CN100535821C - 带差参考电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种带差参考电路，包括：绝对温度比例电流产生电路，该绝对温度比例电流产生电路可产生绝对温度比例电流，且该绝对温度比例电流会随着温度的上升而增加；绝对温度互补电流产生电路，该绝对温度互补电流产生电路可产生绝对温度互补电流，且该绝对温度互补电流会随着温度的上升而减少；节点，该节点可接收该绝对温度比例电流与该绝对温度互补电流；以及，第一电阻连接于该节点与接地端之间使得叠加的该绝对温度比例电流与该绝对温度互补电流通过该第一电阻而产生参考电压。本发明的带差参考电路可以符合标准半导体工艺，并且该带差参考电路可输出准确的参考电压并且无关于半导体工艺的偏移。

Description

带差参考电路

技术领域

本发明涉及一种带差参考电路(Bandgap Reference Circuit)，且特别涉及一种低电源电压的带差参考电路。

背景技术

众所周知，带差参考电路的功能是提供一个稳定、不会随着工艺、温度、电源电压改变的参考电压(Vref)，因此，在混合式电路的领域中广泛的被设计于许多的电路中，例如，电压调整器(Voltage Regulator)、数字转模拟电路、以及低漂移放大器(Low Drift Amplifier)。

请参照图1，其所示为已知由PMOS场效应晶体管、PNP双极晶体管、与运算放大器所组成的带差参考电路示意图。一般来说，带差参考电路包括镜像电路(Mirroring Circuit)12、运算放大器(15、以及输入电路20。镜像电路12中包括三个PMOS场效应晶体管(FET)M1、M2、M3，在此范例中，M1、M2、M3具有相同的长宽比(W/L)。其中，M1、M2与M3的栅极相互连接，M1、M2与M3的源极连接至电源电压(Vss)，M1、M2与M3及漏极可分别输出Ix、Iy与Iz的电流。另外，运算放大器15的输出端可连接至M1、M2与M3的栅极，运算放大器15的正极输入端连接至M2的漏极，而运算放大器15的负极输入端连接至M1的漏极。再者，输入电路20包括二个PNP双极晶体管(BJT)Q1、Q2；其中，Q1面积为Q2面积的m倍，Q1与Q2的基极与集极连接至接地端使得Q1与Q2形成二极管连接，Q2的射极连接至运算放大器15的负极输入端，Q1的射极与运算放大器15的正极输入端之间连接第一电阻(R1)。再者，PNP双极晶体管(BJT)Q3面积与Q2面积相同，Q3的基极与集极连接至接地端，Q3的射极与M3漏极之间连接第二电阻(R2)，M3漏极可输出参考电压(Vref)。

由图1所示的带差参考电路可知。由于M1、M2、M3具有相同的长宽比，因此，M1漏极的输出电流Ix、M2漏极的输出电流Iy与M3漏极的输出电流Iz相同，也就是，I_x＝I_y＝I_z---(1)。

再者，在运算放大器15具有无限大的增益下，运算放大器15的负极输入端电压(Vx)与正极输入端电压(Vy)会相等。因此，R₁I_y+V_EB1＝V_BE2---(2)。

由于Q1与Q2形成二极管连接(Diode Connect)且Q1面积为Q2面积的m倍，所以， $I_x=I_s{e}^{\frac{V_{\mathrm{EB}2}}{V_T}}$ 与 $I_y={\mathrm{mI}}_s{e}^{\frac{V_{\mathrm{EB}1}}{V_T}}$ ，进而推导出V_BE1＝V_Tln(I_y/mI_s)---(3)与V_BE2＝V_Tln(I_x/I_s)---(4)。其中，I_s为Q2的饱和电流(Saturation Current)，V_T为热电压(Thermal Voltage)。

结合(1)、(2)、(3)、(4)，最终可以获得I_y＝(1/R₁)V_Tlnm---(5)，以及，参考电压V_ref＝(R₂/R₁)V_Tlnm+V_EB3---(6)。

请参照图2A，其所示为带差参考电路中提供的参考电压示意图。根据方程式(6)可知，参考电压(Vref)可视为一个基射电压产生器(base-emittervoltage generator)32用以提供PNP双极晶体管的基极与射极之间的基射电压(V_BE)加上热电压(V_T)产生器(thermal voltage generator)34产生热电压(V_T)乘以与温度无关的常数K(temperature-independent scalar)36的结果。也就是，Vref＝V_BE+KV_T，相较于图1的带差参考电路，K＝(R₂/R₁)lnm。

请参照图2B，其所示为参考电压(Vref)与温度关系图。由图中可知，基射电压产生器32的基射电压(V_BE)具有负温度系数(negative temperaturecoefficient)的特性，相反地，热电压产生器34的热电压(V_T)具有正温度系数(positive temperature coefficient)的特性。因此，于热电压(V_T)提供固定系数(K)的权重并与基射电压(V_BE)相加之后可以获得零温度系数(zero temperaturecoefficient)的任何值。也就是说，任意温度下参考电压(Vref)可几乎为一个定值。

另外，绝对温度比例(Proportional To Absolute Temperature，简称PTAT)电流产生电路也是广泛运用在混合式电路中用以随着温度的改变而产生电流变化的电路。请参照图3，其所示为已知由PMOS场效应晶体管、PNP双极晶体管、与运算放大器所组成的绝对温度比例电流产生电路示意图。绝对温度比例电流产生电路与图1所示的带差参考电路结构类似，唯一差异仅在于PMOS场效应晶体管M3的漏极直接输出绝对温度比例电流(PTATcurrent)I_ptat。其它运算放大器15与输入电路20的连接方式都与图1相同。

同理，由图3所示的绝对温度比例电流产生电路可得知，I_x＝I_y＝I_ptat。因此，其可提供绝对温度比例电流I_ptat＝(1/R₁)V_Tlnm。亦即，利用双极晶体管的导通电流和绝对温度成比例的特性，将已知的带差参考电路进行修改即可以获得绝对温度比例电流产生电路。由于热电压(V_T)具有正温度系数的特性，因此绝对温度比例电流(I_ptat)会随着温度的上升而增加。

一般来说，双极晶体管的顺向偏压(forward-voltage drop)于-40℃约为0.83V，而电源(Vss)至输入电路20之间的镜像电路12与运算放大器15的偏压至少需要0.17V。也就是说，为了要使得图1的带差参考电路或者图3的绝对温度比例电流产生电路正常运作，至少需要1V(0.83V+0.17V)的电源电压(Vss)。也就是说，已知带差参考电路与绝对温度比例电流产生电路需要至少1V的电源电压(Vss)。

然而，由于半导体工艺的演变已由早期0.13μm工艺演进至90nm工艺、60nm工艺、甚至于未来的45nm、30nm工艺，因此，模拟IC芯片的电源电压(Vss)也必须随着工艺越进步而越来越低。然而，过低的电源电压(Vss)将会冲击到已知带差参考电路的正常运作，同理，过低的电源电压(Vss)也会冲击到绝对温度比例电流产生电路的正常运作。

为了解决已知带差参考电路与绝对温度比例电流产生电路较高电源电压(Vss)的问题，于输入电路20中以顺向偏压更低的肖特基二极管(SchottkyDiode)来取代双极晶体管，用以降低带差参考电路或者绝对温度比例电流产生电路的电源电压(Vss)。或者，利用动态临界电压的金属氧化物半导体(dynamic threshold MOS，简称DT MOS)场效应晶体管来取代双极晶体管，也可以降低电源电压。

然而，肖特基二极管或者DT MOS的工艺并不兼容于一般标准的半导体工艺，所以必须另外于标准工艺中增加特殊的工艺步骤并提供该特殊工艺所需的光罩才能够完成肖特基二极管或者DT MOS。如此，将增加生产芯片所需的成本。

请参照图4A，其所示为P型金属氧化物半导体场效应晶体管的漏极电流根值(

)与栅源电压(V_SG)之间的关系图。一般来说，当P型金属氧化物半导体场效应晶体管的源栅极电压(V_SG)小于电压(V_ON)时，可视为P型金属氧化物半导体场效应晶体管操作在次临界区(subthreshold region)，或称之为弱反型区(weak inversion region)，反之，当P型金属氧化物半导体场效应晶体管的源栅极电压(V_SG)大于开启电压(V_ON)时，可视为P型金属氧化物半导体场效应晶体管操作在强反型区(strong inversion region)。请参照图4B，其所示为P型金属氧化物半导体场效应晶体管的漏极电流对数值(log(I_D))与栅源电压(V_SG)之间的关系图。由图4B可知，于次临界区时，漏极电流的对数值(log(I_D))与栅源电压(V_SG)之间为线性关系，也就是说，将P型金属氧化物半导体场效应晶体管操作在次临界区时，P型金属氧化物半导体场效应晶体管的特性类似于二极管。

因此，为了要使得带差参考电路或者绝对温度比例电流产生电路中的所有组件都兼容于一般标准的半导体工艺，已知利用一般的金属氧化物半导体场效应晶体管(例如P型金属氧化物半导体场效应晶体管)来取代输入电路20中的双极晶体管，并将金属氧化物半导体场效应晶体管操作在次临界区，使得金属氧化物半导体场效应晶体管于次临界区的特性类似一般二极管，用以降低带差参考电路输出的电源电压(Vss)。

当P型金属氧化物半导体(MOS)场效应晶体管操作在次临界区时， $I_D\≅I_{D0}\left(\frac{W}{L}\right)\exp \left(\frac{V_{\mathrm{SG}}}{\mathrm{\ξ}\·V_T}\right)$ 。其中，I_D0为工艺相依参数(process-dependentparameter)、V_T为热电压(thermal voltage)且( $V_T=\frac{\mathrm{kT}}{q}$ )、ξ为非理想参数(non-ideality factor)且ξ的数值介于1～3。

请参照图5，其所示为已知由PMOS场效应晶体管与运算放大器所组成的带差参考电路示意图。带差参考电路包括镜像电路42、运算放大器45、以及输入电路50。镜像电路42中包括三个PMOS场效应晶体管M1、M2、M3，在此范例中，M1、M2、M3具有相同的长宽比(W/L)。其中，M1、M2与M3的栅极相互连接，M1、M2与M3的源极连接至电源电压(Vss)，M1、M2与M3的漏极可分别输出Ix、Iy与Iz的电流。另外，运算放大器45的输出端可连接至M1、M2与M3的栅极，运算放大器45的负极输入端连接至M1的漏极，而运算放大器45的正极输入端连接至M2的漏极。再者，输入电路50包括二个PMOS场效应晶体管M4、M5；其中，M4的长宽比为M5长宽比的n倍，M4与M5的栅极与漏极连接至接地端，再者，M5的源极连接至运算放大器45的负极输入端，M4的源极与运算放大器45的正极输入端之间连接第一电阻(R1)。再者，PMOS场效应晶体管M6的长宽比与M5的长宽比相同，M6的栅极与漏极连接至接地端，M6的源极与M3漏极之间连接第二电阻(R2)，M3漏极可输出参考电压(Vref)。

由图5所示的带差参考电路可知。由于M1、M2、M3具有相同的长宽比，因此，M1漏极的输出电流Ix、M2漏极的输出电流Iy与M3漏极的输出电流Iz相同，也就是，I_x＝I_y＝I_z---(7)。

再者，在运算放大器45具有无限大的增益下，运算放大器45的负极输入端电压(Vx)与正极输入端电压(Vy)会相等。因此，R₁I_y+V_SG4＝V_SG5---(8)。

当PMOS场效应晶体管操作在次临界区时且M4的长宽比为M5长宽比的n倍，所以， $I_x=I_{D0}\left(\frac{W}{L}\right)\exp \left(\frac{V_{\mathrm{SG}5}}{\mathrm{\ξ}\·V_T}\right)$ 与 $I_y=I_{D0}\left(\frac{\mathrm{nW}}{L}\right)\exp \left(\frac{V_{\mathrm{SG}4}}{\mathrm{\ξ}\·V_T}\right)$ ，进而推导出 $V_{\mathrm{SG}5}=\mathrm{\ξ}\·V_T\ln \left[\frac{I_x}{I_{D0}(W/L)}\right]---\left(9\right)$ 与 $V_{\mathrm{SG}4}=\mathrm{\ξ}\·V_T\ln \left[\frac{I_y}{I_{D0}(\mathrm{nW}/L)}\right]---\left(10\right).$

结合(7)、(8)、(9)、(10)，最终可以获得I_y＝(ξ·V_T/R₁)ln(n)---(11)，以及，参考电压V_ref＝(R₂/R₁)ξ·V_Tln(n)+V_SG6---(12)。也就是说，根据方程式(12)可知，参考电压(Vref)可视为由正温度系数的热电压产生器与一个负温度系数的栅源电压产生器(gate-source voltage generator)的结合。因此，参考电压于任意温度下几乎可为一个定值。

请参照图6，其所示为已知由PMOS场效应晶体管与运算放大器所组成的绝对温度比例电流产生电路示意图。绝对温度比例电流产生电路与图5绘示的带差参考电路结构类似，唯一差异仅在于PMOS场效应晶体管M3的漏极直接输出绝对温度比例电流(PTAT current)I_ptat。其它运算放大器45与输入电路50的连接方式都与图5相同。

同理，由图6所示之绝对温度比例电流产生电路可得知，I_x＝I_y＝I_ptat。因此，其可提供绝对温度比例电流I_ptat＝(ξ·V_T/R₁)ln(n)。亦即，利用双极晶体管的导通电流和绝对温度成比例的特性，将已知的带差参考电路进行修改即可以获得绝对温度比例电流产生电路。由于热电压(V_T)具有正温度系数的特性，因此绝对温度比例电流(I_ptat)会随着温度的上升而增加。

再者，根据期刊IEEE J.Solid-State Circuits，vol.38，no.1，pp.151-154，2003以及期刊Integrated Circuit Design and Technology，2006.ICICDT apos；06.2006 IEEE International Conference on Volume，Issue，24-26 May 2006Page(s)：1-4可知，金属氧化物半导体场效应晶体管于次临界区时所建立的临界电压模型(Modeling the threshold voltage)为： $V_{\mathrm{TH}}\≅V_{\mathrm{TH}}\left(T_0\right)+K_T(\frac{T}{T_0}-1)---\left(13\right),$ 其中K_T＜0。

再者，栅源电压(V_SG)、临界电压(V_TH)与温度之间的关系为 $V_{\mathrm{SG}}\left(T\right)\≅V_{\mathrm{TH}}\left(T\right)+V_{\mathrm{OFF}}+[V_{\mathrm{SG}}\left(T_0\right)-V_{\mathrm{TH}}\left(T_0\right)-V_{\mathrm{OFF}}]\frac{T}{T_0}---\left(14\right),$ 其中，V_OFF可视为临界电压于弱反型区与强反型区之间的校正常数项(corrective constant term)。而结合方程式(13)与(14)可获得： $V_{\mathrm{SG}}\left(T\right)\≅V_{\mathrm{SG}}\left(T_0\right)+K_G(\frac{T}{T_0}-1)---\left(15\right),$ 其中，K_G＜0且 $K_G\≅K_T+V_{\mathrm{SG}}\left(T_0\right)-V_{\mathrm{TH}}\left(T_0\right)-V_{\mathrm{OFF}}.$ 由方程式(13)、(15)可知，栅源电压(V_SG)与临界电压(V_TH)都具有负温度系数的特性，且由方程式(14)可知栅源电压(V_SG)为临界电压(V_TH)与温度的函数。

虽然图5的带差参考电路与图6的绝对温度比例电流产生电路已经可以符合半导体的标准工艺，然而由于金属氧化物半导体场效应晶体管的特性参数会随着半导体工艺的偏移(deviation)而改变，因此导致金属氧化物半导体场效应晶体管的临界电压的差异。举例来说，于相同的半导体工艺之下，工艺的极端状况可将晶体管区分为“慢工艺角落(slow corner，S corner)”晶体管、“快工艺角落(fast corner，F corner)”晶体管、以及“典型工艺角落(typicalcorner，T corner)”晶体管。所谓的“慢工艺角落”晶体管即代表利用半导体工艺所完成的多个晶体管中的第一晶体管，该第一晶体管具有最弱的(weakest)、最慢的(slowest)的驱动强度表现(drive strength performance)。再者，所谓的“快工艺角落”晶体管即代表利用该半导体工艺所完成的多个晶体管中的第二晶体管，该第二晶体管具有最强的(strongest)、最快的(fastest)的驱动强度表现。所谓的“典型工艺角落”晶体管即代表利用该半导体工艺所完成的多个晶体管中具有正常驱动强度表现的晶体管。

请参照图7A，其所示为标准半导体工艺之下“慢工艺角落”、“快工艺角落”、“典型工艺角落”晶体管的临界电压与温度之间的关系。由图中可知，于-20℃时，慢工艺角落晶体管的临界电压(V_TH)约为625mV，随着温度的升高，于100℃时，慢工艺角落晶体管的临界电压(V_TH)约为525mV；于-20℃时，典型工艺角落晶体管的临界电压(V_TH)约为520mV，随着温度的升高，于100℃时，典型工艺角落晶体管的临界电压(V_TH)约为425mV；于-20℃时，快工艺角落晶体管的临界电压(V_TH)约为420mV，随着温度的升高，于100℃时，快工艺角落晶体管的临界电压(V_TH)约为325mV。

由方程式(14)可知，栅源电压(V_SG)为临界电压(V_TH)与温度的函数。因此，利用相同的工艺制造出图5所示的带差参考电路会造成不同参考电压(Vref)的结果。如图7B，其所示为标准半导体工艺之下“慢工艺角落”、“快工艺角落”、“典型工艺角落”晶体管所完成的带差参考电路的参考电压与温度之间的关系。如图所示，慢工艺角落晶体管所完成的带差参考电路所提供的参考电压(Vref)可视为与温度无关约为280mV；典型工艺角落晶体管所完成的带差参考电路所提供的参考电压(Vref)可视为与温度无关约为240mV；快工艺角落晶体管所完成的带差参考电路所提供的参考电压(Vref)可视为与温度无关约为205mV。

由于半导体工艺的偏移会导致带差参考电路提供的参考电压(Vref)产生约±15％的误差，导致图5的带差参考电路由于无法提供准确的参考电压(Vref)。因此，如何改进已知半导体工艺的偏移并导致带差参考电路无法提供准确的参考电压(Vref)的问题即为本发明的主要目的。

发明内容

本发明的目的是提出一种带差参考电路，该带差参考电路可以符合标准半导体工艺，并且该带差参考电路可输出准确的参考电压(Vref)并且无关于半导体工艺的偏移。

因此，本发明提出一种带差参考电路，包括：绝对温度比例电流产生电路，该绝对温度比例电流产生电路可产生绝对温度比例电流，且该绝对温度比例电流会随着温度的上升而增加；绝对温度互补电流产生电路，该绝对温度互补电流产生电路可产生绝对温度互补电流，且该绝对温度互补电流会随着温度的上升而减少；节点，该节点可接收该绝对温度比例电流与该绝对温度互补电流；以及，第一电阻连接于该节点与接地端之间使得叠加的该绝对温度比例电流与该绝对温度互补电流通过该第一电阻而产生参考电压。

根据本发明的带差参考电路，其中该绝对温度互补电流产生电路包括：输入电路，具有两个端点，其中第一端点连接至第一场效应晶体管且该第一场效应晶体管具有第一临界电压，第二端点与第二场效应晶体管之间连接第二电阻且该第二场效应晶体管具有第二临界电压；镜像电路，其用于控制该两个端点上的两个输出电流并且输出该绝对温度互补电流，使该两个输出电流以及该绝对温度互补电流间维持固定的电流比例；以及运算放大器，连接至该两个端点以及该镜像电路用以控制该镜像电路使得该两端点上的电压具有电压关系；其中，该第一场效应晶体管与该第二场效应晶体管都在次临界区操作，且该第一临界电压大于该第二临界电压。

根据本发明的带差参考电路，其中该第一场效应晶体管与该第二场效应晶体管都为P型场效应晶体管，且该第一场效应晶体管的源极连接至该第一端点，而该第一场效应晶体管栅极与漏极连接至该接地端，该第二场效应晶体管的栅极与漏极连接至该接地端而第二电阻连接于该第二场效应晶体管的源极与该第二端点之间。

根据本发明的带差参考电路，其中该第一场效应晶体管与该第二场效应晶体管的氧化层厚度不同。

根据本发明的带差参考电路，其中该镜像电路包括三个P型场效应晶体管，该三个P型场效应晶体管的栅极相互连接，该三个P型场效应晶体管的源极连接至电压源，该三个P型场效应晶体管中的两个P型场效应晶体管漏极则为该两个端点，另一P型场效应晶体管漏极用于输出该绝对温度互补电流。

根据本发明的带差参考电路，其中该运算放大器的输出端连接至该三个P型场效应晶体管的栅极，该运算放大器的两个输入端连接至该两个端点。

根据本发明的带差参考电路，其中该三个P型场效应晶体管的三个长宽比的差异用于决定该固定的电流比例。

为了使本发明特征及技术内容得到进一步的了解，请参阅以下有关本发明的详细说明与附图，然而附图仅提供参考与说明，并非用来对本发明加以限制。

附图说明

图1所示为已知由PMOS场效应晶体管、PNP双极晶体管、与运算放大器所组成的带差参考电路示意图。

图2A所示为带差参考电路中提供的参考电压示意图。

图2B所示为参考电压(Vref)与温度关系图。

图3所示为已知由PMOS场效应晶体管、PNP双极晶体管、与运算放大器所组成的绝对温度比例电流产生电路示意图。

图4A所示为P型金属氧化物半导体场效应晶体管的漏极电流根值

与栅源电压(V_SG)之间的关系图。

图4B所示为P型金属氧化物半导体场效应晶体管的漏极电流对数值(log(i_D))与栅源电压(V_SG)之间的关系图。

图5所示为已知由PMOS场效应晶体管与运算放大器所组成的带差参考电路示意图。

图6所示为已知由PMOS场效应晶体管与运算放大器所组成的绝对温度比例电流产生电路示意图。

图7A所示为标准半导体工艺之下“慢工艺角落”、“快工艺角落”、“典型工艺角落”晶体管的临界电压与温度之间的关系。

图7B所示为标准半导体工艺之下“慢工艺角落”、“快工艺角落”、“典型工艺角落”晶体管所完成的带差参考电路的参考电压与温度之间的关系。

图8所示为本发明的带差参考电路示意图。

图9A所示为具有不同临界电压的二个晶体管于工艺偏移时的临界电压差值。

图9B所示为具有不同临界电压的二个晶体管于工艺偏移时的参考电压示意图。

其中，附图标记说明如下：

12镜像电路            15运算放大器

20输入电路            32基射电压(V_BE)产生器

34热电压(V_T)产生器    36与温度无关的常数(K)

42镜像电路            45运算放大器

50输入电路            100绝对温度比例电流产生电路

142镜像电路           145运算放大器

150输入电路           200绝对温度互补电流产生电路

242镜像电路           245差动放大器

250输入电路

具体实施方式

请参照图8，其所示为本发明的带差参考电路示意图。带差参考电路包括绝对温度比例电流产生电路100与绝对温度互补(Complementary ToAbsolute Temperature，简称CTAT)电流产生电路200。绝对温度互补电流产生电路200包括镜像电路242、运算放大器245、以及输入电路250。镜像电路242中包括三个PMOS场效应晶体管M1、M2、M3，在此范例中，M1、M2、M3具有相同的长宽比(W/L)。其中，M1、M2与M3的栅极相互连接，M1、M2与M3的源极连接至电源电压(Vss)，M1、M2与M3的漏极可分别输出Iu、Iv与Ictat的电流。另外，运算放大器245的输出端可连接至M1、M2与M3的栅极，运算放大器245的负极输入端连接至M1的漏极，而运算放大器245的正极输入端连接至M2的漏极。再者，输入电路250包括二个PMOS场效应晶体管M4、M5；其中，M4晶体管具有较高的临界电压(V_TH4)，M5晶体管具有较低的临界电压(V_TH5)，也就是说，V_TH4＞V_TH5。M4与M5的栅极与漏极连接至接地端，M4的源极连接至运算放大器245的负极输入端，M5的源极与运算放大器245的正极输入端之间连接第二电阻(R2)。而M3漏极可输出绝对温度互补电流(Ictat)。

再者，绝对温度比例电流产生电路100包括镜像电路142、运算放大器145、以及输入电路150。镜像电路142中包括三个PMOS场效应晶体管M6、M7、M8，在此范例中，M6、M7、M8具有相同的长宽比(W/L)。其中，M6、M7与M8的栅极相互连接，M6、M7与M8的源极连接至电源电压(Vss)，M6、M7与M8的漏极可分别输出Ix、Iy与Iptat的电流。另外，运算放大器145的输出端可连接至M6、M7与M8的栅极，运算放大器145的负极输入端连接至M6的漏极，而运算放大器145的正极输入端连接至M7的漏极。再者，输入电路150包括二个PMOS场效应晶体管M9、M10；其中，M9的长宽比为M10长宽比的n倍，M9与M10的栅极与漏极连接至接地端，再者，M10的源极连接至运算放大器145的负极输入端，M9的源极与运算放大器145的正极输入端之间连接第三电阻(R3)。因此，绝对温度比例电流I_ptat＝(ξ·V_T/R₂)ln(n)。

再者，节点a连接至绝对温度互补电流产生电路200中镜像电路242的M3漏极与绝对温度比例电流产生电路100中镜像电路142的M8漏极，且节点a与接地端之间连接第一电阻(R1)。因此，节点a可将绝对温度比例电流(Iptat)与绝对温度互补电流(Ictat)叠加(superpose)后输出至第一电阻(R1)，因此节点a可输出参考电压(Vref)。

根据方程式(15)可知 $I_{\mathrm{ctat}}=\frac{V_{\mathrm{SG}4}-V_{\mathrm{SG}5}}{R_2}=\frac{{\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{SG}}\left(T_0\right)-{\mathrm{\ΔK}}_G}{R_2}+\frac{{\mathrm{\ΔK}}_G}{R_2}\frac{T}{T_0}---\left(16\right)$

其中，ΔK_G＝K_G4-K_G5＜0，ΔV_SG(T₀)＝V_SG4(T₀)-V_SG5(T₀)。由于上述方程式(16)中的

项具有负温度系数的特性，因此绝对温度互补电流(I_ctat)会随着温度的上升而减少。

再者，由图6可知I_ptat＝(ξ·V_T/R₃)ln(n)。

因此，节点a可输出参考电压(Vref)为

$V_{\mathrm{ref}}=(I_{\mathrm{ctat}}+I_{\mathrm{ptat}})R_1=(\frac{{\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{SG}}\left(T_0\right)-{\mathrm{\ΔK}}_G}{R_2}+\frac{{\mathrm{\ΔK}}_G}{R_2}\frac{T}{T_0}+\frac{\mathrm{\ξ}\·\ln \left(n\right)}{R_3}{V}_T)\·R_1$

$V_{\mathrm{ref}}=\frac{R_1}{R_2}[{\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{SG}}\left(T_0\right)-{\mathrm{\ΔK}}_G+{\mathrm{\ΔK}}_G\frac{T}{T_0}+\frac{R_2\·\mathrm{\ξ}\·\ln \left(n\right)}{R_3}{V}_T]---\left(17\right)$

由方程式(17)可知，第一与第二项[ΔV_SG(T₀)-ΔK_G]为与温度无关的固定值，第三项

为负温度系数项(ΔK_G＜0)，第四项

为正温度系数项。也就是说，经由适当的选择晶体管的大小、电阻值可使得正温度系数项与负温度系数项相加之后成为零温度系数的任何值。也就是说，(I_ctat+I_ptat)即为一个与温度无关的电流，因此，参考电压(V_ref＝(I_ctat+I_ptat)·R₁)即为与温度无关的电压。

图8的带差参考电路还具有不随半导体工艺偏差而改变参考电压的优点。请参照图9A，其所示为具有不同临界电压的两个晶体管于工艺偏移时的临界电压差值。由图9A可知，不论半导体工艺如何产生偏移，“慢工艺角落”、“快工艺角落”、“典型工艺角落”晶体管的临界电压差值(ΔV_TH)与温度的关系几乎相同。也就是说，本发明利用相同的半导体工艺制造出两个临界电压不同的晶体管，不论半导体工艺如何产生偏移，二晶体管的临界电压差值(ΔV_TH)与温度会维持固定的关系。举例来说，为了于标准半导体工艺中制造出两个临界电压不同的晶体管，可以经由控制二个晶体管的栅极氧化层的厚度即可以获得二个临界电压不同的晶体管。

再者，请参照图9B，其所示为具有不同临界电压的两个晶体管于工艺偏移时的参考电压示意图。根据图9B可知，与最糟的工艺角落相比，参考电压(Vref)仅会变化约±2％。也就是说，本发明的带差参考电路的参考电压几乎不会随着工艺偏移以及温度变化而改变。

因此，本发明的带差参考电路的优点在于提供标准半导体工艺可以实现的带差参考电路，且带差参考电路由绝对温度比例电流产生电路与绝对温度互补电流产生电路所组成，使得叠加的绝对温度比例电流与绝对温度互补电流通过电阻而产生不随温度变化而改变的参考电压，且本发明的带差参考电路可操作于低电源电压，并且，利用具有不同临界电压的晶体管所产生的临界电压差(ΔV_TH)来补偿标准半导体工艺的偏移使得带差参考电路的参考电压几乎不会随着工艺偏移以及温度变化而改变。

综上所述，虽然本发明已以较佳实施例公开如上，然其并非用以限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种变化与修改，因此本发明的保护范围当视后附的权利要求所界定者为准。

Claims (6)

1.一种带差参考电路，包括：

绝对温度比例电流产生电路，该绝对温度比例电流产生电路用于产生绝对温度比例电流，且该绝对温度比例电流会随着温度的上升而增加；

绝对温度互补电流产生电路，该绝对温度互补电流产生电路用于产生绝对温度互补电流，且该绝对温度互补电流会随着温度的上升而减少；

节点，该节点用于接收该绝对温度比例电流与该绝对温度互补电流；以及

第一电阻连接于该节点与接地端之间使得叠加的该绝对温度比例电流与该绝对温度互补电流通过该第一电阻而产生参考电压；

其中该绝对温度互补电流产生电路包括：

输入电路，具有两个端点，其中第一端点连接至第一场效应晶体管且该第一场效应晶体管具有第一临界电压，第二端点与第二场效应晶体管之间连接第二电阻且该第二场效应晶体管具有第二临界电压；

镜像电路，其用于控制该两个端点上的两个输出电流并且输出该绝对温度互补电流，使该两个输出电流以及该绝对温度互补电流间维持固定的电流比例；以及

运算放大器，连接至该两个端点以及该镜像电路用以控制该镜像电路使得该两端点上的电压具有电压关系；

其中，该第一场效应晶体管与该第二场效应晶体管都在次临界区操作，且该第一临界电压大于该第二临界电压。

2.如权利要求1所述的带差参考电路，其中该第一场效应晶体管与该第二场效应晶体管都为P型场效应晶体管，且该第一场效应晶体管的源极连接至该第一端点，而该第一场效应晶体管栅极与漏极连接至该接地端，该第二场效应晶体管的栅极与漏极连接至该接地端而第二电阻连接于该第二场效应晶体管的源极与该第二端点之间。

3.如权利要求1所述的带差参考电路，其中该第一场效应晶体管与该第二场效应晶体管的氧化层厚度不同。

4.如权利要求1所述的带差参考电路，其中该镜像电路包括三个P型场效应晶体管，该三个P型场效应晶体管的栅极相互连接，该三个P型场效应晶体管的源极连接至电压源，该三个P型场效应晶体管中的两个P型场效应晶体管漏极则为该两个端点，另一P型场效应晶体管漏极用于输出该绝对温度互补电流。

5.如权利要求4所述的带差参考电路，其中该运算放大器的输出端连接至该三个P型场效应晶体管的栅极，该运算放大器的两个输入端连接至该两个端点。

6.如权利要求4所述的带差参考电路，其中该三个P型场效应晶体管的三个长宽比的差异用于决定该固定的电流比例。

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