CN102354250B - 适应用于无源uhfrfid标签芯片的带隙基准电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种适应用于无源UHF RFID标签芯片的带隙基准电路，主要解决现有带隙基准电路功耗大，电源电压高、面积大和精度低的问题。该带隙基准电路包括：正温度系数电路(301)、负温度系数电路(302)和基准电压输出电路(303)。正温度系数电路(301)输出正偏信号B_P给负温度电路(302)和基准电压输出电路(303)，负温度系数电路(302)输出负偏信号B_C给基准电压输出电路(303)，该基准电压输出电路将正偏电压B_P和负偏电压B_C分别转换成为正温度系数电流I_P和负温度系数电流I_C，并对I_P和I_C求和，产生零温度系数基准电压。本发明具有低压、低功耗、面积小和精度高的优点，可用于无源UHF RFID标签芯片。

Description

适应用于无源UHFRFID标签芯片的带隙基准电路

技术领域

本发明属于微电子技术领域，涉及半导体集成电路的带隙基准电压产生器，具体是一种带隙基准电路，可用于无源超高频射频识别UHF RFID标签芯片设计。

背景技术

无源超高频射频识别UHF RFID是包括将唯一的识别信息存储到芯片中，以及使用射频识别、追踪或者管理附着于此芯片的物体的技术。无源UHF RFID具有准确性高、存储量大、抗恶劣环境、安全性高的特点，已广泛应用于生产、物流、交通、防伪等领域中，随着相关技术的不断完善和成熟，无源UHF RFID技术显示出巨大的发展潜力与应用空间，将成为未来信息社会建设的一项基础技术。

无源UHF RFID系统包括读卡器、天线和电子标签芯片三个部分。电子标签芯片主要包括四个模块：射频模块、模拟模块、数字基带控制模块和非易失性存储器。模拟模块包括带隙基准电路和时钟产生电路以及稳压电路。其中基准电路为射频和模拟电路的各个模块提供与温度特性、电源电压和工艺无关的稳定偏置和参考源，因此其性能决定了无源UHF RFID标签芯片的性能，是芯片的一个核心模块。

现有的带隙基准电路可以简单的分为以下两种基本类型：

第一种类型为：利用带隙基准电路均利用BJT基射极电压差V_be的负温度特性，以及不同电流密度下两个BJT的V_be电压差ΔV_be的正温度特性相互补偿，得到温度系数很小的带隙基准电压。但这种方式的基准电路功耗通常在10uA以上，工作电压也很高，即1.25V以上，不适用于无源UHF RFID标签芯片。为了降低工作电压，又提出了电流模基准电路，如图1，其工作电压能够得到有效的降低，但为了降低功耗，至少需要三个阻值非常高的电阻R₁，R₂和R₃，同时需要至少三个BJT，芯片面积较大。

第二种类型为：利用MOS器件亚阈值特性的带隙基准电路，如图2，这一系列带隙基准电路具有较低的工作电压和功耗，从这两点来看，是满足无源UHF RFID的应用需求的。但其由于产生的基准电压与MOS晶体管的阈值V_th直接相关或者有很大的关联性，因此其输出基准电压随着工艺的偏差变化非常大，在某些工艺下，其偏差可以达到50%以上。

在以上两种带隙基准电路中，第一种仅利用BJT来产生基准电压，其功耗和面积较大，第二种类型仅利用偏置在亚阈值区的MOS器件来产生基准电压，其工艺偏差大，因此这两种类型的带隙基准电路均不能很好的应用于无源UHF RFID标签芯片中。

发明内容

本发明的目的是针对上述已有技术的不足，提出一种适应用于无源UHF RFID标签芯片的带隙基准电路，以减小芯片面积、降低工作电压和功耗及工艺偏差，满足无源UHF RFID标签芯片的要求。

实现本发明目的技术思路是，将上述两种带隙基准电路方式相结合，利用BJT产生负温度系数电流，利用偏置亚阈值区的MOS其漏源电流I_D和栅源电压V_gs呈指数关系的特性产生正温度系数电流，以产生零温度系数的带隙基准电压。其电路结构包括：正温度系数电路（301），它由2个PMOS管（306，307）、2个NMOS管（309，310）、运算放大器（308）和电阻（311）连接组成，用于产生正温度系数电流的偏置电压，并输出正偏信号B_P分别给基准电压输出电路（303）和负温度系数电路（302）；

负温度系数电路（302），包括：2个PMOS管（314，317）、BJT管（315）、运算放大器（316）和电阻（318），用于产生负温度系数电流的偏置电压，并输出负偏信号BC给基准电压输出电路（303）；第一PMOS管（314）的漏极接BJT管（315）的发射极，为该BJT管提供偏置电流；BJT管（315）的基极与集电极接地，该BJT管（315）的基极与射极产生基射极电压V_be送入运算放大器（316）的同相输入端；电阻（318）、第二PMOS管（317）和运算放大器（316）构成负反馈电路，使得电阻（318）两端的电压差值为与基射极电压V_be相等；

基准电压输出电路（303），它由2个PMOS管（312，313）和电阻（319）连接组成，用于将正偏电压B_P和负偏电压B_C分别转换成为正温度系数电流I_P和负温度系数电流I_C，并对I_P和I_C求和，产生零温度系数基准电压：

$V_{\mathrm{ref}}=(\mathrm{\α}*n{V}_T\frac{1}{R_{311}}\ln (\frac{S_{306}}{S_{307}}*\frac{S_{310}}{S_{309}})+\mathrm{\β}*\frac{V_{\mathrm{BE}315}}{R_{318}})R_{319}---\left(1\right)$

其中，n为比例常数，V_T为热电势，S₃₀₆，S₃₀₇，S₃₀₉，S₃₁₀分别为PMOS管306，PMOS管307和NMOS管309和310的栅宽和栅长之比，R₃₁₁为电阻311的阻值，R₃₁₈为电阻318的阻值，R₃₁₉为电阻319的阻值，V_be为BJT管315的基射极电压，α为PMOS管312和PMOS管307的尺寸之比，β为PMOS管313和PMOS管317的尺寸之比。

本发明与现有带隙基准电路相比，由于采用将正温度系数电路301和负温度系数电路302相结合的方式，产生带隙基准电压V_ref，使得该带隙基准电路具有如下优点：

1）降低了带隙基准电路的功耗和电源电压；

2）从带隙基准电压V_ref的表达式可以看出，由于只需要采用一个高阻值电阻，因此相对于所述第一种类型的带隙基准电路使得带隙基准电路面积降低；

3）从带隙基准电压V_ref的表达式可以看出，由于输出的带隙基准电压V_ref与MOS管的阈值V_th无关，仅取决于BJT管的基射极电压V_be，相对于所述第二种类型的带隙基准电路提高了输出基准电压的精度。

附图说明

图1是传统电流模带隙基准电路图；

图2是现有技术工作在亚阈值区的带隙基准电路图；

图3是本发明的带隙基准电路图。

具体实施方式

下面结合附图和实例对本发明进行详细描述。

参照图3所示，本发明的带隙基准电路包括：正温度系数电路301、负温度系数电路302，以及基准电压输出电路303，其中：

所述的正温度系数电路301，用于产生正温度系数电流的偏置电压，它包括：2个PMOS管306、307，2个NMOS管309、310，运算放大器308和电阻311；第一PMOS管306和第二PMOS管307的栅极相连，组成偏置电流源，且第一PMOS管306和第二PMOS管307的源极分别接到第一NMOS管309和第二NMOS管310的漏极，为其提供偏置电流；第二NMOS管310的栅极与漏极短接，并连接到第一NMOS管309的栅极，电阻311连接到第二NMOS管310的源极，第一NMOS管309栅源电压差V_gs309和第二NMOS管310的栅源电压差V_gs310加载在电阻311上，产生正温度系数电流I_P；同时为了保证该正温度系数电路的电源抑制比，引入运算放大器308，它的同相输入端连接第二NMOS管310的漏极，运算放大器308的反相输入端连接第一NMOS管309的漏极，其输出正偏信号B_P与第一PMOS管306的栅极和第二PMOS管307的栅极短接，形成负反馈回路，保证运算放大器308的同相和反相输入端具有相同的电位。同时运算放大器308的输出信号B_P端接基准电压输出电路303中的第一PMOS管312的栅极，与第二PMOS管307形成电流镜，并将正温度系数电流I_P按比例α复制给基准电压输出电路303中的第一PMOS管312，其中，α为该管312和第二PMOS管307的尺寸之比。

上述所有MOS管均偏置在亚阈值区，所有MOS管的漏源电流I_D和栅源电压差V_gs满足指数关系，如式2所示：

$I_D=S*\mathrm{\γ}*\exp \left(\frac{V_{\mathrm{gs}}-V_{\mathrm{th}}}{n{V}_T}\right)---\left(2\right)$

其中：S为MOS管的栅宽和栅长之比，γ为比例系数，由工艺参数确定，V_T为热电势常温时为26mV，n为倾斜因子，它定义为栅电压V_G关于夹断电压V_P的微分，其值在1～2之间，V_th为MOS管的阈值电压。

由电阻311两端的电压差值：

V₃₁₁＝V_gs309-V_gs310＝I_PATA*R₃₁₁            （3）

得到正温度系数电流：

$I_P=n*V_T*\frac{1}{R_{311}}*\ln (\frac{S_{306}}{S_{307}}*\frac{S_{310}}{S_{309}})---\left(4\right)$

其中：n为比例常数，V_T为热电势，S₃₀₆，S₃₀₇，S₃₀₉，S₃₁₀分别为第一PMOS管306，第二PMOS管307和NMOS管309和310的栅宽和栅长之比，R₃₁₁为电阻311的阻值。

所述的负温度系数电路302，包括：2个PMOS管314，317、BJT管315、运算放大器316和电阻318；第一PMOS管314的漏极接BJT管315的发射极，为该BJT管提供偏置电流；BJT管315的基极与集电极接地，该BJT管315的基极与射极产生基射极电压V_be送入运算放大器316的同相输入端；运算放大器316输出负偏信号B_C连接到第二PMOS管317的栅极，该PMOS管317的漏极与电阻318相连，并将电阻318的电压信号反馈回运算放大器316的反相输入端。该电阻318、第二PMOS管317和运算放大器316构成负反馈电路，使得电阻318两端的电压差值为与基射极电压V_be相等，因此电阻318两端的电压差值为BJT管315的基射极电压V_be，因此负温度系数电流I_C为：

$I_C=\frac{V_{\mathrm{BE}315}}{R_{308}}---\left(5\right)$

其中，R₃₁₈为电阻318的阻值。

第二PMOS管317的栅极与基准电压输出电路303中的第二PMOS管313的栅极短接形成电流镜，将负温度系数电流I_C按比例β复制给基准电压输出电路303中的第二PMOS管313，其中β为PMOS管313和PMOS管317的尺寸之比。

所述基准电压输出电路303，用于输出带隙基准电压V_ref，它包括：2个PMOS管312，313和电阻319；第一PMOS管312和第二PMOS管313的栅极分别接到正温度系数电路的输出正偏信号B_P和负温度系数电路的输出负偏信号B_C，在第一PMOS管312的漏极产生正温度系数电流I_P，在第二PMOS管313的漏极产生负温度系数电流I_C，同时第一PMOS管312和第二PMOS管313的漏极短接，对所述电流I_P和I_C求和，得到零温度系数电流，该零温度系数电流流过电阻319，产生零温度系数的基准电压V_ref：

$V_{\mathrm{ref}}=(\mathrm{\α}*n{V}_T\frac{1}{R_{311}}\ln (\frac{S_{306}}{S_{307}}*\frac{S_{310}}{S_{309}})+\mathrm{\β}*\frac{V_{\mathrm{BE}315}}{R_{318}})R_{319}---\left(6\right)$

其中，n为比例常数，V_T为热电势，S₃₀₆，S₃₀₇，S₃₀₉，S₃₁₀分别为PMOS管306，PMOS管307和NMOS管309和310的栅宽和栅长之比，R₃₁₁为电阻311的阻值，R₃₁₈为电阻318的阻值，R₃₁₉为电阻319的阻值，V_be为BJT管315的基射极电压，α为PMOS管312和PMOS管307的尺寸之比，β为PMOS管313和PMOS管317的尺寸之比。

通过调整α、β、电阻R₃₁₁和R₃₁₈的比值就可以得到零温度系数的基准电压，并通过调整R₃₁₉，可以调整输出基准电压的大小。

从式6可以看出，输出基准电压仅取决于器件的尺寸大小，电阻的比值，与电源电压，以及MOS管的阈值电压V_th无关，因此，输出电压具有较好的工艺偏差抑制性。因为所有器件都工作在亚阈值区，电路具有很低的功耗和电源电压，同时由于仅需要两个高阻值电阻和一个BJT，电路具有较小的面积。

Claims (4)

1.一种适应用于无源UHF RFID标签芯片的带隙基准电路，包括：

正温度系数电路（301），它由2个PMOS管（306，307）、2个NMOS管（309，310）、运算放大器（308）和电阻（311）连接组成，用于产生正温度系数电流的偏置电压，并输出正偏信号B_P分别给负温度系数电路（302）和基准电压输出电路（303）；

负温度系数电路（302），包括：2个PMOS管（314，317）、BJT管（315）、运算放大器（316）和电阻（318），用于产生负温度系数电流的偏置电压，并输出负偏信号B_C给基准电压输出电路（303）；第一PMOS管（314）的漏极接BJT管（315）的发射极，为该BJT管提供偏置电流；BJT管（315）的基极与集电极接地，该BJT管（315）的基极与射极产生基射极电压V_be送入运算放大器（316）的同相输入端；电阻（318）、第二PMOS管（317）和运算放大器（316）构成负反馈电路，使得电阻（318）两端的电压差值为与基射极电压V_be相等；

基准电压输出电路（303），它由2个PMOS管（312，313）和电阻（319）连接组成，用于将正偏电压B_P和负偏电压B_C分别转换成为正温度系数电流I_P和负温度系数电流I_C，并对I_P和I_C求和，产生零温度系数基准电压：

$V_{\mathrm{ref}}=(\mathrm{\α}*n{V}_T\frac{1}{R_{311}}\ln (\frac{S_{306}}{S_{307}}*\frac{S_{310}}{S_{309}})+\mathrm{\β}*\frac{V_{\mathrm{BE}315}}{R_{318}})R_{319}$

其中，n为比例常数，V_T为热电势，S₃₀₆，S₃₀₇，S₃₀₉，S₃₁₀分别为PMOS管306，PMOS管307和NMOS管309和310的栅宽和栅长之比，R₃₁₁为电阻311的阻值，R₃₁₈为电阻318的阻值，R₃₁₉为电阻319的阻值，V_be为BJT管315的基射极电压，α为PMOS管312和PMOS管307的尺寸之比，β为PMOS管313和PMOS管317的尺寸之比。

2.根据权利要求1所述的带隙基准电路，其特征在于所述的电阻（318）、第二PMOS管（317）和运算放大器（316）构成负反馈电路，是将运算放大器（316）输出负偏信号B_C连接到第二PMOS管（317）的栅极，该PMOS管（317）的漏极与电阻（318）相连，并将电阻（318）的电压信号反馈回运算放大器（316）的反相输入端。

3.根据权利要求1所述的一种带隙基准电路，其特征在于正温度电路（301）中2个PMOS管（306，307）、2个NMOS管（309，310）、运算放大器（308）和电阻（311）的连接关系为：第一PMOS管（306）与第二PMOS管（307）的栅极相连，组成偏置电流源，第一PMOS管（306）和第二PMOS管（307）的源极分别接到第一NMOS管（309）和第二NMOS管（310）的漏极，为其提供偏置电流；第二NMOS管（310）的栅极与漏极短接，并连接到第一NMOS管（309）的栅极，电阻（311）连接到第二NMOS管（310）的源极，第一NMOS管（309）的栅源电压和第二NMOS管（310）的栅源电压的差值加载在电阻（311）上，产生正温度系数电流I_P；运算放大器（308）的同相输入端连接第二NMOS管（310）的漏极，运算放大器（308）的反相输入端连接第一NMOS管（309）的漏极，运算放大器（308）的输出正偏信号B_P连接到第一PMOS管（306）的栅极和第二PMOS管（307）的栅极，该PMOS管（306）、（307）和运算放大器（308）形成负反馈，以保证运算放大器（308）的同相和反相输入端的电位相等。

4.根据权利要求1所述的带隙基准电路，其特征在于所述的基准电压输出电路（303）中的2个PMOS管（312，313）和电阻（319）的连接关系为：第一PMOS管（312）和第二PMOS管（313）的栅极分别接到正温度系数电路的输出正偏信号B_P和负温度系数电路的输出负偏信号B_C，在第一PMOS管（312）的漏极产生正温度系数电流I_P，在第二PMOS管（313）的漏极产生负温度系数电流I_C，同时第一PMOS管（312）和第二PMOS管（313）的漏极短接，对所述电流I_P和I_C求和，得到零温度系数电流，该零温度系数电流流过电阻（319），产生零温度系数带隙基准电压V_ref。

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