CN102287305A - 航空发动机起动器/发电机以及控制器 - Google Patents

Abstract

一种航空器起动和发电系统包括起动器/发电机，该起动器/发电机包括主电机、励磁机以及永磁发电机。所述系统还包括逆变器/变流器/控制器，被连接到所述起动器/发电机并产生AC功率以在起动模式下驱动所述起动器/发电机用于起动所述航空器的原动机，以及把在所述原动机已被起动之后从所述起动器/发电机获得的AC功率转化为所述起动器/发电机的发电模式下的DC功率，所述励磁机包括定子和转子，其中所述励磁机转子包括三相AC绕组。

Description

航空发动机起动器/发电机以及控制器

本申请为申请日为2007年3月23日、国际申请号为PCT/US2007/007192、国家申请号为200780010530.2、发明名称为“航空发动机起动器/发电机以及控制器”的专利申请的分案申请。

技术领域

本发明一般涉及一种在起动模式下把电能转化为机械能和在发电模式下把机械能转化为电能的双向能量转化无刷电气旋转设备的组合。特别地，本发明涉及一种高功率密度的航空发动机起动和发电系统，该系统包括三个电机机组、起动器/发电机(S/G)以及在此被称为逆变器/变流器/控制器(ICC)的基于IGBT的数字控制设备。而且，本发明涉及除去基于S/G的绕线磁场同步机的转子位置传感器，结果形成一种无传感器(sensorless)控制的S/G和ICC系统。

背景技术

目前存在用于航空器的起动器发电机系统，这些系统被用来起动航空发动机以及在发电模式下在航空发动机已被起动之后利用该航空发动机以因此给所述航空器上的动力系统提供电能。例如，授予William Shilling等的美国专利申请号No.4,743,777中描述了具有两个定子励磁绕组的起动器发电机系统，其包括可变压、可变频的功率变流器，该功率变流器被交流地连接以驱动作为起动马达的电动机或者以在发电机运行过程中从所述机械接收电能。授予Madan Bansal等的美国专利号No.5,587,647中描述了一种双输出、同步感应的起动/发电系统。所述Bansal系统包括被相互耦接到轴的同步发电机和感应电动机/发电机，其中所述轴被外部原动机例如航空发动机驱动。所述Bansal系统还包括整流器/逆变器，该整流器/逆变器允许双向的功率通量以实现发电以及所述航空发动机的电起动。

尽管上述的现有技术在起动航空发动机中以及在一旦所述发动机已被起动由所述航空发动机发电中是有帮助的，但是希望产生一种在起动模式或/和发电模式下具有更高功率密度、更高效率以及更高动力性能之一的系统。

发明内容

根据本发明的至少一个方面，存在一种包括起动器/发电机(S/G)和逆变器/变流器/控制器(ICC)的航空发动机的起动器/发电机系统，其中所述起动器/发电机系统与本领域内的传统系统相比在起动模式或/和发电模式下具有更高功率密度、更高效率以及更高动力性能。

所述S/G包括三个电机：主电机、励磁机以及永磁发电机(PMG)。可以是基于IGBT的逆变器/变流器/控制器以及是数字控制的双向电子设备的ICC被连接到所述S/G的主电机的定子绕组的输入/输出端。所述电子设备产生交流电以在起动模式下驱动所述S/G并在发电模式下把所述交流电转化为所述航空器上需要的直流电。

第一实施例包括至少S/G系统的两个方面，该两个方面使所述整个系统的重量更轻、性能更优越。所述第一方面是双功能的励磁机定子，该励磁机定子含有和位于所述ICC中的接触器一起工作的绕组。在起动模式过程中，所述绕组通过所述接触器被配置成交流的三相绕组，在发电过程中，所述绕组通过同样的接触器被配置成单个的直流绕组。不必在所述电机上增加显著的尺寸和重量，所述双交流和直流功能的绕组分别能满足起动和发电模式的需要。所述第二方面是除去在起动模式和发电模式下用于功率电子开关的换向的传统的机械式位置传感器。这显著减小了所述S/G的尺寸和重量。

第二实施例致力于所述S/G系统的起动模式，包括五个方面，与本领域内的传统方法相比，该五个方面在起动模式下起到使所述S/G具有更好的力矩密度的作用。所述第一方面是在所述感应电机的制动模式下被配置和控制的励磁机定子的三相交流绕组。实现零速无传感器的方法对应于该实施例的第二相关方面。所述第三方面是自动磁场的衰减机构，该机构被研发成以在起动模式下把所述逆变器很好的保持在脉宽调制(PWM)区域内以及在遍及整个的速度范围内保持有效的电流调整。所述第四个方面是把自动场衰减和近似统一的功率因数控制策略相结合，以便当所述逆变器电压饱和时实现高速下的更高功率密度。所述第五方面是矢量控制策略与负的d-轴电流分布相结合，其中所述负的d-轴电流分布反向对准所述主电机的场电流以产生最大的磁阻转矩从而克服由所述磁饱和引起的转矩限制。所述方法与传统方法相比增加了所述S/G的转矩密度。

第三实施例致力于所述S/G系统的发电模式，包括四个方面。所述第一方面是关于由所述励磁变流器数字控制组件240和主变流器数字控制组件230控制的有源和无源整流可配置性，所述主IGBT/二极管电桥可变为无源整流器或有源整流器，取决于所述应用。所述第二方面致力于所述IGBT变流器的控制，该IGBT变流器把自动场修改和过调制结合以实现IGBT发电模式运行的最佳效率。所述第三方面是在发电模式过程中提供IGBT整流方法。所述IGBT整流基于电压模式的无传感器，它是用在起动模式下的类似无传感器方法。所述第四方面致力于在吸收进入所述电机的DC总线上的过剩能量方面实现再生、同时调整所述总线电压。

附图说明

当参照下面的详细描述以及所述附图时，本发明的上述优点和特征将变得很明显，其中：

图1是本发明的整个S/G和ICC发动机起动和发电系统的直观图；

图2是本发明的整个S/G和ICC发动机起动和发电系统的方框图；

图3是起动模式下本发明的S/G和ICC的方框图；

图4是发电模式下本发明的S/G和ICC的方框图；

图5是本发明的S/G的剖视图；

图6A和6B是本用于发明的ICC的壳体的立体图；

图7是由高注频的无传感器方法估计的主转子角的图表；

图8是表示发电和再生模式下由励磁机和主数字控制组件控制的矢量和主电机的关系的矢量图。

具体实施方式

下面将参照附图详细描述本发明。本发明涉及双向的能量转化、无刷、电动旋转设备，该设备在起动模式下把电能转化为机械能以及在发电模式下把机械能转化为电能。

相对于所述S/G和ICC发动机起动和发电系统的总结构，接着描述本发明的第一实施例。所述第一实施例包括至少两方面，下面要详细描述。

所述第一实施例的S/G和ICC发动机起动和发电系统50包括S/G100和ICC200。如图1、图2和图5所示，S/G 100是三个电机的结合，这三个电机是主电机110、励磁机120和永磁电机130。该布置被成为三电机机组。所述主电机110可以是所述第一实施例的一个可能实施中的凸极式同步电机。主电机110的定子112连接到所述ICC200的主IGBT/二极管电桥210。主电机110的转子114连接到位于主电机转子114的轴118内部的全波或半波旋转整流器116的输出端。励磁机转子122具有连接到所述旋转整流器116的输入端的三相绕组，励磁机定子124包括直流绕组和通过如图2所示的接触器220连接到ICC200的励磁机IGBT/二极管电桥212的三相交流绕组，因此图2提供S/G和ICC系统50的方框图，重点放在构成IGBT/二极管电桥210和励磁机IGBT/二极管电桥212的部件上。

如图2所示的ICC200包括两个IGBT/二极管电桥：主电桥210和励磁机电桥212。主电桥210和励磁机电桥212也被分别称为主逆变器/变流器和励磁机逆变器/变流器。每个由数字控制组件控制。控制主IGBT/二极管电桥210的组件被称为主数字控制组件230。另外，在起动模式下还被称为起动机逆变器数字控制组件和在发电模式下还被称为发电机逆变器数字控制组件。控制励磁机IGBT/二极管电桥212的组件被称为励磁机数字控制组件240。另外，在起动模式下还被称为起动机逆变器数字控制组件和在发电模式下还被称为发电机逆变器数字控制组件。主数字控制组件230及其嵌入的软件控制主电桥210，该主电桥210在起动模式下产生交流电以驱动所述S/G并在发电模式下把所述交流电转化为所述航空器上要求的直流电的电能。此高集成的方法与传统的S/G系统相比结果形成重量轻、简单和可靠的系统。

图6A和6B是所述第一实施例的ICC200的详细立体图，这样它可以被封装在可被安装在航空器舱上的壳体600内。在壳体600内的是冷却板610(用于热散热和/或去除)、主IGBT/二极管电桥210、励磁机IGBT/二极管电桥212、主和励磁机数字控制组件230，240、滤波器帽组件620、感知组件630以及270VDC输出端接线盒640(设置在壳600的外表面上，从而给所述航空器内的其他部件提供270VDC)。

S/G和ICC发动机起动和发电系统50具有两个工作运行模式：起动模式和发电模式。在起动模式下S/G和ICC系统50是由单独的电源VDC 60供电，因此单独的电源VDC60的连接如图1和2所示。主电机110在起动模式下用作三相绕线磁场凸极式同步电机。两种事情必需发生以便在所述同步电机的轴处产生转矩。第一步是把三相交流电流输入到主定子112的三相绕组，第二步是给主转子114提供励磁电流。主定子112的电流频率被提供以便与所述主电机的速度成比例。三相交流电流是由主IGBT/二极管电桥210提供的。由所述三相电流产生的旋转磁场与由主转子114产生的电磁场相互作用，因此在主转子114的轴处产生机械转矩。

由于以下原因在传统的发电系统中给主转子114提供励磁电流是一个挑战。在起动开始的时候，任何基于同步电机的励磁机不产生功率。在低速下，基于同步电机的励磁机不能产生足够的功率以给所述主转子提供动力。这是因为对于任何基于同步的励磁机，其DC励磁绕组不能把功率变换到所述转子绕组。事实上，对于传统的发电系统，所述功率只能由所述轴上的机械能变换。因此，为了起动所述发动机，产生所述主转子励磁电流的功率必须来自于励磁机定子124。换句话说，起动模式过程中用于励磁的能量穿过励磁机120的气隙。显然地，需要旋转变压器。相反地，在发电模式下，主电机110用作三相绕线磁场凸极式同步发电机。为了产生电，会发生一种情况，即给主转子114提供励磁电流。传统的同步励磁机可用于该目的。所述不同模式要求用于励磁的不同功率源。一个模式需要AC励磁机定子124中的三相电流，其他模式需要励磁机定子124中的DC电流。

第一实施例的第一方面是上述问题的解决方案。该解决方案是与位于所述ICC中的接触器220一起工作的双功能励磁机定子。通过把所述接触器切换到其适当位置，所述励磁机定子中的绕组在起动模式过程中被配置成AC三相绕组。在该模式下，具有AC三相绕组的励磁机定子124和具有另一AC三相绕组的励磁机转子122形成感应励磁机。通过所述ICC中的励磁机数字控制组件240控制，所述AC三相绕组的相序方向与所述电机轴的方向相反。因此，所述感应励磁机在制动模式下运行。在发电模式下，励磁机定子124的绕组被配置成DC绕组。具有所述DC绕组的励磁机定子124和具有AC三相绕组的励磁机转子122形成同步励磁机。不用增加所述励磁机的尺寸和/或重量，所述配置的AC和DC绕组在起动模式和发电模式期间在励磁机转子122和励磁机定子124之间的气隙中分别产生需要的旋转磁场。另外，所述AC绕组在起动模式期间把所述动力从励磁机定子124传递到励磁机转子122。

在起动模式和发电模式下，无论何时主IGBT/二极管电桥210的IGBTs 215整流，主转子114的机械位置信息对动力开关整流是需要的。传统地，机械式位置传感器提供所述位置信息。该传感器具有足够的位置精度、机械集成度和热性能以对付所述航空器上的恶劣环境。光学编码器和霍尔传感器不能满足航空器的环境要求。解算器不满足这些要求。然而，解算器传感器及其机械支撑和封装结构一起增加了所述系统的显著重量和尺寸。

本发明的第一实施例的第二方面致力于除去机械式位置传感器。如图2所示以及图3和4的详述，无传感器转子位置信号θ、ω_c(转子位置、转子速度)由主数字控制组件230产生。所述转子位置信号由主数字控制组件230中的嵌入式软件通过所述S/G的电压和电流信号构成。既然用于发电模式的无传感器方法是起动模式的子集，将在该申请的后续部分中有关起动模式的第一实施例中提供详细描述。

接着将描述本发明的第二实施例，该实施例对应于运行在起动模式下的S/G和ICC系统50。在所述第二实施例中有五个方面，下面要详细描述。

图3表示起动模式下的S/G和ICC系统50的方框图。有三个电机-主同步电机110、感应励磁机120和PMG 130。主同步电机110和感应励磁机120在起动模式下扮演重要角色。主IGBT/二极管电桥210从DC总线(例如，270Vdc)接收DC输入功率，并把所述DC功率转化为AC功率。由所述逆变器产生的三相AC电流输入主同步电机110。要产生所述AC电流的选通信号是由起动逆变器数字控制组件230控制的。起动逆变器数字控制组件230测量a相电流、b相电流以及DC总线电压。通过使用经由主数字控制组件230中的嵌入式软件实现的克拉克变换，所述a相和b相的电流被变换到所述同步固定坐标(frame)中的α和β电流。所述α轴与位于所述主定子的a相绕组的中心处的a轴一致，同时所述β轴在空间上比α轴提前90电度。通过使用同样的嵌入式软件实现的Clarke变换，所述α和β电流进一步被变换成所述同步固定坐标中的d和q电流。所述d轴与主转子114的励磁绕组的轴对准，同时所述q轴在空间上比所述d轴提前90电度。

如图3所示，存在两个电流调节环-d和q环。所述d和q的输出端是d和q电压，该d和q电压在被输入空间矢量脉宽调制(SVPWM)之前通过使用Inverse-Park变换被变换回α和β电压。为了实现Park和Inverse-Park变换，所述主转子位置角得以确定。所述α和β电压是为所述IGBT开关产生所述选通信号的SVPWM的输入电压。所述换接频率可设置在14kHz，或者某一其他的合适频率。

如图3所示，与起动逆变器数字控制组件230相似，所述励磁逆变器数字控制组件240还具有Clarke、Park以及Inverse-Park变换。而且，所述励磁逆变器数字控制组件240具有d和q电流调节环。所述选通信号是由其相应的SVPWM产生的。如前所述，因为励磁机IGBT/二极管电桥212或励磁逆变器的基频被固定在1250Hz或者某一其他合适的频率，励磁机120在其转子122和定子124上没有凸极，所述转子位置信息可通过使用公式2πft人工算出，其中f＝1250Hz，t为时间。这不同于所述主逆变器，即，所述实时位置信息在此情况下是不需要的。所述励磁逆变器的SVPWM换接频率在一个可能的实施中是10kHz，因此可使用其他合适选择的换接频率，同时仍在本发明的精神和范围内。

所述第二实施例的第一方面是所述感应励磁机。在起动模式下，励磁机120被配置为运行在其制动模式下的感应电机，或另外描述，励磁机120起到三相旋转变压器的作用。励磁机定子124的三相绕组产生在励磁机转子122中感应出三相电压的旋转磁场。所述旋转磁场的方向被控制成与主电机110的旋转方向相反。因此，在起动模式期间，励磁机转子122中的电压频率随着所述转子速度一起增加。来自外部电源的DC功率通过励磁机IGBT/二极管电桥212转化为三相1250Hz功率(或者转化为某一其他合适的频率)。所述功率穿过所述气隙并被传送到励磁机转子122的绕组。所述三相电压然后被所述主电机的旋转轴内部的旋转整流器116整流。整流过的电压把励磁功率供给到主电机110的转子114。一旦所述转子速度达到所述发动机的空转转速，起动模式停止且发电模式开始。励磁机转子122接收来自励磁机定子124和转子轴118的能量。在零速处，所有的能量来自励磁机定子124。来自轴118的能量随着所述转子速度的增加而增加。

所述第二实施例的第二方面是用于通过与嵌入式软件一起的数字控制组件230建立所述主转子位置信息的无传感器的实施。该无传感器的实施包括两部分：a)高注频的无传感器估计部分，b)电压模式的无传感器估计部分。所述高注频的无传感器估计部分涵盖从0rpm到规定低速例如80rpm。所述电压模式的无传感器估计部分涵盖从例如80rpm到高转速例如14,400rpm，在此所述发动机被牵引到其临界速度。包括以上所述的电压模式的无传感器的大部分其他的无传感器方法会在零和低速处失灵，因为这些方法基本上依赖于反电动势。所述高注频方法不依赖于所述反电动势。因此，该方法是可行的以用于从0到规定的低速例如80rpm的速度。因此，实现了在主同步电机的0rpm和低速处的转子位置估计。下面描述所述无传感器实际实施。

如图3所示，当主电机110的速度低于80rpm或主电机110的频率f₀≤8Hz时，一对500Hz的正弦波形的电压V_αi、V_βi叠加在所述SVPWM的输入端上。该500Hz的频率被称为载波频率。同时在本发明的精神和范围内可使用其他合适的载波频率。图3中，该载波频率由符号ω_c表示。每相中的电流对这两个叠加电压的响应包含所述转子的位置信息。

所述主定子的每相电流具有几个分量。如图3所示，a和b相的电流通过Clarke变换被变换到α和β轴。所述α和β电流包含具有频率ω_r的基本分量、具有频率ω_c的正序分量和具有频率2ω_r-ω_c的负序分量。所述正序分量ω_c是无用的，因为它不包含任何转子位置信息。因此，该分量被完全移除。如图3所示，所述α和β电流被旋转-ω_ct度。因此，所述正序分量变为DC信号，该DC信号然后通过使用二阶高通滤波器、或其他类型的高通滤波器(例如第一阶、或第三阶或更高)消除。其他的分量、基本频率分量和负序分量包含所述转子信息。然而，所述转子位置是在把所述基本电流施加到零速也可以零和低速下的电机之前被确定的，其中在零和低速下所述基本分量很小。能可靠地提取所述转子位置信息的唯一分量是所述负序分量。在以前旋转之后，所述分量的频率变化为2ω_r-2ω_c。另一旋转2ω_ct然后由数字控制组件230执行。所述旋转的输出经历第六阶的低通滤波器或者某一其他的合适低通滤波器(例如，第一阶、第二阶...或第五阶低通滤波器)。用i_β2θ表示β电流的剩余信号，用i_α2θ表示所述α电流的剩余信号，可得到下面的角：

${\mathrm{\θ}}^{\′}=0.5{\tan }^{-1}\left(\frac{i_{\mathrm{\β}2\mathrm{\θ}}}{i_{\mathrm{\α}2\mathrm{\θ}}}\right)$

不巧地是，上述角的频率具有基本频率两倍频率，因此它不能被直接用于Park和Inverse-Park变换。为了把上述角转换为所述转子位置角，要检测是否θ′处于北极到南极区域或者处于南极到北极的区域。如果所述θ′处于所述北极到南极的区域，所述角是：

θ＝θ′

如果所述θ′处于所述南极到北极的区域，所述角是：

θ＝θ′+π

该角，如图7所示，然后被用于所述d和q调节环中的Park和Inverse-Park变换。如图3所示，带阻滤波器(如图3所示的500Hz过滤器，因此在本发明的精神和范围内可以使用其他阻带频率)被放置在Clarke和Park变换之间以消除所述d和q调节环上的载波频率干扰。

所述高注频无传感器方法在零或低速下可令人满意地工作。然而，所述方法在所述转速下的频率接近或高于所述载波频率时也将不能工作。因此，当所述转速超过某一临界旋转速度例如80rpm时使用另一种无传感器方法。该方法是所述电压模式的无传感器方法，如下所述。

所述电压模式的无传感器的实施是通过以下实现的。虽然所述方法已被用在感应电机和PM电机中，但是还没有被应用到凸极式同步电机中，因为所述定子的自感不是常量，而是，所述电感是所述转子位置的函数。被用于通过β磁链与α轴磁链之比的反正切产生所述转角的同步静止坐标中的传统的α和β磁链方程用于凸极式绕线磁场同步电机是不实际的，因为所述电感一直在变化。为了克服这个问题，在所述第二实施例中，得出一对人为磁链λ′_α和λ′_β以及它们的表达式：

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{\α}}^{\′}=\∫e_{\mathrm{\α}}^{\′}\mathrm{dt}=\∫(v_{\mathrm{\α}}-R_s{i}_{\mathrm{\α}})\mathrm{dt}-L_q{i}_{\mathrm{\α}}\\ {\mathrm{\λ}}_{\mathrm{\β}}^{\′}=\∫e_{\mathrm{\β}}^{\′}\mathrm{dt}=\∫(v_{\mathrm{\β}}-R_s{i}_{\mathrm{\β}})\mathrm{dt}-L_q{i}_{\mathrm{\β}}\end{array}\right.$

其中R_s和L_q分别是所述主定子电阻和q轴的同步电感。所述两个电机参数都是常数。巧合地是，λ′_α和λ′_β分别与所述α和β磁链对准，所述角

$\mathrm{\θ}={\tan }^{-1}\left(\frac{{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{\β}}^{\′}}{{\mathrm{\λ}}_{\mathrm{\α}}^{\′}}\right)$

实际上是一旦所述电机速度高于所述阀值旋转速度例如高于80rpm时可被用于Park和Inverse-Park变换的转角。该方程可以在数字控制组件230的嵌入式软件中得以实现。当所述电机速度高于某个旋转速度时例如高于80rpm时，该方法提供可靠的转子位置角度估计。

根据所述第二实施例的第二方面，把两个单独的方法、高注频无传感器方法和电压模式的无传感器方法相结合提供了在基于起动器的同步电机的整个速度范围内具有足够精度的转子位置信息。

所述第二实施例的第三方面致力于适当处理过的所述主逆变器的电压饱和问题。在起动期间，由所述主逆变器施加在主电机110上的电压与所述转速成正比并与主电机110的内阻抗上的压降和反电动势的矢量求和相匹配。所述逆变器的最大合适电压是DC总线电压。一旦所述矢量求和等于所述DC总线电压，所述逆变器电压是饱和的。一旦发生饱和，主电机110的速度就不能再高，所述d和q电流调节环将失去控制。通常，所述逆变器将是过电流的并被切断。在所述第二实施例中提供的解决方案是要用自动磁场衰减方法。主数字控制组件230测量被传送到励磁机数字控制组件240的线-线电压V_ab和V_bc。Clarke变换被应用到这些两线-线电压。所述变换的两输出端的矢量求和被用作自动磁场衰减环的反馈，如图3所示。所述DC总线电压乘以某一系数并被作用所述控制环的参考。所述自动磁场衰减控制环防止所述逆变器电压饱和，因此，防止所述主逆变器电流调节环失控和断开。

所述第二实施例的第四方面把自动磁场衰减和近似统一的功率因数控制方法相结合以当所述逆变器电压饱和时在高速下实现更高的功率密度。通过例子而不是作为限制，近似统一的功率因数对应于大于或等于0.9并小于1.0的功率因数。当所述自动磁场衰减维持所述气隙磁场时，施加了规定的d轴的电流分布，该电流分布促使主电机110运行于近似统一的功率因数区域。这可从下面的方程中看出，因为所述自动磁场衰减，所以除了项ωL_md(i_f+i_d)一直重要外，项ωL_mqi_di_q也很重要。这显著增加了所述S/G的功率密度：

P＝ωL_md(i_f+i_d)i_q-ωL_mqi_di_q

其中P和ω分别是机电功率和转子速度，L_md和L_mq分别是d和q的磁化电感。

第二实施例的第五方面致力于在低于所述基本速度的速度下增加所述转矩密度。如前所述，在所述第二实施例中，在主逆变器数字控制组件230中有两个电流调节环。一个是所述d轴的环，另一个是q轴的环。一般地，所述q环控制转矩的产生，d环控制气隙中磁场。该方法也被称为矢量控制方法。为了实现高转矩密度，机械到电磁的饱和区域通过施加足够的转子励磁电流i_f和转矩产生电流i_q而被驱动。然而，在所述电流达到某一水平之后，无论如何增加电流i_q、i_d和i_f，所述转矩保持同前，因为所述电机电磁饱和了。补救方法是用本发明建立的矢量控制以使所述电机的磁阻转矩最小化。有所述电机产生的机电转矩是：

T＝L_md(i_f+i_d)i_q-L_mqi_di_q

其中L_md和L_mq分别是d和q的磁化电感。一旦所述电机电磁饱和了，项L_md(i_f+i_d)成为一常数。因此，产生磁阻转矩的方法是把负的i_d施加到所述电机。已知i_d＝Isinδ和I_q＝Icosδ，对以上方程进行最优化，可得到i_d电流的最佳分布：

$i_d=\frac{\frac{{\mathrm{\λ}}_i}{L_{\mathrm{mq}}}-\sqrt{{\left(\frac{{\mathrm{\λ}}_i}{L_{\mathrm{mq}}}\right)}^2+{4i}_q^2}}{2}$

其中λ_i是所述电机的内部磁链。

基于由发明者进行的模拟，大约38％的转矩增加可通过把所述i_d分布施加在所述矢量控制的输入端来实现。总之，设置矢量控制并获得合适的i_d电流分布，所述电机的转矩密度显著增加。

下面描述本发明的第三实施例。它是关于所述ICC的配置和控制以实现最大效率的发电，因此可应用到所述S/G和ICC系统50的发电模式。

在发电模式下，如图2所示，主电机110是同步发电机，励磁机120是同步发电机。PMG 130通过如图所示的整流电桥给所述励磁变流器提供功率。所述励磁变流器包括励磁机IGBT/二极管电桥212中的两个有源IGBT/二极管开关，如图4所示。在它们的选通电路处具有实线的IGBT/二极管开关是那些用于所述励磁变流器中的IGBT/二极管开关。有IGBT开关编号1和IGBT开关编号4。在发电模式期间，IGBT 1是处于PWM模式，IGBT4一直是开启的，其他的IGBTs关闭。编号2二极管用于自由的轮转。IGBT 1、IGBT4和二极管2加上所述励磁机定子绕组形成反向变流器，该反向变流器把所述DC总线电压例如270Vdc减小到产生所述同步励磁机的所需励磁电流的电压。

所述第一方面是关于无源和有源整流的可配置性。在励磁变流器数字控制组件240和主变流器数字控制组件230控制下，主IGBT/二极管电桥可以是无源整流器或有源整流器，这取决于实际应用。对于所述功率通量只有单向的应用，IGBT/二极管电桥被主变流器数字控制组件230配置成二极管运行电桥。。对于所述功率通量具有双向的应用，IGBT/二极管电桥被所述同样的数字控制组件配置成IGBT和二极管运行电桥。当所述功率流方向是从所述ICC到所述载荷，所述S/G和ICC系统处于发电模式。当所述功率流方向是从所述载荷到所述ICC，所述系统处于所谓的再生模式，它实际上是一种电动模式(motoring mode)。在所述无源整流中，只使用主逆变器的IGBT开关中的固有二极管，其中所述IGBT开关也称为主IGBT/二极管电桥。所述电压调节是通过励磁机数字控制组件240中的嵌入式软件实现的，所述发电机逆变器数字控制组件230使所述主逆变器中的IGBTs保持关闭，如图4所示。有控制POR电压的三种控制环。最内部的一个是电流调节器。所述测量的励磁电流是反馈，所述AC电压调节器的输出是基准。所述电流调节器把所述励磁电流控制在指令水平。下一个环是AC电压环。如图4所示，所述反馈信号是{|V_ab|，|V_bc|，|V_ca|}中的最大值。所述基准是所述DC电压调节器的输出部分。所述AC电压环在卸载瞬间在把所述点调节(POR)的DC电压保持在所需范围中扮演重要的角色。最后一个控制环是DC电压环。在所述POR处的测量电压与所述基准电压，270Vdc相比较。把误差带入所述相应的数字控制器中的补偿调节器。因此，所述POR的DC电压得以调节。

如前所述，对于需要再生的发电应用，所述主IGBT/二极管将被配置成有源整流器。在该配置中，所述电压调节是通过以下实现的。如图4所示，励磁机数字控制组件和主数字控制组件中的嵌入式代码被构造成不同于所述无源整流的嵌入式代码。关于所述励磁机侧部上的控制，所述励磁电流环只是PI控制环。所述控制环的基准是通过为DC负载电流的函数的查阅表而产生的。所述表以该方法产生即所述主定子中电流接近其最小的可能值。所述主侧部上控制的外控制环是所述DC电压环。所述基准是270VDC；所述反馈信号是POR电压。如图4所示，所述控制环是PI控制器，该PI控制器具有增加到所述PI控制器的输出端的DC输出功率的向前反馈。所述DC输出功率等于所述DC输出电流和所述POR电压的乘积。前反馈信号和PI控制器的输出信号的总和是被用作所述内控制环的基准的功率指令，其中所述内控制环也是PI控制器。所述反馈信号是通过使用如图4所示的电压和电流计算得到的功率。所述内控制环的输出是由图8限定的电压角θ_V并被用来产生所述SVPWM矢量

知

所述两个矢量是Park逆变换的输入。所述变换的输出是如图4所示的SVPWM的输入。

所述第三实施例的第二方面涉及所述IGBT变流器的控制，该IGBT变流器把自动磁场改变和过调制相结合以实现所述IGBT发电模式运行的最佳效率。

如图4所示，知

由以下方程计算：

$V_d^{*}=\left|V^{*}\right|\sin {\mathrm{\θ}}_V$

$V_q^{*}=\left|V^{*}\right|\cos {\mathrm{\θ}}_V$

其中|V^*|＝Vmag

为了使所述效率最优化，首先，Vmag被选择为1pu，因此迫使所述变流器进入所述完全的过调制区域并完全降低由SVPWM引起的IGBT切换。这使得所述IGBT切换损失最小。所述IGBT用作如同相移切换。因为Vmag是常量，所述功率环通过调整所述角θ_V调节所述功率。当所述负载是零时，θV接近零，当所述负载增加时，θ_V也增加，如图8所示。

实现所述优化效率的第二个因素是要优化所述励磁机磁场电流因此i_d电流最小化。因此，所述发电机的所述IGBTs的传导损失和铜损最小化。发现所述励磁机磁场电流与所述DC负载的电流直接相关。DC负载电流越高，要求励磁机磁场的电流也越高。为了实现最小的励磁机磁场电流，查阅表通过测量产生。所述查阅表的输入是所述DC负载电流，查阅表的输出是所述励磁机定子的励磁机磁场电流的指令。该表以此方式产生这样对于每个DC负载电流点，当i_d电流处于最小值时会找到最优化的励磁机磁场电流。该控制方法不仅实现了所述S/G和ICC最优化效率，而且提供了一种有效的方法以使运行点能从发电模式容易地转向再生模式即电动模式。因此，实现了可以最快的方式把所述DC总线上的过多能量送回到所述发电机。所述第三实施例的第三方面致力于在发电模式期间提供IGBT整流方法。所IGBTs的整流是基于无传感器电压模式，该模式与用于起动模式下的无传感器方法相似。然而，因为所述运行模式只在二极管模式和IGBT模式之间变化，所示转子位置角是在进入所述IGBT模式前被确定的。V_α和V_β是从所述线-线电压测量直接获得的，而不是从SVPWM指令获得的。

所述第三实施例的第四方面是关于在把所述DC总线上的过多能量吸收到所述电机实现再生、同时调节所述总线电压。在发电模式期间，所述负载能产生过多的能量。这些过多的能量升高了所述DC总线电压。通过本发明的过调制SVPWM提供的再生方法所述电机能吸收这些能量。在该情况期间，如图8所示，所述主逆变器数字控制使所述电压角θ_V的方向反转，并强制所述IGBYT/二极管电桥进入电动模式。因此，所述功率通量的方向将反转。所述功率将从所述负载流入所述电机。所述过调制抑制所述IGBTs切换，因此使所述切换损失最小化。本发明的该方面提供了最快的途径以把所述主IGBYT/二极管电桥从发电模式转向再生模式，反之亦然。

因此，本发明的实施例已被详细描述。通过考虑在此公开的说明和实施，本发明的其他实施例对本领域内的技术人员将是显而易见的。目的在于所述说明和例子可被认为只是示例性的。

Claims (9)

1.一种航空器起动和发电系统，包括：

起动器/发电机，其包括具有转子和定子的主电机、具有转子和定子的励磁机以及具有转子和定子的永磁发电机；和

逆变器/变流器/控制器，其被连接到所述起动器/发电机并产生AC功率以在起动模式下驱动所述起动器/发电机，以及在发电模式下把从所述起动器/发电机获得的AC功率转化为DC功率，

其中所述逆变器/变流器/控制器包括转子位置测量设备，用于基于从所述起动器/发电机获得的电流和电压信号测量所述起动器/发电机的各自转子的角位置，转子位置测量设备不包括机械位置传感器，所述转子位置测量设备包括用于当各自的转子转速低于规定转速时进行转子位置估计的高注频估计设备，以及用于当各自的转子转速等于或高于规定转速时进行转子位置估计的电压模式估计设备。

2.一种航空器起动和发电系统，包括：

起动器/发电机，其包括主电机、励磁机以及永磁发电机；和

控制器，用于控制所述起动器/发电机；

其中，所述起动器/发电机被配置成以在起动模式作为起动器运行从而起动所述航空器的原动机，并在发电模式下作为发电机运行以从所述原动机产生功率从而在所述原动机已被起动之后给所述航空器的其他部件提供功率，

其中，在所述起动模式下，所述控制器进行所述起动器的转子位置的无传感器估计，其中所述控制器包括：a)高注频估计单元，用于当所述起动器的转速低于规定转速时进行所述起动器的转子位置的无传感器估计，b)电压模式无传感器单元，用于当所述起动器的转速等于或高于规定转速时进行所述起动器/发电机的转子位置的无传感器估计。

3.如权利要求2的航空器起动和发电系统，其中，所述控制器包含用于确定所述起动器的a相和b相电流的设备，所述确定设备包括空间矢量脉宽调制(SVPWM)单元，

其中所述高注频估计单元包含：

用于把一对正弦波形叠加到所述空间矢量脉宽调制(SVPWM)单元的输入上的设备；和

用于确定a相电流和b相电流对叠加到所述SVPWM单元的输入上的一对正弦波形响应的设备；

其中所述起动器的转子位置信息被作为其中的结果被获得。

4.如权利要求3的航空器起动和发电系统，其中，该对正弦波形是彼此正交的并处于相同的载波频率。

5.如权利要求2的航空器起动和发电系统，其特征在于，所述电压模式无传感器估计单元包含：

用于得到α和β人工磁链的设备，其中所述α和β限定成α轴对应于所述起动器/发电机的主定子的a相绕组，β轴对应于超前α轴90度的轴；和

用于从所述α和β人工磁链中确定所述起动器的旋转角的设备。

6.如权利要求5的航空器起动和发电系统，其中，所述α和β人工磁链被限定为λ′_α和λ_β′，其中所述起动器的旋转角θ由以下方程确定：

θ＝tan^-1(λ′_β/λ′_α)。

7.如权利要求2的航空器起动和发电系统，其中，该主电机包括逆变器，该系统还包括：

自动磁场衰减单元，其包括自动磁场衰减环，所述自动磁场衰减单元被配置成以测量从所述逆变器获得的线-线电压，以把变换施加到所述线-线电压，以执行所述变换的输出的矢量求和以及以把所述矢量求和作为反馈信号反馈到所述自动磁场衰减环，

其中，所述自动磁场衰减环被提供到逆变器，从而防止所述逆变器在所述起动模式期间饱和。

8.如权利要求7的航空器起动和发电系统，还包括：

近似统一的功率因数控制单元，被配置成以把规定电流分布施加到所述主电机从而引起所述主电机运行于近似统一的功率因数区域。

9.如权利要求8的航空器起动和发电系统，其中，所述规定电流分布是d轴电流分布，该d轴电流分布控制所述电机转子和所述主电机定子之间的气隙中的磁场。

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