CN102365789B - 混合自适应天线阵列 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种混合天线阵列(100)，包括：多个数字支路(145)，每个数字支路包括：模拟波束形成子阵列(例如，110-1)，每个子阵列具有多个天线单元(120)、适于对来自每个天线单元的信号施加相移的移相器(130)、以及适于将相移后的信号相组合的组合器(例如，135-1)。每个数字支路还包括：信号链(例如，140-1)，适于将子阵列的输出转换到基带。混合天线阵列还包括数字处理模块(150)，数字处理模块包括：到达角估计子模块(155)，适于估计天线单元处信号的到达角；相位控制子模块(170)，适于根据所估计的到达角来控制每个移相器施加的相移；以及数字波束形成器(165)，适于使用权重矢量将来自数字支路的基带信号相组合，以形成输出信号(180)。

Description

混合自适应天线阵列

技术领域

本发明总体上涉及天线设计，具体涉及自适应天线阵列的架构和方法。

背景技术

自适应天线对于长距离、移动和ad hoc无线通信和感测网络而言是重要的子系统。最强大的自适应天线架构是数字波束形成阵列，其中每个天线单元具有相关的信号链以将接收到的信号从RF(射频)转换到基带，数字波束形成器使用自适应滤波技术对基带信号进行处理。数字波束形成天线阵列具有以下能力：同时产生多个天线方向图，执行诸如指零(nulling)之类的高精度波束形成，以及产生具有最大信号噪声干扰比(SNIR)的输出信号。数字波束形成阵列架构的另一优点是不同支路的在线校准可以由数字波束形成器自动处理。然而，纯数字波束形成天线阵列也具有主要缺点。由于处理数字数据的成本与带宽成正比，并且数字信号处理所需的计算量至少线性地随着单元数目的增大而增大，因此用于宽带操作的大数字波束形成天线阵列成本过高并且对于大多数应用而言是不可实现的。数字波束形成阵列的另一问题是，由于阵列单元间隔所限定的物理空间的限制，在超过大约55GHz的毫米波频率下纯数字波束形成是不可实现的。分别在55和95GHz的工作频率下，在60度以内的扫描角下抑制栅瓣所需的单元间隔被限制为2.9和1.7mm，因此物理上将信号链置于天线单元后面是非常困难的。

另一种原理自适应阵列架构是模拟波束形成器，其中，使用阵列中每个天线单元上的RF或IF移相器，来形成“智能波束”。在纯模拟系统中，成本与带宽之间的关系很小。因此，对于具有大量单元的宽带自适应天线系统，模拟自适应天线阵列比纯数字自适应阵列要经济得多。然而，模拟波束形成器具有特定的缺点。首先，大模拟阵列的校准是耗费劳力的，并且在线校准尤为困难。第二，必须采用特殊装置来实现波束跟踪，因此提高了复杂度和成本。第三，由于相移后的IF或RF信号在转换到基带之前就被组合，使得无法访问独立模拟支路的基带信号，从而限制了形成选择性波束方向图的能力。这些问题对于大模拟阵列而言尤为严重，其中，组件的缺陷和老化会使天线性能严重劣化。

发明内容

公开了试图利用一种混合自适应天线阵列来改善上述缺点的布置，所述混合天线阵列包括：分成多个模拟波束形成子阵列的天线单元阵列；以及在子阵列输出上的数字波束形成器，数字波束形成器具有回到模拟移相器的控制路径。这减小了数字波束形成器的尺寸，减小的因子等于每个子阵列中元件的平均数。还公开了一种针对混合自适应阵列中的模拟波束形成器和数字波束形成器的校准方法。此外，公开了针对模拟自适应阵列的搜索和跟踪方法。所公开的混合阵列提供了有效的途径来以相对低的成本生产较大的、高增益的自适应天线阵列。

根据本公开的一方面，提供了一种混合天线阵列，包括：

(a)多个数字支路，每个数字支路包括：

(i)模拟波束形成子阵列，每个子阵列具有多个天线单元、适于对来自每个天线单元的信号施加相移的移相器、以及适于将相移后的信号相组合的组合器；

(ii)信号链，适于将子阵列的输出转换到基带；以及

(b)数字处理模块，包括：

(i)到达角估计子模块，适于估计天线单元处信号的到达角；

(ii)相位控制子模块，适于根据所估计的到达角来控制每个移相器施加的相移；以及

(iii)数字波束形成器，适于使用权重矢量将来自数字支路的基带信号相组合，以形成输出信号。

根据本公开的第二方面，提供了一种估计天线阵列处信号的到达角的方法，所述天线阵列包括多个数字支路和数字波束形成器，所述方法包括：

(a)使来自相邻数字支路的基带信号互相关；

(b)对于多个候选波束，

(i)使用互相关值的自变量(argument)来设置相移；以及

(ii)计算数字波束形成器的输出信号的功率；以及

(c)确定给出最大输出功率的候选波束；以及

(d)根据所确定的候选波束的互相关值来估计到达角。

根据本公开的第三方面，提供了一种校准天线阵列的方法，所述天线阵列包括多个数字支路和数字波束形成器，所述方法包括：

(a)估计来自相邻数字支路的基带信号之间的预期相位差；

(b)确定来自每个数字支路和相邻的先前校准的数字支路的基带信号之间的预期相位差与实际相位差的差值，作为所述每个数字支路的相位偏差；以及

(c)对来自相应数字支路的基带信号施加所确定的相位偏差。

根据本公开的第四方面，提供了一种校准天线阵列的方法，所述天线阵列包括多个模拟支路，每个模拟支路包括天线单元和移相器，所述方法包括：

(a)将移相器对阵列的输入信号施加的相移最优化，以从阵列获得最大功率输出信号；

(b)使用输入信号的到达角，来确定预期相移值；

(c)针对阵列中的每个模拟支路，确定预期相移与最优化的相移之间的差值，作为所述每个模拟支路的相位偏差；

(d)施加每个相位偏差，以调节由相应的移相器施加的相移。

附图说明

附图中：

图1示出了根据本发明一个实施例的接收混合天线阵列；

图2a示出了图1的混合阵列的示例线性配置；

图2b示出了图1的混合阵列的示例平面配置；以及

图3是示出了图1的混合天线阵列所执行的到达角估计方法的流程图。

具体实施方式

如果任何一幅或多幅附图中引用具有相同参考数字的步骤和/或特征，则所述步骤和/或特征出于在此说明的目的而具有相同的功能或操作，除非出现相反的意图。

图1示出了根据一个实施例的接收混合天线阵列100。阵列100中的天线单元(例如，120)被分组为M个模拟波束形成子阵列110-1，110-2，...，110-M。

如果所有子阵列都位于单个平面内，则称混合阵列具有平面配置(平面阵列)。线性配置(线性阵列)是平面配置的一种特殊情况，在线性配置中所有子阵列都位于单条线中。

图2a示出了图1的混合天线阵列100的示例线性配置200。示例线性阵列200包括并排布置的两个子阵列210-1和210-2，每个子阵列210-m包括沿直线布置的四个均匀间隔的单元，例如，220。图2b示出了图1的混合天线阵列100的示例平面配置230。示例平面阵列230包括布置成方形的子阵列240-1、240-2、240-3和240-4，每个子阵列240-m包括4×4的单元方格，例如，250。每个单元250的影线指示其所属的子阵列。

图1中的每个子阵列110-m是以4个单元120示出的，这对于线性阵列而言是优选的子阵列尺寸，然而对于平面阵列而言优选的子阵列尺寸是4×4个单元。通常，不同的子阵列可以具有不同数目个单元。

如果子阵列的数目M可以表示为M＝M_x×M_y，其中M_x和M_y分别是沿x轴和y轴布置的子阵列的数目，则平面阵列被限定为是均匀间隔的。均匀间隔的平面阵列的子阵列m中的第i单元位于坐标(X_i，m Y_i，m)处，使得

$X_{i,m}=X_i+m_x{d}_x^{\left(s\right)},$ m_x＝0，1，…M_x-1

$Y_{i,m}=Y_i+m_y{d}_y^{\left(s\right)},$ m_y＝0，1，…M_y-1

其中m＝m_yM_x+m_x，

和

分别是子阵列的水平和垂直间隔，(X_i，Y_i)是编号为m＝0的子阵列的第i个单元的位置。例如，在M_x＝M_y＝2并且的情况下，平面阵列230是均匀间隔的。

均匀间隔的线性阵列是均匀间隔的平面阵列的一种特殊情况，其中M_y＝1，因此M_x＝M，m_y＝0，并且Y_i，m＝Y_i(与

不相关)。例如，线性阵列220是均匀间隔的，其中M_x＝2并且M_y＝1。

矩形子阵列具有N＝N_x×N_y个单元，其中N_x和N_y分别是沿x轴和y轴布置的单元的数目。编号为m＝0的矩形子阵列的第i个单元的位置(X_i，Y_i)由以下给出：

$X_i=X_0+i_x{d}_x^{\left(e\right)},$ i_x＝0，1，…N_x-1

$Y_i=Y_0+i_y{d}_y^{\left(e\right)}$ i_y＝0，1，…N_y-1

其中i＝i_yN_x+i_x，

和分别是沿y轴和x轴的单元间隔，(X₀，Y₀)是编号为0的单元的位置。例如，平面阵列230中的每个子阵列240-m是矩形的，其中N_x＝N_y＝4并且

线性子阵列是矩形子阵列的一种特殊情况，其中N_y＝1，因此N_x＝N，i_y＝0，并且对于所有i都有Y_i＝Y₀(与不相关)。例如，线性阵列200中的每个子阵列210-m是线性的，其中N_x＝4。

平面阵列230是均匀间隔的平面阵列，包括矩形子阵列，其中

并且线性阵列200也是均匀间隔的，包括线性子阵列，其中 $d_x^{\left(s\right)}=N_x{d}_x^{\left(e\right)}.$

每个天线单元120属于模拟信号支路，例如，115，所述模拟信号分支还包括移相器，例如，130，如以下描述的，所述移相器是由外部信号175独立可控的。移相器130将从天线单元120接收到的信号的相位改变可控的量。每个模拟支路115还包含低噪放大器、衰减器、滤波器和下变频器，所述下变频器使用本地振荡器来下变频到中频(未示出)。移相器130优选地被实现为在射频(RF)信号、下变频后的中频(IF)信号或本地振荡器中可控的或“切换的”延迟。

组合器135-m将子阵列110-m中的每个模拟支路115的输出相组合。如下所述来控制每个移相器130的相位，使得每个子阵列110-m产生期望方向的波束，例如，RF信号入射在混合阵列100上的到达角。优选地，利用传统的合并网络来实现组合器135-m对来自不同模拟支路的RF信号的组合。

在备选实施例中，子阵列110-m中的模拟波束形成过程由Rotman透镜或Butler矩阵来执行，而不是由上述相控阵来执行。

将每个子阵列110-m的输出传送至链140-m，链140-m将RF或IF信号转换到基带。本文中，子阵列110-m和链140-m的组合(例如，145)称作“数字支路”。在数字处理模块150中处理来自数字支路145的M个基带信号，所述数字处理模块150包括若干子模块：数字波束形成器165、校准子模块160、到达角估计子模块155和子阵列相位控制子模块170。以下将描述每个子模块的操作。

数字处理模块150具有多个用途。首先，数字波束形成器165确保混合阵列100的输出信号180具有最高的信号噪声干扰比(SNIR)。其次，数字处理模块150通过子阵列相位控制子模块170为每个子阵列110-m中的每个移相器130提供控制信号175。如下所述，到达角估计子模块155在该功能中起作用。第三，如下所述，数字处理模块150通过校准子模块160为数字支路145以及为混合阵列100中的每个模拟支路提供校准。数字信号处理模块150的优选实现方式是现场可编程门阵列(FPGA)或更适于大量制造的专用ASIC上的嵌入式固件。

通过向数字支路145输出的(复值)基带信号矢量x(n)＝[x₀(n) x₁(n)…x_M-1(n)]^T施加权重w(n)＝[w₀(n) w₁(n)…w_M-1(n)]^T，数字波束形成器165如下在时刻n产生输出信号z(n)180：

z(n)＝w^H(n)x(n)    (1)

其中^H指示矢量的共轭转置。

形成数字波束

权重w(n)随时间而变化或调整，以应对变化的信号和/或系统特性。存在多种可以用来在传统数字波束形成器中更新权重矢量的自适应算法，例如最小均方(LMS)算法和递归最小平方(RLS)算法。根据一个实施例的数字波束形成器165所使用的方法使用基准信号s(n)，其中已知该基准信号s(n)已被发送以在时刻n到达。在混合阵列100的训练时间段期间，这种知识是可用的。基准信号可以是数据分组的报头部分。根据该实施例，数字波束形成器165如下迭代地调节权重矢量：

w(n)＝αw(n-1)+(1-α)s^*(n)x(n)    (2)

其中α是对求时间平均的有效窗口尺寸加以控制的遗忘因子；^*上标指示复共轭。

在备选实施例中，为了将数字波束形成器165的灵敏度降低到输入信号矢量x(n)的大小，将输入信号矢量x(n)归一化，从而产生以下迭代调节等式：

$w\left(n\right)=\mathrm{\αw}(n-1)+(1-\mathrm{\α})s^{*}\left(n\right)\frac{x\left(n\right)}{{\left|\right|x\left(n\right)\left|\right|}^2}---\left(3\right)$

对于缓慢移动的目标，可以在训练时间段结束之后固定权重w，直到下一个训练时间段(周期性适配)。对于快速移动的目标，在训练时间段之后，可以将输出信号z(n)用作基准信号s(n)(称作判定辅助波束形成)。

根据权重估计到达角

如果在线性配置(例如，200)中混合阵列100中的子阵列110-m是均匀间隔的，则权重将收敛为以下形式：

$w_m\left(n\right)=\exp \left({\mathrm{jkmd}}_x^{\left(s\right)}\sin \mathrm{\θ}\right)+v_m\left(n\right)---\left(4\right)$

其中，k是RF载波信号的波数，θ是如图2所示的到达“天顶”角，v(n)是噪声矢量。

如果在平面配置(例如，230)中混合阵列100的子阵列110-m是均匀分间隔的，则权重将收敛为以下形式：

$w_m\left(n\right)=\exp \left(\mathrm{jk}(m_x{d}_x^{\left(s\right)}\sin \mathrm{\θ}\cos \mathrm{\φ}+m_y{d}_y^{\left(s\right)}\sin \mathrm{\θ}\sin \mathrm{\φ})\right)+v_m\left(n\right)---\left(5\right)$

其中φ是如图2b所示的到达“方位”角。注意，对于平面阵列，到达“天顶”角θ是根据阵列平面的法线而测量的。

一旦数字波束形成器165收敛，到达角估计子模块155就根据等式(4)和等式(5)中的模型来分析权重w(n)，以针对k、

和的给定值形成到达角的估计

搜索策略

如果没有最初已知到达角，则移相器130不能被设置为正确的值以为每个子阵列110-m给出诸如其最大增益之类的任何数据。因此数字波束形成器165可能无法形成合理的波束，从而子模块155不能通过上述方法来估计到达角。

为了形成对到达角的粗略估计从而初始化混合阵列100，数字处理模块150采用多种方法之一(称作“搜索策略”)。一种搜索策略是将整个混合阵列100分为多个组。子阵列相位控制子模块170使用以下等式(19)或(20)来设置模拟子阵列110-m中的移相器130，使得每一组监控视场范围上的不同“视角”。数字处理模块150对来自序列中每个单独组的输出进行操作，从而保持移相器130固定。组监控的引起最高功率输出信号z(n)的“视角”是到达角的粗略估计。通过在某一时刻使用少于M个子阵列而导致的减小的数字波束形成增益可以由波束形成模块165中的更长收敛时间来补偿。

另一搜索策略是，数字处理模块150使用每个模拟波束形成子阵列110-m中的仅一个单元120来执行粗略数字波束形成，从而使每个单元的相位不相关。等效方法是设置每个模拟子阵列的初始相位，使得子阵列的波束方向图具有低方向性(即，接近全向性)。可以使用上述方法来获得对到达角的粗略估计。

第三策略是子阵列相位控制子模块170设置所有子阵列110-m中的所有移相器130，使得使用以下等式(19)或(20)来监控特定的“视角”。然后数字处理模块150使用本文描述的任一方法来估计到达角，并且还记录相应的输出信号功率。重复该过程，同时“视角”经历了视场范围中的多个视角。在搜索结束时，视角的粗略估计是与最高输出信号功率相对应的角估计。

所有的搜索策略均由子阵列相位控制子模块170连同波束形成模块165来执行。

通过相关来估计到达角

估计到达角的备选方法是估计子模块155使来自相邻数字支路145的信号x_m(n)沿x轴和y轴互相关：

$R_x=E\left\{{x_{m_y{M}_x+m_x}}^{*}\left(n\right)x_{m_y{M}_x+m_x+1}\left(n\right)\right\}---\left(6\right)$

$R_y=E\left[{x_{m_y{M}_x+m_x}}^{*}\left(n\right)x_{(m_y+1)M_x+m_x}\left(n\right)\right\}---\left(7\right)$

定义

$u_x=\frac{2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\λ}}_c}{d}_x^{\left(s\right)}\sin \mathrm{\θ}\cos \mathrm{\φ}---\left(8\right)$

$u_y=\frac{2\mathrm{\π}}{{\mathrm{\λ}}_c}{d}_y^{\left(s\right)}\sin \mathrm{\θ}\sin \mathrm{\φ}---\left(9\right)$

其中λ_c是RF载波信号的波长，那么在假定

和

小于或等于λ_c/2的情况下，u_x和u_y将在(-π，π)范围内并且在没有任何模糊的情况下分别等于arg{R_x}和arg{R_y}。在给定的λ_c、

和

的值的情况下，可以直接根据u_x和u_y来估计到达角。

然而，对于均匀间隔的平面配置，和

典型地大于λ_c/2，因此u_x和u_y可以在范围(-π，π)之外，并且在R_x和R_y中将存在相位模糊。

为了处理这种模糊，估计子模块155执行图3的流程图中所示的方法300，以估计到达角。在步骤310，估计子模块155在以下范围上初始化双循环的两个指数p和q：

$p=-\left[\frac{N_x}{2}\right],-\left[\frac{N_x}{2}\right]+1,...,\mathrm{0,1},...\left[\frac{N_x}{2}\right]$

$q=-\left[\frac{N_y}{2}\right],-\left[\frac{N_y}{2}\right]+1,...,\mathrm{0,1},...\left[\frac{N_y}{2}\right]$

在步骤320，估计子模块155如下使用所有可用的子阵列输出在时间n上迭代地估计交叉相关(以使信噪比最大化)：

$R_x^{\left(n\right)}=(1-\mathrm{\μ})R_x^{(n-1)}+\mathrm{\μ}\underset{m_y=0}{\overset{M_y-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m_x=0}{\overset{M_x-2}{\mathrm{\Σ}}}{x_{m_y{M}_x+m_x}}^{*}\left(n\right)x_{m_y{M}_x+m_x+1}\left(n\right)---\left(10\right)$

$R_y^{\left(n\right)}=(1-\mathrm{\μ})R_y^{(n-1)}+\mathrm{\μ}\underset{m_x=0}{\overset{M_x-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m_y=0}{\overset{M_y-2}{\mathrm{\Σ}}}{x_{m_y{M}_x+m_x}}^{*}\left(n\right)x_{(m_y+1)M_x+m_x}\left(n\right)---\left(11\right)$

其中0＜μ＜1是更新系数(典型地设置为0.001)。

然后在步骤330中，估计子模块155分别在当前p和q下根据arg{R_x}和arg{R_y}来如下计算u_x和u_y值：

u_x(p)＝2πp+arg{R_x}，    (12)

u_y(q)＝2πq+arg{R_y}，    (13)

其中[.]表示对值取整的运算。

每一对(u_x(p)，u_y(q))表示候选波束。在步骤340，相位控制子模块170将针对当前(p，q)对的每个子阵列内的移相器130的相移设置为：

${\mathrm{\α}}_i(p,q)=-\frac{X_i{u}_x\left(p\right)}{d_x^{\left(s\right)}}-\frac{Y_i{u}_y\left(q\right)}{d_y^{\left(s\right)}}---\left(14\right)$

然后在步骤350，波束形成子模块165如上所述形成波束，以产生输出信号z_p，q(n)，此后(在步骤360)估计子模块155按照如下等式来迭代地计算和记录针对当前(p，q)对的输出信号功率：

P⁽ⁿ⁾(p，q)＝(1-β)P^(n-1)(p，q)+β|z_p，q(n)|²    (15)

其中0＜β＜1是更新系数(典型地设置为0.25)。

在步骤370，估计子模块155确定在p和q上的双循环是否完成，如果不是，则在步骤375更新p和q，方法300返回步骤320。

如果双循环完成，则在步骤380估计子模块155确定产生了在步骤360处计算出的最大输出信号功率的(p，q)对：

$(p_{\max },q_{\max })=\begin{array}{c}\arg \max \\ p,q\end{array}{P}^{\left(n\right)}(p,q)---\left(16\right)$

最后，在步骤390，估计子模块155使用最大对(p_max，q_max)来估计到达角：

$\widehat{\mathrm{\θ}}=\mathrm{sgu}\left(u_x\left(p_{\max }\right)\right){\sin }^{-1}\left(\frac{{\mathrm{\λ}}_c}{2\mathrm{\π}}\sqrt{\frac{u_x{\left(p_{\max }\right)}^2}{{\left(d_x^{\left(s\right)}\right)}^2}+\frac{u_y{\left(q_{\max }\right)}^2}{{\left(d_y^{\left(s\right)}\right)}^2}}\right)---\left(17\right)$

$\widehat{\mathrm{\φ}}={\tan }^{-1}(\frac{u_y\left(p_{\max }\right)}{u_x\left(q_{\max }\right)}\·\frac{d_x^{\left(s\right)}}{d_y^{\left(s\right)}})---\left(18\right)$

由于从相移加载到子阵列110-m中的移相器130时到观察到波束形成后的输出信号的改变时的延迟，对于步骤360而言每个(p，q)对多次(典型地，4次)迭代是优选的。如果每个(p，q)对的迭代次数被选择为使得可以以足够高的精度来计算出相应波束的输出功率P⁽ⁿ⁾(p，q)，则经过完整双循环就足以确定最有可能的波束，从而估计到达角。如果使用少于该次数的迭代，则重复双循环，直到以足够高的精度获得多次双循环上计算出的每个波束的功率。

设置模拟支路的相位

子阵列相位控制子模块170使用根据估计子模块155估计的到达角

经由控制信号175，来如下设置每个模拟支路155中的每个移相器130的相位：

对于平面阵列， ${\mathrm{\α}}_i=-k(X_i\sin \widehat{\mathrm{\θ}}\cos \widehat{\mathrm{\φ}}+Y_i\sin \widehat{\mathrm{\θ}}\sin \widehat{\mathrm{\φ}})---\left(19\right)$

或者

对于线性阵列， ${\mathrm{\α}}_i=-k{X}_i\sin \widehat{\mathrm{\θ}}---\left(20\right)$

在跟踪模式下，子阵列相位控制子模块170周期性地获得来自估计模块155的u_x(p_max)和u_y(q_max)的估计(在(p，q)设置为(p_max，q_max)的情况下，估计子模块155使用方法300的步骤320和330)，并使用等式(14)来更新每个移相器130的相位，如在方法300的步骤340中一样。

对阵列进行校准

如果子阵列110-m是均匀间隔的并且信号链140-m相同，则等式(4)和(5)成立。实际上，存在与均匀间隔的小偏差，以及由于信号链140-m中的组件不均匀性、温度变化和组件老化而引起的缺陷，这使得权重矢量收敛至相位与等式(4)和(5)的模型略微偏离的值。如果没有通过校准来校正这些偏差，则到达角的估计可能受影响，并且混合阵列100的性能可能不是最优的。

如果子阵列100-m是均匀间隔的，则从任何两个相邻的数字支路145输出的信号之间的相位都应当具有相同的差值，而与相位偏差无关。可以利用这一事实来校准数字支路。校准子模块160分析来自每个数字支路145的信号x_m(n)以确定每个数字支路145的相位偏差。为此，校准子模块160使用方法300来获得任何两个相邻数字支路145之间由等式(8)和(9)限定的“预期”相位差的估计。然后利用该估计，确定数字支路145和相邻的先前校准的数字支路之间的预期相位差和实际相位差之间的差值，作为每个数字支路145的相位偏差。通过在从目的地基准信号支路的每个方向上归纳，来进行校准。数字波束形成子模块165使用相位偏差来在形成波束之前校正信号x_i(n)。

校准子模块160还校准每个模拟支路115。根据一个实施例，子阵列相位控制子模块170优化由子阵列110-m中的移相器130施加的相移，以从相应的数字支路145获得最大功率输出信号x_m(n)。由于从到达角估计子模块155已知到达角，所以可以根据等式(19)和(20)来计算移相器的精确到最后一位的预期相移值。预期相移值和最优化的相移值之间的差值给出了每个模拟信号支路的相位偏差。子阵列相位控制子模块170应用该偏差来调节子阵列中的移相器130的相移。优选地每天执行几次模拟信号支路的校准。

上述布置适用于数据通信和感测工业，具体适用于卫星通信和其他高数据速率通信(移动、点到点、以及点到多点拓扑)。上述布置对于毫米波到太赫自适应天线阵列而言是最有益的，其中紧密的单元间隔使得很难或不可能单独进行传统的数字或模拟波束形成。典型的工作范围是10到100GHz，然而上述布置对于低到400MHz的频率也是有用的。

上文仅描述了本发明的一些实施例，在不脱离本发明的精神和范围的前提下可以对本发明进行修改和/或改变，实施例是说明性的而非限制性的。

Claims (13)

1.一种混合天线阵列，包括：

(a)多个数字支路，每个数字支路包括：

(i)模拟波束形成子阵列，每个子阵列具有多个天线单元、适于对来自每个天线单元的信号施加相移的移相器、以及适于将相移后的信号相组合的组合器；

(ii)信号链，适于将子阵列的输出转换到基带；以及

(b)数字处理模块，包括：

(i)到达角估计子模块，适于估计天线单元处信号的到达角；

(ii)相位控制子模块，适于根据所估计的到达角来控制每个移相器施加的相移；以及

(iii)数字波束形成器，适于使用权重矢量将来自数字支路的基带信号相组合，以形成输出信号。

2.根据权利要求1所述的阵列，其中，数字波束形成器适于根据基带信号来计算权重矢量。

3.根据权利要求1所述的阵列，其中，数字波束形成器适于根据归一化的基带信号来计算权重矢量。

4.根据权利要求2或3所述的阵列，其中，所述数字波束形成器还适于根据基准信号来计算权重矢量。

5.根据权利要求1所述的阵列，其中，数字处理模块适于通过以下操作来估计到达角：

(a)使来自相邻数字支路的基带信号互相关；

(b)对于多个候选波束，

(i)使用互相关值的自变量来设置相移；以及

(ii)计算数字波束形成器的输出信号的功率；

(c)确定给出最大输出功率的候选波束；以及

(d)根据所确定的候选波束的互相关值来估计到达角。

6.根据权利要求1所述的阵列，其中，数字处理模块还包括校准子模块，所述校准子模块适于通过以下操作来校准数字波束形成器：

(a)估计来自相邻数字支路的基带信号之间的预期相位差；

(b)确定来自每个数字支路和相邻的先前校准的数字支路的基带信号之间的预期相位差与实际相位差的差值，作为所述每个数字支路的相位偏差；以及

(c)对来自相应数字支路的基带信号施加所确定的相位偏差。

7.根据权利要求1所述的阵列，其中，数字处理模块还包括校准子模块，所述校准子模块适于通过以下操作来校准每个模拟波束形成子阵列：

(a)将子阵列中的移相器所施加的相移最优化，以从子阵列获得最大功率信号；

(b)针对子阵列中的每个模拟支路，确定相位控制子模块提供的相移与最优化的相移之间的差值，作为所述每个模拟支路的相位偏差；以及

(c)施加每个相位偏差，以调节由相应的移相器施加的相移。

8.根据权利要求1所述的阵列，其中，子阵列是平面配置的。

9.根据权利要求8所述的阵列，其中，每个子阵列是矩形子阵列。

10.根据权利要求8或9所述的阵列，其中，阵列是均匀间隔的。

11.一种估计天线阵列处信号的到达角的方法，所述天线阵列包括多个数字支路和数字波束形成器，所述方法包括：

(a)使来自相邻数字支路的基带信号互相关；

(b)对于多个候选波束，

(i)使用互相关值的自变量来设置相移；以及

(ii)计算数字波束形成器的输出信号的功率；

(c)确定给出最大输出功率的候选波束；以及

(d)根据所确定的候选波束的互相关值来估计到达角。

12.一种校准天线阵列的方法，所述天线阵列包括多个数字支路和数字波束形成器，所述方法包括：

(a)估计来自相邻数字支路的基带信号之间的预期相位差；

(b)确定来自每个数字支路和相邻的先前校准的数字支路的基带信号之间的预期相位差与实际相位差的差值，作为所述每个数字支路的相位偏差；以及

(c)对来自相应数字支路的基带信号施加所确定的相位偏差。

13.一种校准天线阵列的方法，所述天线阵列包括多个模拟支路，每个模拟支路包括天线单元和移相器，所述方法包括：

(a)将移相器对阵列的输入信号施加的相移最优化，以从阵列获得最大功率输出信号；

(b)使用输入信号的到达角，来确定预期相移值；

(c)针对阵列中的每个模拟支路，确定预期相移与最优化的相移之间的差值，作为所述每个模拟支路的相位偏差；

(d)施加每个相位偏差，以调节由相应的移相器施加的相移。

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