例中的发射机设备与第一实施例中描述的发射机设备100相同。

图17示出了第二实施例中的接收机设备800的配置的示意框图。如图所示，接收机设备800包括：低噪声放大器202、带通滤波器单元203、增益控制放大器204、实零信号产生器205(参考信号加法器)、信号强度检测器801、同相和正交分量检测器806、实零序列产生器207、信号重构单元208、解调器209和解码器210，并连接至天线单元201。

与第一实施例的接收机设备200的差别在于包括了同相和正交分量检测器806以取代同相和正交分量检测器206，并且还包括了信号强度检测器801。现在将关注于与第一实施例不同的组件来进行描述。

信号强度检测器801(RSSI单元)测量从实零信号产生器205输入的信号的信号强度值。然后，将所测量的信号强度值输出至同相和正交分量检测器806。

同相和正交分量检测器806从实零信号产生器205输入的实零信号rz(t)中提取同相分量(实数分量，I分量)和正交分量(虚数分量，Q分量)，并基于实零信号的接收电场强度来校正同相分量和正交分量。

图18是示出了同相和正交分量检测器806的配置的示意框图。同相和正交分量检测器806包括：放大器231、带通滤波器单元232、乘法器233-1和233-2、低通滤波器单元234-1和234-2、信号产生器235、移相器236、权重控制器822以及信号校正单元823-1和823-2。

权重控制器822基于从信号强度检测器801输出的信号强度值来计算权重系数。信号校正单元823-1使用权重系数来校正从乘法器233-1输出的同相分量信号。此外，信号校正单元823-2使用权重系数来校正从乘法器233-2输出的正交分量信号。

接下来描述使用基于信道强度值的权重系数来执行信号校正的一个示例。下式(24)和(25)示出了信号强度检测器801检测输入实零信号rz(t)的信号强度的一个示例。在式(24)中，在预定周期T_N内计算通过对数放大器放大实零信号rz(t)的平方律检测值而获得的信号的平均，并将对平均值执行指数函数的输出值视为功率值。在式(25)中，在预定周期T_N内计算实零信号rz(t)的平方律检测值的平均的对数，并将对对数值执行指数函数的输出值视为功率值。尽管式(24)和(25)使用平方律检测，但是可以使用全波整流检测来计算功率。

[数学式24]

$w_1\left(t\right)=\exp \left\{\frac{1}{N}\underset{-N/2}{\overset{N/2}{\mathrm{\&Sigma;}}}\log \right[r_z^2(t+\mathrm{i\&Delta;t})\left]\right\}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(24\right)$

[数学式25]

$w_2\left(t\right)=\exp \left\{\log \right[\frac{1}{N}\underset{-N/2}{\overset{N/2}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}_z^2(t+\mathrm{i\&Delta;t})\left]\right\}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(25\right)$

权重控制器822使用从信号强度检测器801输入的信号强度值来计算权重系数。下式(26)是根据式(24)或式(25)由信号强度值计算权重系数的一个示例。信号强度值越大，权重控制器822输出的权重系数越大。

[数学式26]

$w_1\left(t\right)=A_r\sqrt{w_a\left(t\right)}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(26\right)$

这里，T_N＝NΔt(N是任意整数)，a＝1，2，并且Ar是预定系数。

信号校正单元823-1将从乘法器233-1输出的同相分量信号乘以权重系数来校正信号。信号校正单元823-2将从乘法器233-2输出的正交分量信号乘以权重系数来校正信号。

通过低通滤波器单元234-1或低通滤波器单元234-2来处理信号校正单元823-1或信号校正单元823-2校正的同相分量或正交分量信号，以移除不必要的高次谐波，然后从同相和正交分量检测器806输出得到的信号，以在实零序列产生器207中产生实零序列。

如上所述，基于输入实零信号的信号强度，对从实零信号中提取的同相分量信号和正交分量信号进行加权，从而可以提高由实零序列产生器207产生的同相分量和正交分量的过零时刻序列的精度。

尽管参照使用乘法型检测方法将基于信号强度的信号校正应用于同相和正交分量检测器206的情况描述了本实施例，但是可以使用逻辑和型检测方法来应用于同相和正交分量检测器206-1。

[第三实施例]

接下来描述第三实施例。

第三实施例中的通信系统包括：发射机设备，发送通过PSK(相移键控)、QAM(正交幅度调制)等对信道编码的数据比特进行了正交调制而获得的正交调制(IQ调制)信号以及实零参考信号；以及接收机设备，接收从发射机设备输出的信号，接收机设备使用实零序列来重新产生同相和正交分量。

图19是第三实施例中的发射机设备500的配置的示意框图。发射机设备500包括：编码器102、星座映射单元103、DA转换器104、正交调制器105、参考信号加法器501、带通滤波器单元502、频率转换器107、功率放大器108、第一本地信号产生器109和第二本地信号产生器110，并连接至天线单元101。即，本实施例中的发射机设备500与发射机设备100的差别在于包括参考信号加法器501，并包括带通滤波器单元502以取代带通滤波器单元106。现在将关注于不同组件来进行描述。

参考信号加法器501将正弦波与从正交调制器105输出的调制波相加。参考信号加法器501具有与实零信号产生器205相同的配置。与从正交调制器105输出的调制波相加的正弦波ra(t)(参考信号)优选地被设置为具有满足下式(27)的幅度Au。从正交调制器105输出的调制波的复包络表示为e(t)。

[数学式27]

A_u＞max|e(t)|    …(27)

e(t)＝a(t)e^jφ(t)

与从正交调制器105输出的调制波相加的正弦波ra(t)的频率fa被设置为满足fa＜fb1-fm和fa＞fb1+fm(调制波带宽2×fm)。

带通滤波器单元502从参考信号加法器501输出的信号中移除带外辐射，并提取包括中心频率和正弦波ra(t)在内的期望频带的调制波。图20示出了当在参考信号加法器501处加入满足fa＜fb1-fm的正弦波ra(t)时从带通滤波器单元502输出的信号。

从带通滤波器单元502输出的信号由频率转换器107上变频至载波频带fc，然后由功率放大器108放大至期望发送信号功率。从天线单元101发射的信号s(t)由下式表示。

[数学式28]

s(t)＝A_pa(a(t)cos[2πf_ct+φ(t)]+Au cos[2πf_at+φ_a])    …(28)

Apa是从低通滤波器单元直至功率放大器的总增益。

此外，从天线单元101发射的信号s(t)的复表示由下式(29)给出。

[数学式29]

…(29)

$e_z\left(t\right)=A_{\mathrm{pa}}(e\left(t\right)+A_u{e}^{j(2\mathrm{\&pi;}{f}_{m}t+{\mathrm{\&phi;}}_a)})$

尽管在上述发射机设备500中，在中频频带(IF频带)将参考信号与调制波相加，但是可以在调制波被上变频至载波频带(射频频带，RF频带)之后加入参考信号。这可以通过以下操作来实现：将参考信号加法器501布置在频率转换器107的后一级，并将参考信号频率fa设置为满足fa＜fc-fm和fa＞fc+fm。

图21是示出了本实施例中的接收机设备600的配置的示意框图。如图所示，接收机设备600包括：低噪声放大器202(LNA：Low NoiseAmplifier)、带通滤波器单元203、增益控制放大器204、实零信号产生器605、同相和正交分量检测器206、实零序列产生器207、信号重构单元208、解调器209和解码器210，并连接至天线单元201。这里，接收机设备600与接收机设备200的差别在于提供了实零信号产生器605以取代实零信号产生器205。

接收机设备600从发射机设备500接收信号，该信号由正交调制的调制波和参考信号(在发射机设备处加入的正弦波ra(t))组成，通过低噪声放大器202放大信号，并通过带通滤波器单元203移除带外信号。带通滤波器单元203具有允许正交调制的调制波和参考信号通过的通带带宽。

实零信号产生器605通过将正弦波与从增益控制放大器204输入的信号相加来产生实零信号。图22是示出了实零信号产生器605的配置的示意框图。实零信号产生器605包括加法器221和参考信号重新产生器622。参考信号重新产生器622从增益控制放大器204输入的调制信号和参考信号中提取参考信号，提取参考信号并放大该信号以重现参考信号。重现的参考信号被设置为具有满足上式(27)的幅度Au。

加法器221将从增益控制放大器204输入的信号与从参考信号重新产生器622输入的信号相加。这使得即使在参考信号由于信道频率选择性衰落而损坏时也能够产生实零信号。此外，在发射机设备500中，在参考信号加法器501处加入的参考信号的幅度可以被设置在较低电平，因此可以抑制由于参考信号的加入而导致的发送信号的功率损失。因此，当接收机设备600接收的信号满足式(27)时，还可以省去实零信号产生器605。

从带通滤波器单元203输出的信号被调整为增益控制放大器204以及同相和正交分量检测器206能够检测的信号功率，然后执行同相和正交分量检测。

如上所述，根据第三实施例的通信系统，发射机设备发送由与正弦波相加的正交调制的调制波组成的信号(实零信号)，作为实零的参考信号。接收机设备使用所产生的实零信号来执行频率转换以及同相和正交相位检测，然后使用同相分量和相位分量变为零的时间点(实零)来重现同相分量和相位分量。因此，即使在发射机设备和接收机设备的模拟电路中不能维持线性并且发生波形失真时，也可以抑制数据解码精度的退化。此外，在本实施例的通信系统中，可以以低电压来操作模拟电路，因此可以将功耗降低至低水平。

[第四实施例]

接下来描述第四实施例。第四实施例中的通信系统包括：发射机设备，发送通过PSK(相移键控)、QAM(正交幅度调制)等对信道编码的数据比特进行了正交调制而获得的正交调制(IQ调制)信号；以及接收机设备，接收从发射机设备输出的信号，接收机设备使用实零序列来重现同相和正交分量。将利用使用OFDM传输方案(正交频域复用)作为多载波传输方案的情况来进行以下描述。

图23是示出了第四实施例中的发射机设备300的配置的示意框图。发射机设备300包括：编码器102、星座映射单元103、IFFT单元301、DA转换器104、正交调制器105、带通滤波器单元106、频率转换器107、功率放大器108、第一本地信号产生器109和第二本地信号产生器110，并连接至天线单元101。发射机设备300与第一实施例的发射机设备100的差别在于包括了IFFT单元301。现在将关注于不同的组件来进行描述。

星座映射单元103基于多级调制数和多级调制数的映射规则(例如图2)，将从编码器102输入的编码比特映射至同相分量(实数分量I)和正交分量(虚数分量Q)，并输出同相分量值和正交分量值。此外，星座映射单元103产生与OFDM调制的子载波的数目一样多的同相分量值和正交分量值，并将其输出至IFFT单元301。

IFFT单元301将从星座映射单元103输入的同相分量值和正交分量值映射至与IFFT点数一样多的输入中的任一个，并通过IFFT处理将信号从频域转换至时域。当输入同相分量值ik和正交分量值qk(整数0≤k≤Nsub-1)时，将Nsub个ik+j·qk(j是虚数)映射至IFFT单元的输入，执行IFFT处理以输出已被变换至时域的同相分量和正交分量信号。

DA转换器104将从IFFT单元301输出的信号从数字信号转换为模拟信号。然后，在正交调制器105中，将该结果乘以从第一本地信号产生器109输入的载波，以进行正交调制。此后，对信号进行与第一实施例的发射机设备100中相同的处理，并且将信号发送至天线101。发射机设备300的发送信号s(t)由下式(30)给出。

[数学式30]

$s\left(t\right)=\sqrt{P}\underset{k=-M}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_k{e}^{j2\mathrm{\&pi;}{f}_{k}t}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(30\right)$

$f_k=f_c+\frac{k}{{2T}_s}$

这里，fk是第k个子载波的频率，fc是载波频率，Ts是OFDM符号间隔，P是发送功率，M＝Nsub/2，Ck是jk＝jk+j·qk，表示从星座映射单元103输入的同相分量和正交分量(其中i0+jq0＝0，即不执行至DC分量的映射)。

第一实施例中的复包络e(t)是通过将根据编码比特计算的预定Ck映射至一个正弦波的相位来获得的，这等效于在本实施例中以固定频率的间隔映射至具有Ck的多个正弦波上。

接下来，图24是示出了本实施例中的接收机设备400的配置的示意框图。如图所示，接收机设备400接收从发射机设备300发送的信号，并包括：低噪声放大器202(LNA：Low Noise Amplifer)、带通滤波器单元203、增益控制放大器204、实零信号产生器205(参考信号加法器)、同相和正交分量检测器206、实零序列产生器207、信号重构单元408、解调器209和解码器210，并连接至天线单元201。接收机设备400与接收机设备200的差别在于提供了信号重构单元408来取代信号重构单元208。将关注于不同的组件来给出以下描述。

接收机设备400基于式(30)来进行接收，在实零信号产生器205(参考信号加法器)处与正弦波相加的实零信号由下式(31)给出。

[数学式31]

$r_z\left(t\right)=\underset{k=-(M+1)}{\overset{M+1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_k\left(t\right)e^{j2\mathrm{\&pi;}{f}_{k}t}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(31\right)$

c_M+1＝c_-(M+1)＝A_u/2

此外，式(31)可以写为式(32)。

[数学式32]

$r_z\left(Z\right)=\underset{k=-(M+1)}{\overset{M+1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_k{Z}^k\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(32\right)$

Z＝e^j2πΔft

这里，Δf是子载波之间的频率间隔。

同相和正交分量检测器206根据式(31)来提取同相分量(实数分量，I分量)和正交分量(虚数分量，Q分量)，实零序列产生器207计算同相分量和正交分量变为零的时间点(过零序列)。

信号重构单元408根据同相分量过零序列τi和正交分量过零序列τq，重构OFDM调制信号的每个子载波分量。信号重构单元208还从同相分量过零序列τi和正交分量过零序列τq中提取同相分量ik和正交分量qk，并将结果输出至解调器209。

当根据同相分量过零序列τi和正交分量过零序列τq来重现实零信号的同相分量i^z(t)和正交分量q^z(t)时，这些可以由式(33)和(34)给出。

[数学式33]

${\hat{i}}_z\left(Z\right)=c_{M+1}{Z}^{-(M+1)}\underset{m_i=1}{\overset{2(M+1)}{\mathrm{\&Pi;}}}(Z-e^{j2\mathrm{\&pi;\&Delta;}{\mathrm{ft}}_{i,m_i}})\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(33\right)$

[数学式34]

${\hat{i}}_q\left(Z\right)=c_{M+1}{Z}^{-(M+1)}\underset{m_q=1}{\overset{2(M+1)}{\mathrm{\&Pi;}}}(Z-e^{j2\mathrm{\&pi;\&Delta;}{\mathrm{ft}}_{i,m_q}})\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(34\right)$

对式(33)和(34)进行FFT处理，从而提取每个子载波的同相分量ik和正交分量qk。

此外，在从同相分量过零序列τi和正交分量过零序列τq中提取同相分量ik和正交分量qk的另一方法中，根据从实零序列产生器207输入的同相分量过零序列τi和正交分量过零序列τq来计算满足实零信号的傅立叶序列的傅立叶系数，以提取发送信号的同相分量ik和正交分量qk的Ck。

作为根据实零序列来计算傅立叶系数的方法，例如，准备针对实零序列的傅立叶系数的查找表，将从实零序列产生器207输入的实零序列与查找表进行比较，从而计算傅立叶系数。作为另一方法，可以使用基于牛顿公式的递归算法，根据实零序列来计算傅立叶系数。

如上所述，根据第四实施例的通信系统，在接收到使用OFDM方案发送的正交调制信号时，接收机设备通过将正弦波与接收信号相加来产生实零信号，使用所产生的实零信号来执行频率转换以及同相和正交相位检测，然后执行时间-数字转换，从而提取OFDM调制信号的每个子载波，以重现同相分量和相位分量。因此，即使在接收OFDM调制信号的接收机设备的模拟电路中不能维持线性并且发生波形失真时，也可以抑制数据解码精度的退化。此外，在本实施例的通信系统中，可以以低电压来操作模拟电路，因此可以将功耗降低至低水平。

参照附图详细描述了本发明的实施例，但是具体配置不应限于该实施例。不脱离本发明宗旨的设计等等也应当包括在权利要求的范围内。

尽管利用使用OFDM作为多载波传输方案的情况来描述了上述实施例，但是本发明不应限于此，而是还可以应用于DFT扩频OFDM、MC-CDMA(多载波-码分多址)等等。

附图标记说明

100发射机设备

101天线单元

102编码器

103星座映射单元

104DA转换器

105正交调制器

106带通滤波器单元

107频率转换器

108功率放大器

109第一本地信号产生器

110第二本地信号产生器

200接收机设备

201天线单元

202低噪声放大器

203带通滤波器单元

204增益控制放大器

205实零信号产生器

206同相和正交分量检测器

207实零序列产生器

208信号重构单元

209解调器

210解码器

Claims (11)

1.一种接收正交调制的调制波的接收机设备，包括：

实零信号产生器，用于将正弦波与调制波相加以产生实零信号；

同相和正交分量检测器，用于从实零信号中提取同相分量信号和正交分量信号；

实零序列产生器，用于产生实零序列，作为同相分量和正交分量信号变为零的时间点的序列；以及

信号重构单元，用于根据实零序列来重现同相分量和正交分量。

2.根据权利要求1所述的接收机设备，其中，实零信号产生器包括：时间数字转换器，用于测量同相分量和正交分量信号变为零的时间点。

3.根据权利要求1或2所述的接收机设备，其中，同相和正交分量检测器包括：放大器，用于对实零信号进行限幅器放大。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的接收机设备，其中，同相和正交分量检测器包括：放大器，用于对从实零信号中提取的同相分量信号和正交分量信号进行限幅器放大。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的接收机设备，还包括：信号强度检测器，用于检测实零信号的信号强度，其中，同相和正交分量检测器包括：信号校正单元，基于信号强度来校正同相分量和正交分量信号。

6.根据权利要求1至5中任一项所述的接收机设备，其中，接收对调制波进行了多载波调制的多载波信号，以及信号重构单元重构多载波信号的每个子载波信号。

7.一种通信系统，包括：发射机设备，发送正交调制的调制波；以及接收机设备，接收从发射机设备发送的调制波，其特征在于，接收机设备包括：

同相和正交分量检测器，用于从已经与正弦波相加的调制波的实零信号中提取同相分量信号和正交分量信号；

实零序列产生器，用于产生实零序列，作为同相分量和正交分量信号变为零的时间点的序列；以及

信号重构单元，用于根据实零序列来重现同相分量和正交分量。

8.根据权利要求7所述的通信系统，其中，接收机设备还包括：实零信号产生器，用于将正弦波与调制波相加以产生实零信号。

9.根据权利要求7所述的通信系统，其中，发射设备还包括：参考信号加法器，用于将正弦波与调制波相加；以及接收机设备还包括：实零信号产生器，用于基于正弦波来产生实零信号。

10.一种用于接收正交调制的调制波的接收方法，包括：

实零信号产生步骤，将正弦波与调制波相加以产生实零信号；

同相/正交分量检测步骤，从实零信号中提取同相分量信号和正交分量信号；

实零序列产生步骤，产生实零序列，作为同相分量和正交分量信号变为零的时间点的序列；以及

信号重构步骤，根据实零序列来重现同相分量和正交分量。

11.一种通信方法，包括：发送过程，发送正交调制的调制波；以及接收过程，接收从发射机设备发送的调制波，其特征在于，接收过程包括：

实零信号产生步骤，将正弦波与调制波相加以产生实零信号；

同相/正交分量检测步骤，从实零信号中提取同相分量信号和正交分量信号；

实零序列产生步骤，产生实零序列，作为同相分量和正交分量信号变为零的时间点的序列；以及

信号重构步骤，根据实零序列来重现同相分量和正交分量。

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