JP5681678B2

JP5681678B2 - 航空機エンジンスタータ／発電機およびコントローラ

Info

Publication number: JP5681678B2
Application number: JP2012170826A
Authority: JP
Inventors: ファン，ハオ; カリピデス，デイヴィッド; アバス，モハメッド; ツイ，デイヴィッド
Original assignee: ジーイー・アビエイション・システムズ・エルエルシー
Priority date: 2006-03-24
Filing date: 2012-08-01
Publication date: 2015-03-11
Anticipated expiration: 2027-03-23
Also published as: BRPI0709360A2; WO2007111970A3; CA2646041C; CA2915144A1; JP2009531015A; CA2646041A1; US20070222220A1; US20090174188A1; JP2012235691A; WO2007111970A2; CN101449052B; EP2002115A2; JP5450048B2; CN102287305A; CA2915144C; CN101449052A; US7821145B2; BRPI0709360B1; US7508086B2; EP2002115B1

Description

本発明は、一般に、始動モードにおいて電気エネルギーを機械エネルギーに、発電モードにおいて機械エネルギーを電気エネルギーに変換する双方向エネルギー変換ブラシレス電気回転デバイスの組合せに関する。特に、本発明は、３つの電気機械セット、スタータ／発電機（Ｓ／Ｇ）、およびインバータ／コンバータ／コントローラ（ＩＣＣ）と本明細書で呼ばれるＩＧＢＴベースでかつデジタル制御式のデバイスを含む高電力密度航空機エンジン始動および発電システムに関する。さらに、本発明は、巻線形界磁同期機械ベースＳ／Ｇの回転子位置センサをなくすことに関し、センサレス制御式のＳ／ＧおよびＩＣＣシステムをもたらす。

航空機用のスタータ発電機システムが現在存在しており、このシステムを使用して、航空機エンジンを始動すると共に、始動された後に航空機エンジンを発電モードで利用し、それにより、電気エネルギーが航空機上の電力システムに供給される。たとえば、ＷｉｌｌｉａｍＳｈｉｌｌｉｎｇ他に発行された米国特許第４，７４３，７７７号は、２つの固定子励磁器巻線を有し、始動電動機としてダイナモ電気機械を駆動する、または発電動作中に機械から電力を受け取るように交互に接続される。可変電圧で可変周波数の電力コンバータを含むスタータ発電機システムを説明する。ＭａｄａｎＢａｎｓａｌ他に発行された米国特許第５，５８７，６４７号は、２重出力同期誘導始動／発電システムを説明する。Ｂａｎｓａｌシステムは、航空機エンジンなどの外部原動機に対して駆動される軸に相互結合した同期発電機および誘導電動機／発電機を含む。Ｂａｎｓａｌシステムは、また、航空機エンジンの発電ならびに電気的始動を共に達成するために、双方向の電力の流れを可能にする整流器／インバータを含む。

米国特許第４，７４３，７７７号明細書米国特許第５，５８７，６４７号明細書

上述した従来技術のシステムは、航空機エンジンを使用するとき、およびエンジンが始動してから、航空機エンジンから電力を発生するときに有用であるが、始動モードと発電モードのいずれかまたは両方において、高い電力密度、高い効率、および高い動的性能の少なくとも１つを有するシステムを考え出すことが望ましい。

本発明の少なくとも１つの態様によれば、当分野の従来のシステムと比較して、始動モードと発電モードの両方において、高い電力密度、高い効率、および高い動的性能を有する、スタータ／発電機（Ｓ／Ｇ）、およびインバータ／コンバータ／コントローラ（ＩＣＣ）を含む航空機エンジンスタータ／発電機システムが存在する。

Ｓ／Ｇは、３つの電気機械、すなわち、主機械、励磁器、および永久磁石発電機（ＰＭＧ）を含む。ＩＧＢＴベースのインバータ／コンバータ／コントローラであることができ、デジタル制御式の双方向電子デバイスであるＩＣＣは、Ｓ／Ｇの主機械の固定子巻線の入力／出力に接続される。電子デバイスは、始動モードにおいて、Ｓ／Ｇを駆動するＡＣ電力を発生し、発電モードにおいて、ＡＣ電力を航空機に関して要求されるＤＣ電力に変換する。

第１の実施形態は、全体システムの軽い重量と優れた性能をもたらすＳ／Ｇシステムの少なくとも２つの態様を含む。第１の態様は、ＩＣＣ内に位置する接触器と連携して働く巻線を含む２重機能励磁器固定子である。始動モード中、巻線は、接触器によってＡＣ３相巻線に構成され、発電モード中、巻線は、同じ接触器によって単一ＤＣ巻線に構成される。機械上に目立ったサイズおよび重量を付加することなく、ＡＤおよびＤＣ２重機能巻線は、それぞれ始動モードと発電モードについての必要性を満たす。第２の態様は、始動モードと発電モードの両方において、電力電子スイッチの転流用の従来の機械式位置センサをなくすことである。これは、Ｓ／Ｇのかなりのサイズと重量の低減を達成する。

第２の実施形態は、Ｓ／Ｇシステムの始動モードを対象とし、当分野の従来の手法と比較して、始動モードにおいてＳ／Ｇのよりよいトルク密度を達成するように働く５つの態様を含む。第１の態様は、誘導機械の制動モードにおいて構成され制御される励磁器固定子の３相ＡＣ巻線である。ゼロ速度センサレス手法の実現は、この実施形態に関連する第２の態様に相当する。第３の態様は、インバータをパルス幅変調（ＰＷＭ）領域内に適切に維持し、始動モードにおいて全速度範囲にわたって有効電流調節を維持するために開発された自動界磁低減化メカニズムである。第４の態様は、インバータ電圧が飽和している間に、高速でより高い電力密度を達成するために、自動界磁低減化を１付近の力率制御スキームと組み合せることである。第５の態様は、磁気飽和によって生じるトルク制限を克服するための最大リラクタンストルクを生成するために、主機械の界磁電流に逆向きに整列する負のｄ軸電流プロファイルに関連するベクトル制御スキームである。その手法は、従来のシステムと比較して、Ｓ／Ｇのトルク密度を増加させる。

第３の実施形態は、Ｓ／Ｇシステムの発電モードを対象とし、４つの態様を含む。第１の態様は、イナクティブおよびアクティブ整流構成可能性に関する。励磁器コンバータデジタル制御アセンブリ２４０および主コンバータデジタル制御アセンブリ２３０によって制御されて、主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジは、用途に応じて、非アクティブ整流器またはアクティブ整流器になることができる。第２の態様は、ＩＧＢＴ発電モード動作の最適効率を達成するために、自動界磁修正と過変調を組み合せるＩＧＢＴコンバータの制御を対象とする。第３の態様は、発電モード中のＩＧＢＴ転流手法を提供することである。ＩＧＢＴの転流は、始動モードで使用される同様のセンサレス手法である電圧モードセンサレスに基づく。第４の態様は、バス電圧を同時に調節しながら、ＤＣバス上の過剰なエネルギーを機械内に吸収して回生を達成することを対象とする。

本発明の先述の利点および特徴は、以下の詳細な説明および添付図面を参照して明らかになるであろう。

本発明の全体のＳ／ＧおよびＩＣＣエンジン始動および発電システムの例証的な図である。本発明の全体のＳ／ＧおよびＩＣＣエンジン始動および発電システムのブロック図である。始動モードにおける本発明のＳ／ＧおよびＩＣＣのブロック図である。発電モードにおける本発明のＳ／ＧおよびＩＣＣのブロック図である。本発明のＳ／Ｇの断面図である。本発明のＩＣＣ用のハウジングの等角図である。本発明のＩＣＣ用のハウジングの等角図である。高周波注入センサレス法によって推定される主回転子角度のプロットである。発電モードと回生モードの両方で、励磁器デジタル制御アセンブリおよび主デジタル制御アセンブリによって制御される、主機械のベクトルの関係を示すベクトル図である。

本発明が、添付図面を参照して、以下で詳細に述べられる。本発明は、始動モードにおいて電気エネルギーを機械エネルギーに、発電モードにおいて機械エネルギーを電気エネルギーに変換する双方向エネルギー変換ブラシレス電気回転デバイスに関する。

本発明の第１の実施形態が、Ｓ／ＧおよびＩＣＣエンジン始動および発電システムの全体構成に関して次に述べられる。第１の実施形態は、以下で詳細に述べられる少なくとも２つの態様を含む。

第１の実施形態のＳ／ＧおよびＩＣＣエンジン始動および発電システム５０は、Ｓ／Ｇ１００およびＩＣＣ２００を含む。図１、図２、および図５に示すように、Ｓ／Ｇ１００は、主機械１１０、励磁器１２０、およびＰＭＧ１３０である３つの電気機械の組合せである。この構成は、３機械セットと呼ばれる。主機械１１０は、第１の実施形態の１つの考えられる実施態様において突極型同期機械であってよい。主機械１１０の固定子１１２は、ＩＣＣ２００の主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１０に接続する。主機械１１０の回転子１１４は、主回転子１１４の軸１１８の内側に位置する全波または半波回転整流器１１６の出力に接続する。励磁器回転子１２２は、回転整流器１１６の入力に接続する３相巻線を有し、励磁器固定子１２４は、ＤＣ巻線と、図２に示す接触器２２０を介してＩＣＣ２００の励磁器ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１２に接続する３相ＡＣ巻線とを含み、それにより図２は、主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１０および励磁器ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１２を構成するコンポーネントを強調したＳ／ＧおよびＩＣＣシステム５０のブロック図を提供する。

図２に示すＩＣＣ２００は、２つのＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ、すなわち主ブリッジ２１０および励磁器ブリッジ２１２を含む。主ブリッジ２１０および励磁器ブリッジ２１２はそれぞれ、主インバータ／コンバータおよび励磁器インバータ／コンバータとも呼ばれる。それぞれは、デジタル制御アセンブリによって制御される。主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１０を制御するアセンブリは、主デジタル制御アセンブリ２３０と呼ばれる。あるいは、アセンブリは、始動モードにおいて、スタータインバータデジタル制御アセンブリとも呼ばれ、発電モードにおいて、発電機コンバータ制御アセンブリとも呼ばれる。励磁器ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１２を制御するアセンブリは、励磁器デジタル制御アセンブリ２４０と呼ばれる。あるいは、アセンブリは、始動モードにおいて、励磁器インバータデジタル制御アセンブリと、発電モードにおいて、励磁器コンバータデジタル制御アセンブリとも呼ばれる。主デジタル制御アセンブリ２３０は、その組み込みソフトウェアと共に、主ブリッジ２１０を制御し、主ブリッジ２１０は、始動モードにおいてＳ／Ｇを駆動するＡＣ電力を発生し、発電モードにおいてＡＣ電力を航空機に関して要求されるＤＣ電力に変換する。この著しく統合化された手法によって、従来のＳ／Ｇシステムと比較して、軽量で、簡単で、信頼性のあるシステムがもたらされる。

図６Ａおよび６Ｂは、第１の実施形態のＩＣＣ２００の詳細等角図であり、ＩＣＣ２００は、航空機内の客室上に嵌合することができるハウジング６００内にパッケージングされてもよい。ハウジング６００内には、コールドプレート６１０（熱の消散および／または除去用）、主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１０、励磁器ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１２、主および励磁器デジタル制御アセンブリ２３０、２４０、フィルタキャップアセンブリ６２０、センスアセンブリ６３０、および２７０ＶＤＣ出力端子ブロック６４０（航空機内の他のコンポーネントに２７０ＶＤＣ電力を供給するために、ハウジング６００の外側表面上に設けられる）がある。

Ｓ／ＧおよびＩＣＣエンジン始動および発電システム５０は、２つの動作モード、すなわち始動モードおよび発電モードを有する。始動モードでは、Ｓ／ＧおよびＩＣＣシステム５０は、別個の電力源ＶＤＣ６０から電力供給され、それにより別個の電力源ＶＤＣ６０への接続が、図１および図２に示される。主機械１１０は、始動モードにおいて３相巻線形界磁突極型同期電動機として働く。同期電動機の軸においてトルクを生成するために、２つのことが起こらなければならない。第１は、３相交流電流を主固定子１１２の３相巻線に入力することであり、第２は、励磁電流を主回転子１１４に供給することである。主固定子１１２に対する電流の周波数は、主機械の速度に比例するように供給される。３相交流電流は、主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１０によって供給される。３相電流によって供給される回転磁界は、主回転子１１４によって発生された磁界と相互作用し、そのため主回転子１１４の軸において機械的トルクが生成される。

主回転子１１４に励磁電流を供給することは、以下の理由により、従来の発電システムでは難題である。始動の開始時に、どの同期機械ベースの励磁器も電力を発生しない。低速時に、同期機械ベースの励磁器は、主回転子に電力供給するのに十分な電力を発生することができない。これは、いずれの同期ベース励磁器の場合も、そのＤＣ励磁巻線が、電力を回転子巻線に伝えないからである。実際に、従来の発電システムの場合、電力は、軸上の機械的エネルギーから伝えられることができるだけである。したがって、エンジンを始動するために、主回転子励磁電流を発生する電力は、励磁器固定子１２４からもたらされなければならない。換言すれば、始動モード中の励磁用のエネルギーは、励磁器１２０の空隙を交差する。明らかに、回転変圧器が望ましい。逆に、発電モードでは、主機械１１０は、３相巻線形界磁突極型同期発電機として働く。電気を生成するために、１つのこと、すなわち励磁電流を主回転子１１４に供給することが起こる。従来の同期励磁器は、この目的で利用されることができる。異なるモードは、励磁用の異なる電力源を要求する。１つのモードは、励磁器固定子１２４内にＡＣ３相電流を必要とし、他のモードは、励磁器固定子１２４内にＤＣ電流を必要とする。

第１の実施形態の第１の態様は、上述した問題に対する解決策である。解決策は、ＩＣＣ内に位置する接触器２２０と連携して働く２重機能励磁器固定子である。接触器をその適切な位置に切換えることによって、励磁器固定子の巻線は、始動モード中にＡＣ３相巻線に構成される。このモードでは、ＡＣ３相巻線を有する励磁器固定子１２４および別のＡＣ３相を有する励磁器回転子１２２は、誘導励磁器を形成する。ＩＣＣ内の励磁器デジタル制御アセンブリ２４０によって制御されて、ＡＣ３相巻線の位相シーケンスの方向が、機械軸の方向と逆になる。そのため、誘導励磁器は、その制動モードで動作する。発電モードでは、励磁器固定子１２４内の巻線は、ＤＣ巻線に構成される。ＤＣ巻線を有する励磁器固定子１２４およびＡＣ３相巻線を有する励磁器回転子１２２は同期励磁器を形成する。励磁器に対していかなるサイズおよび／または重量も付加することなく、構成されたＡＣおよびＤＣ巻線は、それぞれ始動モード中と発電モード中に励磁器回転子１２２と励磁器固定子１２４との間の空隙に必要な回転磁界を発生する。さらに、ＡＣ巻線は、始動モード中に励磁器固定子１２４から励磁器回転子１２２に電力を伝える。

始動モードと発電モードの両方において、主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１０のＩＧＢＴ２１５が転流するときはいつでも、主回転子１１４の機械的位置情報が、電力スイッチ転流に必要とされるようになる。従来から、機械式位置センサが、位置情報を提供する。このセンサは、航空機上の厳しい環境に対処するのに十分な位置精度、機械的完全性、および熱能力を有する。光学エンコーダとホールセンサは共に、航空機用の環境要件を満たすことができない。レゾルバは、実際に、これらの要件を満たす。しかし、レゾルバセンサは、その機械的な支持およびパッケージング構造と共に、システムに対してかなりの重量とサイズを付加する。

本発明の第１の実施形態の第２の態様は、機械式位置センサをなくすことを対象とする。図２に示され、また、図３および４で詳細に示されるように、センサレス回転子位置信号θ、ω_c（回転子位置、回転子速度）は、主デジタル制御アセンブリ２３０によって生成される。回転子位置信号は、主デジタル制御アセンブリ２３０内の組み込みソフトウェアによって、Ｓ／Ｇの電圧および電流で構築される。発電モード用のセンサレス手法は始動モードの部分集合であるため、詳細な説明は、本出願の後半部分の始動モードに関連する第１の実施形態において提供される。

始動モードにおいて動作するＳ／ＧおよびＩＣＣシステム５０に相当する本発明の第２の実施形態が、次に述べられる。第２の実施形態には５つの態様が存在し、以下で詳細に述べられる。

図３は、始動モードにおけるＳ／ＧおよびＩＣＣシステム５０のブロック図を示す。３つの電気機械、すなわち、主同期電動機１１０、誘導励磁器１２０、およびＰＭＧ１３０が存在する。主同期電動機１１０および誘導励磁器１２０は、始動モードにおいて重要な役割を果たす。主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１０は、ＤＣ入力電力（たとえば２７０Ｖｄｃ）をＤＣバスから受け取り、ＤＣ電力をＡＣ電力に反転させる。インバータによって発生した３相ＡＣ電流は、主同期電動機１１０に送られる。ＡＣ電流を発生するためのゲート信号は、スタータインバータデジタル制御アセンブリ２３０によって制御される。スタータインバータデジタル制御アセンブリ２３０は、位相ａ電流、位相ｂ電流、およびＤＣバス電圧を測定する。位相ａ電流および位相ｂ電流は、主デジタル制御アセンブリ２３０内の組み込みソフトウェアによって実現されるクラーク変換を使用することによって同期静止フレーム内のα電流およびβ電流に変換される。α軸は、主固定子の位相ａ巻線の中央に位置するａ軸に一致し、一方β軸は、所定空間内でα軸より電気的に９０°進む。α電流およびβ電流は、さらに、同じ組み込みソフトウェアによって実現されるパーク変換を使用することによって同期回転フレーム内のｄ電流およびｑ電流に変換される。ｄ軸は、主回転子１１４の励磁巻線の軸に整列し、一方ｑ軸は、所定空間内でｄ軸より電気的に９０°進む。

図３に示すように、２つの電流調節ループ、すなわちｄループおよびｑループが存在する。ｄループおよびｑループの出力は、空間ベクトルパルス幅変調（ＳＶＰＷＭ）に送られる前に、逆パーク変換を使用することによって元のα電圧およびβ電圧に変換されるｄ電圧およびｑ電圧である。パーク変換および逆パーク変換を実施するために、主回転子位置角度が決定される。αおよびβ電圧は、ＩＧＢＴスイッチ用のゲート信号を発生するＳＶＰＷＭへの入力である。スイッチング周波数は、１４ｋＨｚまたはある他の適切な周波数に設定されることができる。

図３に示すように、スタータインバータデジタル制御アセンブリ２３０と同様に、励磁器インバータデジタル制御アセンブリ２４０もまた、クラーク変換、パーク変換、および逆パーク変換を有する。同様に、励磁器インバータデジタル制御アセンブリ２４０は、ｄおよびｑ電流調節ループを有する。ゲート信号は、その対応するＳＶＰＷＭによって生成される。先に述べたように、励磁器ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１２または励磁器インバータの基本周波数は、１２５０Ｈｚまたはある他の適切な周波数に固定され、また励磁器１２０は、その回転子１２２および固定子１２４上に突極性を有さないため、回転子位置情報は、式２πｆｔ（ｆ＝１２５０Ｈｚであり、ｔは時間である）を使用することによって、模擬的に構築されることができる。これは、主インバータと異なる、すなわちリアルタイムの回転子位置情報は、この場合必要とされない。励磁器インバータのＳＶＰＷＭスイッチング周波数は、１つの考えられる実施態様では１０ｋＨｚであり、それにより本発明の精神および範囲内に留まったままで、他の適切に選択されたスイッチング周波数が利用され得る。

第２の実施形態の第１の態様は、誘導励磁器である。始動モードにおいて、励磁器１２０は、その制動モードで動作する誘導機械として構成される、または別法として述べられるように、励磁器１２０は、３相回転変圧器のように働く。励磁器固定子１２４の３相巻線は、励磁器回転子１２２において３相電圧を誘導する回転磁界を発生する。回転磁界の方向は、主機械１１０の回転方向と反対になるように制御される。こうして、励磁器回転子１２２内の電圧の周波数は、始動モード中に回転子速度と共に増加する。外部電力源からのＤＣ電力は、励磁器ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１２によって、３相１２５０Ｈｚ電力（または、ある他の適切な周波数）に変換される。その電力は、空隙を交差し、励磁器回転子１２２の巻線に伝えられる。３相電圧は、その後、主発電機の回転子軸の内部の回転整流器１１６によって整流される。整流された電圧は、励磁電力を主機械１１０の回転子１１４に供給する。回転子速度がエンジンアイドル速度に達すると、始動モードは終了し、発電モードが始まる。励磁器回転子１２２は、励磁器固定子１２４と回転子軸１１８の両方からエネルギーを受け取る。ゼロ速度において、全てのエネルギーは、励磁器固定子１２４からもたらされる。軸１１８からのエネルギーは、回転子速度の増加と共に増加する。

第２の実施形態の第２の態様は、その組み込みソフトウェアと共にデジタル制御アセンブリ２３０によって、主回転子位置情報を構築することについてのセンサレス実施態様である。このセンサレス実施態様は、２つの部分、すなわちａ）高周波注入センサレス推定、およびｂ）電圧モードセンサレス推定を含む。高周波注入センサレス推定は、０ｒｐｍから、たとえば８０ｒｐｍなどの予め決めた低速度までカバーする。電圧モードセンサレス推定は、８０ｒｐｍなどの速度から、エンジンがそのカットオフ速度に引き込まれる１４，４００ｒｐｍなどの高い回転速度までカバーする。上述した電圧モードセンサレスを含むほとんどの他のセンサレス方法は、基本的に逆起電力（ｂａｃｋ−ＥＭＦ）に依存するため、ゼロおよび低速度においてうまくいかない。高周波注入法は、逆起電力に依存しない。したがって、その方法は、０から、８０ｒｐｍなどの予め決めた低速度までの速度について使用することが可能である。したがって、主同期機械の０ｒｐｍおよび低速度における回転子位置推定が達成される。センサレスの実際の実現が以下で述べられる。

図３に示すように、主機械１１０の速度が、８０ｒｐｍまたは主機械１１０の周波数ｆ₀＜＝８Ｈｚ未満である間に、一対の５００Ｈｚ正弦波形電圧Ｖα_i、Ｖβ_iが、ＳＶＰＷＭの入力に重ね合わされる。この５００Ｈｚ周波数は、搬送波周波数と呼ばれる。本発明の精神および範囲内に留まりながら、他の適した搬送波周波数が利用されてもよい。図３では、この搬送波周波数は、シンボルω_cで表される。これら２つの重ね合わされた電圧に対するそれぞれの相の電流の応答は、回転子位置情報を含む。

主固定子の各位相電流は、いくつかの成分を有する。図３に示すように、位相ａ電流および位相ｂ電流は、クラーク変換によってα軸およびβ軸に変換される。α電流およびβ電流は、ωτの周波数を有する基本成分、ω_cの周波数を有する正のシーケンス成分、および２ωτ−ω_cの周波数を有する負のシーケンス成分を含む。正のシーケンス成分ω_cは、回転子位置情報を全く含まないため、役に立たない。したがって、この成分は完全に除去される。図３に示すように、α電流およびβ電流は、−ω_cｔ°だけ回転する。そのため、正のシーケンス成分は、ＤＣ信号になり、ＤＣ信号は、その後２次ハイパスフィルタまたは何らかの他のタイプの（たとえば、１次または３次以上の）ハイパスフィルタによってなくされる。残りの成分、すなわち基本周波数成分および負のシーケンス成分は、回転子情報を含む。しかし、回転子位置は、ゼロ速度また同様に基本成分がそこでは非常に弱いゼロおよび低速度で基本電流を機械に適用する前に決定される。回転子位置情報を確実に抽出することができる唯一の成分は、負のシーケンス成分である。先の回転後に、成分の周波数は、２ωτ−２ω_cに変化する。別の回転、２ω_cｔが、その後、デジタル制御アセンブリ２３０によって実施される。回転の出力は、６次ローパスフィルタまたは何らかの他の適したローパスフィルタ（たとえば、１次、２次、…、または５次ローパスフィルタ）を通過する。β電流の残りの信号を表すのにｉβ₂θ、α電流の残りの信号を表すのにｉα₂θを使用して、角度

が得られる。残念ながら、上記角度の周波数は、基本周波数の２倍の周波数を有し、そのためパーク変換および逆パーク変換に対して直接使用されることができない。上記角度を回転子位置角度に変換するために、θ’が、南極領域に対して北極下にあるか、北極領域に対して南極下にあるかが検出される。θ’が、南極領域に対して北極下にある場合、角度は、
θ＝θ’
であり、θ’が、北極領域に対して南極下にある場合、角度は、
θ＝θ’＋π
である。この角度は、図７に示すように、その後ｄおよびｑ電流調節ループ内のパーク変換および逆パーク変換において利用される。図３に示すように、バンドストップフィルタ（図３に示す５００Ｈｚフィルタ、それにより本発明の精神および範囲内に留まったままで他のストップバンド周波数が利用されてもよい）が、クラーク変換とパーク変換との間に設置されて、ｄおよびｑ電流調節ループに関する搬送波周波数の擾乱がなくなる。

この高周波注入センサレス法は、ゼロまたは低速度でうまく働く。しかし、方法は、周波数が搬送波周波数に近いまたはそれより高い速度に関してうまく働かない。したがって、速度が８０ｒｐｍなどの一定の閾回転速度を越える場合には、別のセンサレス法が利用される。この方法は、電圧モードセンサレス法であり、以下で説明される。

電圧モードセンサレス法の実現は、以下によって達成される。方法は、誘導電動機とＰＭ電動機において使用されてきたが、固定子自己インダクタンスが一定でなく、代わりにインダクタンスが回転子の位置の関数であるため、突極型同期機械に適用されなかった。β磁束鎖交数／α磁束鎖交数のアークタンジェントによって回転子角度を生成するのに使用される、同期静止フレームにおける従来のαおよびβ磁束鎖交数の式は、インダクタンスが常に変化するために、突極巻線形界磁同期機械に使用するのに実用的ではない。この問題を解決するために、第２の実施形態では、一対の模擬磁束鎖交数λ’αおよびλ’βならびにそれらの式が、導出される。

式中、Ｒ_sおよびＬ_qは、それぞれ主固定子抵抗およびｑ軸同期インダクタンスである。機械パラメータは共に一定である。幸いにも、λ’αおよびλ’βは、それぞれαおよびβ磁束鎖交数に整列し、角度

は、実際には、機械速度が８０ｒｐｍなどの閾回転速度を越えるとパーク変換および逆パーク変換のために使用されることができる回転子角度である。式は、デジタル制御アセンブリ２３０の組み込むソフトウェアで実施されることができる。この手法は、機械速度が一定の回転速度、たとえば８０ｒｐｍを越える間、確実な回転子位置角度推定を可能にする。

第２の実施形態の第２の態様によれば、２つの別個の方法、すなわち高周波注入センサレス法と電圧モードセンサレス法の組合せは、同期機械ベースのスタータの全速度範囲にわたって十分な精度で回転子位置情報を提供する。

第２の実施形態の第３の態様は、適切に処理される主インバータの電圧飽和問題を対象とする。始動中、主機械１１０上の主インバータによって印加される電圧は、速度に比例し、逆起電力と主機械１１０の内部インピーダンスに関する電圧降下のベクトル和に一致する。インバータによる最大印加可能電圧は、ＤＣバス電圧である。ベクトル和がＤＣバス電圧に等しくなると、インバータ電圧が飽和する。飽和が起こると、主機械１１０の速度は、それ以上高くなることができず、ｄおよびｑ電流調節ループは制御を失う。しばしば、インバータは、過電流になり、遮断される。第２の実施形態で提供される解決策は、自動界磁低減化手法を使用することである。主デジタル制御アセンブリ２３０は、励磁器デジタル制御アセンブリ２４０に送出される線路間電圧Ｖ_abおよびＶ_bcを測定する。クラーク変換が、これらの２つの線路間電圧に適用される。変換の２つの出力のベクトル和は、図３に示すように、自動界磁低減化ループのフィードバックとして使用される。ＤＣバス電圧は、分解され、制御ループ用の参照として使用される。自動界磁低減化制御ループは、インバータ電圧が飽和することを防止し、したがって主インバータ電流調節ループが制御を失い、遮断することを防止する。

第２の実施形態の第４の態様は、インバータ電圧が飽和している間に、高速で高い電力密度を達成するために、自動界磁低減化を力率が１付近の力率制御方式と組み合せることである。限定としてではなく例として、１付近は、０．９以上で１．０未満の力率に相当する。自動界磁低減化は、空隙界磁を維持しながら、１付近の力率領域で動作するように主機械１１０を押しやる所定のｄ軸電流プロファイルが印加される。以下の式において理解されるように、自動界磁低減化のために、さらに項ωＬ_md（ｉ_f＋ｉ_d）は、一貫して有意であり、項ωＬ_mqｉ_dｉ_qも有意になる。これは、Ｓ／Ｇの電力密度
Ｐ＝ωＬ_md（ｉ_f＋ｉ_d）ｉ_q−ωＬ_mqｉ_dｉ_q
を著しく増加させる。式中、Ｐおよびωは、それぞれ電気機械的電力および回転子速度であり、Ｌ_mdおよびＬ_mqは、それぞれｄおよびｑ励磁インダクタンスである。

第２の実施形態の第５の態様は、ベース速度未満の速度におけるトルク密度の増加を対象とする。先に述べたように、第２の実施形態では、主インバータデジタル制御アセブリ２３０内に２つの電流調節ループが存在する。一方はｄ軸ループであり、他方はｑ軸ループである。一般に、ｑループはトルク発生を制御し、ｄループは空隙内の界磁を制御する。この手法は、ベクトル制御手法とも呼ばれる。高いトルク密度を達成するために、十分な回転子励磁電流ｉ_fおよびトルク発生電流ｉ_qを印加することによって、機械が磁気飽和領域に追いやられる。しかし、電流が一定レベルに達した後、電流ｉ_q、ｉ_d、およびｉ_fの大きさがどれだけ増加しようとも、機械が磁気飽和しているため、トルクは同じままである。救済策は、機械のリラクタンストルクを最大にするために、本発明のベクトル制御機構を利用することである。機械によって発生する電気機械的トルクは、
Ｔ＝Ｌ_md（ｉ_f＋ｉ_d）ｉ_q−Ｌ_mqｉ_dｉ_q
である。式中、Ｌ_mdおよびＬ_mqは、それぞれｄおよびｑ励磁インダクタンスである。機械が磁気飽和すると、項Ｌ_md（ｉ_f＋ｉ_d）は一定になる。したがって、リラクタンストルクを発生する方法は、負のｉ_dを機械に印加することである。ｉ_d＝ＩｓｉｎδとＩ_q＝Ｉｃｏｓδを知り、上記式に対して最適化を実施すると、ｉ_d電流の最適プロファイル

に到達する。式中、λ_iは、機械の内部磁束鎖交数である。本発明者等によって実施されたシミュレーションに基づいて、ベクトル制御の入力にｉ_dプロファイルを適用することによって、約３８％のトルク増加が達成されることができる。要約すると、ベクトル制御が設定され、適切なｉ_d電流プロファイルが得られることによって、機械のトルク密度は劇的に増加する。

本発明の第３の実施形態が以下で説明される。第３の実施形態は、最大効率の発電を達成するためのＩＣＣの構成および制御に関し、したがってＳ／ＧおよびＩＣＣシステム５０の発電モードに適用可能である。

図２に示す発電モードでは、主機械１１０は同期発電機になり、励磁器１２０は同期発電機になる。ＰＭＧ１３０は、図示する整流器ブリッジを通して励磁器コンバータに電力を供給する。励磁器コンバータは、図４に示すように、励磁器ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ２１２内に２つのアクティブＩＧＢＴ／ダイオードスイッチを含む。そのゲートに実線を有するＩＧＢＴ／ダイオードスイッチは、励磁器コンバータに使用されるスイッチである。これらは、ＩＧＢＴスイッチ番号１およびＩＧＢＴスイッチ番号４である。発電モード中に、ＩＧＢＴ１はＰＷＭモードにあり、ＩＧＢＴ４は常にオンである。残りの他のＩＧＢＴはオフである。番号２のダイオードは、フリーホイーリングに使用される。ＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ４、およびダイオード２と励磁器固定子巻線を足したものは、ＤＣバス電圧、たとえば２７０Ｖｄｃを同期励磁器の所望の励磁電流を発生する電圧にステップダウンする降圧コンバータを形成する。

第１の態様は、イナクティブおよびアクティブ整流構成可能性に関する。励磁器コンバータデジタル制御アセンブリ２４０および主コンバータデジタル制御アセンブリ２３０によって制御され、主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジは、用途に応じてイナクティブ整流器またはアクティブ整流器になることができる。電力の流れが単一方向を有するだけである用途の場合、ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジは、主コンバータデジタル制御アセンブリ２３０によってダイオード作動ブリッジに構成される。電力の流れが双方向を有する用途の場合、ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジは、同じデジタル制御アセンブリによってＩＧＢＴおよびダイオード作動ブリッジに構成される。電力の流れ方向がＩＣＣから負荷へ向かうとき、Ｓ／ＧおよびＩＣＣシステムは、発電モードにある。電力の流れ方向が負荷からＩＣＣへ向かうとき、システムは、いわゆる回生モードにあり、回生モードは、実際には運転モードである。イナクティブ整流では、主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジとも呼ばれる、主インバータのＩＧＢＴスイッチ内の固有ダイオードだけが利用される。電圧調節は、励磁器コンバータデジタル制御アセンブリ２４０内の組み込みソフトウェアによって達成され、発電機コンバータデジタル制御アセンブリ２３０は、図４に示すように、主インバータ内のＩＧＢＴをオフに維持する。ＰＯＲの電圧を制御する３つの制御ループが存在する。最も内側のループは電流調節器である。測定された励磁電流はフィードバックであり、ＡＣ電圧調節器の出力は参照である。電流調節器は、励磁電流を指令されたレベルに制御する。次のループは、ＡＣ電圧ループである。図４に示すように、フィードバック信号は、ｍａｘ｛｜Ｖ_ab｜，｜Ｖ_bc｜，｜Ｖ_ca｜｝である。参照は、ＤＣ電圧調節器の出力である。ＡＣ電圧ループは、負荷無し過渡状態中に調節点（ｐｏｉｎｔ−ｏｆ−ｒｅｇｕｌａｔｉｏｎ、ＰＯＲ）のＤＣ電圧を所望の範囲内に維持するのに重要な役割を果たす。最後の制御ループは、ＤＣ電圧ループである。ＰＯＲにおける測定電圧は、参照電圧２７０Ｖｄｃと比較される。誤差は、対応するデジタルコントローラ内の補償調節器に入る。こうして、ＰＯＲのＤＣ電圧が調節される。

先に述べたように、回生が要求される発電用途の場合、主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジは、アクティブ整流器に構成されるであろう。こうした構成では、電圧調節は、以下のように実現される。図４に示すように、励磁器デジタル制御アセンブリ内の組み込みコードと主デジタル制御アセンブリ内の組み込みコードは共に、イナクティブ整流のものと異なって構築される。励磁器側に関する制御に関して、励磁電流ループは、ＰＩ制御ループだけになる。制御ループの参照は、ＤＣ負荷電流の関数であるルックアップテーブルによって生成される。テーブルは、考えられる最小値に主固定子の電流が近づくように生成される。主側外部制御ループに関する制御は、ＤＣ制御ループである。参照は２７０ＶＤＣであり、フィードバック信号はＰＯＲ電圧である。図４に示すように、制御ループは、ＤＣ出力電力のフィードフォワードがＰＩコントローラの出力に付加された状態のＰＩコントローラである。ＤＣ出力電力は、ＤＣ出力電流とＰＯＲ電圧の積に等しい。フィードフォワード信号とＰＩコントローラの出力の和は、内部制御ループ（同様に、ＰＩコントローラである）用の参照として利用される電力コマンドである。フィードバック信号は、図４に示すように、発電機の電圧と電流を使用することによって計算される電力である。内部制御ループの出力は、図８で定義され、ＳＶＰＷＭベクトルＶ_d ^*およびＶ_q ^*を生成するのに利用される電圧角度θ_vである。２つのベクトルは、パーク逆変換の入力である。変換の出力は、図４に示すように、ＳＶＰＷＭの入力である。

第３の実施形態の第２の態様は、ＩＧＢＴ発電モード動作の最適効率を達成するために、自動界磁修正と過変調を組み合せるＩＧＢＴコンバータの制御に関する。

図４に提示したように、Ｖ_d ^*およびＶ_q ^*は、式
Ｖ^* _d＝｜Ｖ^*｜ｓｉｎθ_v
Ｖ^* _q＝｜Ｖ^*｜ｃｏｓθ_v
によって計算される。式中、｜Ｖ^*｜＝Ｖｍａｇである。効率を最適化するために、まずＶｍａｇが、１ｐｕになるように選択され、そのためコンバータが、完全に過変調領域内に押しやられ、ＳＶＰＷＭによってもたらされるＩＧＢＴスイッチングが完全に低下する。これは、ＩＧＢＴスイッチング損失を最小にする。ＩＧＢＴは、位相シフトスイッチングのように働く。Ｖｍａｇが一定であるため、電力ループは、角度θｖを調整することによって電力を調節する。負荷がゼロになると、θｖはゼロに近づき、負荷が増加すると、θｖは、図８に示すように増加する。

最適化された効率を達成する第２の因子は、励磁器界磁電流を最適化することであるため、ｉ_d電流が最小になる。こうして、ＩＧＢＴの伝導損および発電機の銅損が最小になる。励磁器界磁電流は、ＤＣ負荷電流に直接関係していることが分かる。ＤＣ負荷電流が高ければ高いほど、高い励磁器界磁電流が必要とされる。最小の励磁器界磁電流を達成するために、ルックアップテーブルが、測定によって生成される。ルックアップテーブルの入力はＤＣ負荷電流であり、ルックアップテーブルの出力は励磁器固定子の励磁器界磁電流のコマンドである。テーブルは、それぞれのＤＣ負荷電流点について、ｉ_d電流がその最小値にあるときに最適励磁器界磁電流が見出されるように生成される。こうした制御方法は、Ｓ／ＧおよびＩＣＣシステムの最適効率を達成するだけでなく、発電モードから回生モード、すなわち運転モードへ作動点が容易に揺動することができるような効果的な手法を提供する。こうして、ＤＣバス上の過剰なエネルギーを発電機に最速の方法で送り返すことが達成される。第３の実施形態の第３の態様は、発電モード中のＩＧＢＴ転流手法を提供することを対象とする。ＩＧＢＴの転流は、始動モードで使用される同様のセンサレス手法であるセンサレス電圧モードに基づく。しかし、動作モードが、ダイオードだけのモードとＩＧＢＴモードとの間で変わるため、回転子位置角度は、ＩＧＢＴモードに入る前に決定される。ＶαおよびＶβは、ＳＶＰＷＭコマンドからではなく、線路間電圧測定から直接得られる。

第３の実施形態の第４の態様は、バス電圧を同時に調節しながら、ＤＣバス上の過剰なエネルギーを機械内に吸収して回生を達成することを対象とする。発電モード中に、負荷によって生成された過剰なエネルギーが存在する可能性がある。こうした過剰なエネルギーは、ＤＣバス電圧を上昇させる。このエネルギーは、本発明の過変調ＳＶＰＷＭによって提供される回生手法によって機械によって吸収されることができる。この状況の間、図８に示すように、主インバータデジタル制御は、電圧角度θｖの方向を反転させ、主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジを運転モードに押しやる。こうして、電力の流れの方向が反転される。電力は、負荷から機械へ流れる。過変調は、ＩＧＢＴがスイッチングしないようにさせ、したがってスイッチング損失を最小にする。本発明のこの態様は、主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジが発電モードから回生モードへ、またその逆へ揺動する高速法を提供する。

こうして、本発明の実施形態が詳細に述べられた。本発明の他の実施形態は、本明細書に開示された本発明の仕様および実践法を考慮することによって、当業者に明らかになるであろう。仕様および例は、例としてだけ考えられることが意図される。

５０Ｓ／ＧおよびＩＣＣエンジン始動および発電システム
６０電力源ＶＤＣ
１００Ｓ／Ｇ
１１０主機械
１１２主固定子
１１４主回転子
１１６全波または半波回転整流器
１１８回転子軸
１２０励磁器
１２２励磁器回転子
１２４励磁器固定子
１３０ＰＭＧ
２００ＩＣＣ
２１０主ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ
２１２励磁器ＩＧＢＴ／ダイオードブリッジ
２２０接触器
２３０主デジタル制御アセンブリ
２４０励磁器デジタル制御アセンブリ
６００ハウジング
６１０コールドプレート
６２０フィルタキャップアセンブリ
６３０センスアセンブリ
６４０２７０ＶＤＣ出力端子ブロック

Claims

航空機用始動および発電システムであって、
主機械、励磁器、および永久磁石発電機を含むスタータ／発電機と、
前記スタータ／発電機を制御するコントローラと、
を備え、
前記スタータ／発電機は、前記航空機の原動機を始動する始動モードにおいてスタータとして動作し、また、前記原動機が始動した後に前記航空機の他のコンポーネントに電力を供給するために、前記原動機から電力を発生させる発電モードにおいて発電機として動作するように構成され、
前記始動モードにおいて、前記コントローラは、前記スタータの動作状態のセンサレス推定を実施し、
前記コントローラは、
ａ）前記スタータが所定の速度未満で回転するときに、前記スタータの前記動作状態のセンサレス推定を実施する高周波注入推定ユニット、および、
ｂ）前記スタータが前記所定の速度以上で回転するときに、前記スタータ／発電機の前記動作状態のセンサレス推定を実施する電圧モードセンサレス推定ユニット
を含み、
前記コントローラは、前記スタータの位相ａ電流および位相ｂ電流を決定する手段を備え、
前記決定する手段は、空間ベクトルパルス幅変調ユニットを含み、
前記高周波注入推定ユニットは、
空間ベクトルパルス幅変調ユニットへの入力上に一対の正弦波形を重ね合わせる手段と、
空間ベクトルパルス幅変調ユニットの入力上に重ね合わされた前記一対の正弦波形に対する前記位相ａ電流および前記位相ｂ電流の応答を決定する手段と、
を備え、
前記スタータの回転子位置情報は、前記応答を決定する手段の結果として取得される、
航空機用始動および発電システム。
前記一対の正弦波形は、互いに直交し、かつ、同じ搬送波周波数である請求項１に記載の航空機用始動および発電システム。
前記電圧モードセンサレス推定ユニットは、
αおよびβ模擬磁束鎖交数であって、α軸が、前記スタータ／発電機の主固定子の位相ａ巻線に相当し、β軸が、前記α軸より９０°進んだ軸に相当するように定義される、αおよびβ模擬磁束鎖交数を導出する手段と、
前記αおよびβ模擬磁束鎖交数から、前記スタータの回転角度を決定する手段と、
を備える、請求項１に記載の航空機用始動および発電システム。
前記αおよびβ模擬磁束鎖交数は、λα’およびλβ’として定義され、
前記スタータの回転角度θは、式
θ＝ｔａｎ^-1（λβ’／λα’）
によって決定される、
請求項３に記載の航空機用始動および発電システム。
前記主機械はインバータを含み、
システムは、自動界磁低減化制御ループを含む自動界磁低減化ユニットであって、前記インバータから取得された線路間電圧を測定し、前記線路間電圧にある変換を適用し、前記変換の出力のベクトル和を実施し、前記ベクトル和をフィードバック信号として前記自動界磁低減化制御ループにフィードバックするように構成される、自動界磁低減化ユニットをさらに備え、
前記自動界磁低減化制御ループは、前記インバータに対して設けられて、前記インバータを前記始動モード中に飽和させないようにする、
請求項２に記載の航空機用始動および発電システム。
前記主機械を、１付近の力率領域で動作させるために、前記主機械について所定の電流プロファイルを適用するように構成された１付近の力率制御ユニットをさらに備える請求項５に記載の航空機用始動および発電システム。
前記所定の電流プロファイルは、前記機械の回転子と前記主機械の固定子との間の空隙内の磁界を制御するｄ軸電流プロファイルである、請求項６に記載の航空機用始動および発電システム。