CN102106070A - 交流直流变换装置、交流直流变换装置的控制方法、电动机驱动装置、压缩机驱动装置、空气调节器、热泵式热水供应器 - Google Patents

交流直流变换装置、交流直流变换装置的控制方法、电动机驱动装置、压缩机驱动装置、空气调节器、热泵式热水供应器 Download PDF

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Abstract

廉价地抑制高次谐波电流来改善功率因数，并且使电抗器小型化。具备：整流器(2)，经由电抗器(5)连接到交流电源；多个电容器(6、7)，串联连接在整流器(2)的输出端子间；第1开关部件(3)，连接在整流器(2)的一个输入端子与多个电容器的连接点之间；第2开关部件(4)，连接在整流器(2)的另一个输入端子与多个电容器的连接点之间；以及多个二极管(10、11)，与多个电容器反并联连接。

Description

交流直流变换装置、交流直流变换装置的控制方法、电动机驱动装置、压缩机驱动装置、空气调节器、热泵式热水供应器
技术领域
本发明涉及一种将交流变换为直流的装置。
背景技术
以往，作为以“获得一种能够降低输入电流的高次谐波成分并将功率因数改善为最佳的直流电源装置。”为目的的技术，提出了“当交流电源的交流电压通过零点时，从该通过时刻起在预先设定的第1延迟时间之后使开关部件进行闭合动作，并且从该通过时刻起在预先设定的第2延迟时间之后使开关部件进行开启动作。”这样的技术(专利文献1)。
另外，作为以“通过将进行开关的次数减少为所需最小限度的开关次数，降低控制中的处理的速度，改善功率因数，降低高次谐波，并实现低成本化。”为目的的技术，提出了“具备：整流电路2，对交流电源1的电压进行整流；平滑电容器4，使来自整流电路2的输出电压平滑；开关部件6，配置在比平滑电容器4更靠近交流电源1侧；电抗器3，配置在比开关部件6更靠近电源侧；负载量检测部件10，检测与平滑电容器4并联连接的负载的负载量；以及控制部件8，与交流电源1的电源周期同步地，在电源半周期中以与负载量相应的开闭时间对开关部件至少进行两次开闭控制。”这样的技术(专利文献2)。
另外，作为以“提供一种电源装置，能够以简易的结构进行功率因数改善且解除高次谐波限制，并且平滑地调整从全波整流所致的电压到倍压整流所致的电压以上为止的宽范围的输出电压。”为目的的技术，提出了“在电源装置中设置：开关SW1，连接在整流电路2的一个输入端与倍压整流用电容器4、5间的连接点之间；以及开关SW2，连接在整流电路2的另一输入端与电容器4、5间的连接点之间。在动作模式1中，从电源电压的零交叉(zero cross)时刻起只在根据输出电压而变化的接通期间的期间将开关SW1连续地控制为接通(ON)，并且将开关SW2始终控制为断开(OFF)。在动作模式2中，从电源电压的零交叉时刻起只在接通期间的期间将开关SW1连续地控制为接通，并且将开关SW2始终控制为接通。”这样的技术(专利文献3)。
另外，作为以“提供一种变频空气调节器(inverter airconditioner)，能够以简单的结构来实现高功率因数、高次谐波抑制以及由输出电压的可变范围的扩大所致的压缩机的最高转速增加。”为目的的技术，提出了“具备：电容器电路，连接在整流电路的两个输出端之间；第1开关部件7，连接在整流电路的一个输入端与所述电容器电路内的一个连接点之间；以及第2开关部件8，连接在整流电路2的另一个输入端与所述电容器电路内的连接点之间，其中，通过适当地切换所述第1以及第2开关部件7、8，同时实现高功率因数和高次谐波抑制，并且提高空气调节器的最大能力以及效率。”这样的技术(专利文献4)。
另外，作为以“在对交流电源1的输出电压进行变换的变换器电路中，不使用电抗器、大容量de电容器而能够产生输入电压以上的电压。”为目的的技术，提出了“在对交流电源1的输出电压进行变换的变换器电路100中，具备：整流电路20，对交流电源1的输出电压进行整流；串联连接的第1电容器31和第2电容器32，使该整流电路20的输出平滑；以及开关电路40，切换所述两个电容器31、32和交流电源的连接，以使交流电源1的输出电压以比该交流电源的周期还短的周期被交替地重复施加于该第1电容器31和第2电容器32。”这样的技术(专利文献5)。
另外，作为以“提供一种电源装置，能够满足电源高次谐波限制，并且以高水平同时实现电源装置的升压性能和输入功率因数”为目的的技术，提出了“一种电源装置，包括：整流电路；电容器电路，由串联连接的多个电容器构成，连接在整流电路的两个输出端之间；第1开关部件，连接在整流电路的一个输入端与电容器电路内的电容器间的一个连接点之间；第2开关部件，连接在整流电路的另一个输入端与电容器电路内的电容器间的一个连接点之间；以及零交叉检测部件，检测交流电源的零交叉点，其中，在所述电源装置中，在交流电源的每半个周期，在交流电源的零交叉点以后使第1以及第2开关部件都接通规定时间t1之后，只使第2开关部件断开规定时间t2，之后断开第1以及第2开关部件8。”这样的技术(专利文献6)。
另外，提出了如下技术：通过使开关部件进行高频的PWM(PulseWidth Modulation：脉宽调制)动作，将输入电流控制为大致正弦波状来抑制高次谐波，实现功率因素改善(专利文献7)。
另外，作为以“在将单相交流电源、由二极管所构成的全波整流电路、电抗器、电容器串联电路、双向开关以及负载进行连接而构成的结构中，通过对双向开关进行开关从而使交流输入电流具有高功率因素的情况下，串联连接的电容器的电压在半周期期间内变得不均衡”为课题的技术，提出了“在单相交流电源与由二极管构成的全波整流电路的一个交流输入之间连接电抗器、在全波整流电路的直流输出之间连接电容器串联电路、在电容器串联电路的内部连接点与全波整流电路的各交流输入之间连接双向开关10、11、与电容器串联电路并联连接负载14而构成的结构中，对串联连接的电容器12和电容器13的电压进行检测，以高频对双向开关10以及11进行接通/断开控制使得该电压变得均等。”这样的技术(专利文献8)。
另外，提出了想通过使两个开关元件进行动作从而抑制高次谐波电流的技术(非专利文献1)。
专利文献1：日本特开平7-7946号公报(摘要)
专利文献2：日本特开2000-125545号公报(摘要)
专利文献3：日本特开2003-9535号公报(摘要)
专利文献4：日本特开2004-129357号公报(摘要)
专利文献5：日本特开2005-110491号公报(摘要)
专利文献6：日本特开2008-99512号公报(摘要)
专利文献7：日本特许2140103号公报
专利文献8：日本特开2008-22625号公报(摘要)
非专利文献1：星伸一、大口國臣、「単相マルチレベル整流回路のスィッチングパタ一ン決定法」、H17年度電気学会産業応用部門大会(H17年度电气学会产业应用部门大会)、No.1-61
发明内容
在所述专利文献1记载的技术中，当想要将高次谐波电流抑制为限制值以下时，存在使电抗器大型化的课题。
在所述专利文献2记载的技术中，可以不用改变高次谐波抑制性能而使电抗器小型化。但是，由于增加了开关次数，因此存在功耗增加的课题。另外，当输入电流增加时，存在即使电感值相同也使电抗器大型化的课题。
在所述专利文献7记载的技术中，虽然能够抑制高次谐波，但由于是对输入电流进行检测并进行正弦波化的电流控制，因此需要进行高速的控制处理，并需要进行高频PWM控制。关于高频PWM控制，由于所产生的噪声多，因此导致用于应对噪声的成本增加。
另外，为了进行高速的控制处理，使用处理性能高的微型计算机、专用IC(Integrated Circuit：集成电路)来进行模拟控制，因此周边电路结构变得复杂，电路成本增加。
在所述专利文献3、专利文献4记载的技术中，虽然直流电压的可变范围变宽，但是由于进行低频的开关，因此无法解决使电抗器大型化的课题。
在所述专利文献5记载的技术中，以比电源频率高的频率来互补地进行开关，由此能够使电容器小容量化。但是，由于是用于电容器小容量化的互补性的开关，因此难以充分降低电源高次谐波电流。
在所述专利文献6记载的技术中，虽然能够提高输入功率因数，但是难以使电抗器充分小型化。
在所述专利文献8记载的技术中，由于是与专利文献7同样地检测电流来进行控制的电流控制，因此需要高频PWM控制，在成本方面存在课题。
所述非专利文献1中记载的技术是使用GA(遗传算法)来求出开关部件的接通/断开定时(timing)的技术。但是，GA为了求出最佳解而需要长时间的运算，因此需要预先将执行运算而求出的各参数保存到存储装置中。
因而，为了应用于机种数量较多的产品，开发周期变长，另外还需要很多的用于存储各参数的容量。
本发明是为了解决如上所述那样的课题而作出的，目的在于廉价地抑制高次谐波电流从而改善功率因数，并且使电抗器小型化。
与本发明有关的交流直流变换装置具备：整流器，经由电抗器连接到交流电源；多个电容器，串联连接在所述整流器的输出端子间；第1开关部件，连接在所述整流器的一个输入端子与所述多个电容器的连接点之间；第2开关部件，连接在所述整流器的另一个输入端子与所述多个电容器的连接点之间；以及多个二极管，与所述多个电容器反并联连接。
根据与本发明有关的交流直流变换装置，能够通过控制第1开关部件和第2开关部件的接通/断开定时，对三个电平的变换器电压进行时间宽度控制并输出，输出正弦波状的变换器电压。
由此，能够将流过电抗器的电流控制为正弦波状，因此能够使电抗器小型化。
另外，由于对三个电平的变换器电压进行时间宽度控制并输出，因此能够以低频来进行开关动作，能够削减用于应对高频噪声的成本从而廉价地实现实用化。
附图说明
图1是与实施方式1有关的交流直流变换装置100的电路图。
图2是表示现有技术中的电源电压、输入电流、开关部件的动作的关系的图。
图3是等效地示出交流直流变换装置100的动作的电路图。
图4是表示整流器2的输入端子间电压Vc的波形的图。
图5是说明第1开关部件3和第2开关部件4的动作的图。
图6是表示图3中说明的电路的矢量关系的图。
图7是控制部件20的控制框图。
图8是表示交流电源1的电压变动所致的功率因数的变动的图。
图9是确定各开关部件的接通/断开定时的调制信号的波形图。
图10是与实施方式3有关的交流直流变换装置100的电路图。
图11是实施方式4中的控制部件20的控制框图。
图12是与实施方式5有关的交流直流变换装置100的电路图。
图13是与实施方式6有关的交流直流变换装置100的电路图。
图14是实施方式6中的控制部件20的控制框图。
图15是与实施方式7有关的交流直流变换装置100的电路图。
附图标记说明
1：交流电源；2：整流器；3：第1开关部件；4：第2开关部件；5：电抗器；6：第1电容器；7：第2电容器；8：直流负载；10：第1二极管；11：第2二极管；12：第1电阻；13：第2电阻；14：二极管整流器；17：永磁马达；18：逆变器(inverter)；19：电压钳位部；20：控制部件；21：第1电压检测器；22：第2电压检测器；23：有效值运算部；24：电流检测器；25：零交叉检测器；26：逆变器控制部。
具体实施方式
实施方式1.
图1是与本发明的实施方式1有关的交流直流变换装置100的电路图。
图1的电路具备：交流电源1、整流器2、第1开关部件3、第2开关部件4、电抗器5、第1电容器6、第2电容器7、直流负载8、第1二极管10、第2二极管11、第1电阻12、第2电阻13、控制部件20、第1电压检测器21、第2电压检测器22、有效值运算部23。
交流电源1从交流直流变换装置100的外部提供交流电力。
整流器2将交流电源1的交流电力整流为直流。
第1开关部件3的一端与整流器2的一个输入端子连接，另一端与第1电容器6和第2电容器7的连接点连接。
第2开关部件4的一端与整流器2的另一个输入端子连接，另一端与第1电容器6和第2电容器7的连接点连接。
电抗器5连接在交流电源1与第1开关部件3或者第2开关部件4之间，具有抑制高次谐波电流的功能。
第1电容器6与整流器2的一个输出端子连接。
第2电容器7与整流器2的另一个输出端子连接。
直流负载8与整流器2的输出连接。
第1二极管10与第1电容器6并联连接，第2二极管11与第2电容器7并联连接。
第1电阻12与第1电容器6并联连接，第2电阻13与第2电容器7并联连接。
第1二极管10以及第2二极管11与第1电容器6以及第2电容器7的极性相反，以所谓的反并联状态进行连接。
第1开关部件3是例如由IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor：绝缘栅双极型晶体管)3a和二极管整流器3b构成的双向开关部件。
第2开关部件4同样是由IGBT 4a和二极管整流器4b构成的双向开关部件。
控制部件20对第1开关部件3和第2开关部件4进行驱动控制。
控制部件20既可以由实现其功能的电路设备这样的硬件来构成，也可以由微型计算机、CPU(Central Processing Unit：中央处理器)这样的运算装置和规定其动作的软件来构成。
第1电压检测器21检测整流器2的输出端电压，并将检测结果输出到控制部件20。
第2电压检测器22检测交流电源1的电压，并将检测结果输出到控制部件20。
有效值运算部23计算出后述的图6中所说明的有效值，并将计算结果输出到控制部件20。
有效值运算部23既可以由实现其功能的电路设备这样的硬件来构成，也可以由微型计算机、CPU这样的运算装置和规定其动作的软件来构成。
以上说明了与本实施方式1有关的交流直流变换装置100的结构。
接着，一边与现有技术进行比较，一边说明与本实施方式1有关的交流直流变换装置100的动作。
图2是表示现有技术中的电源电压、输入电流、开关部件的动作的关系的图。
在此，示出了如下情况的例子，其中，所述情况为：如所述专利文献3中记载那样，第1开关部件3在每个电源半周期进行一个脉冲的短路动作，第2开关部件4是为了切换全波整流与倍压整流而配置的部件。
图2的(a)是电源电压波形，图2的(b)是输入电流波形，图2的(c)是第1开关部件3的动作波形。
当在每个电源半周期进行一个脉冲的短路动作时，成为如图2的(b)那样的尖的输入电流波形。
这是因为，从电源电压的零交叉点(图2的(a)的黑点)起经过了规定的延迟时间Td1之后，使第1开关部件3接通规定的时间宽度Ton，由此在第1开关部件3中流过电流，被相加尖的电流。
第2开关部件4是以切换全波整流和倍压整流为目的而配置的，因此也可以由继电器这样的机械式开关来构成。
通过第2开关部件4，交流直流变换装置能够使施加于直流负载8的输出直流电压的电压值，具有是以全波整流所致的电压为基准、还是以倍压整流所致的电压为基准的两个基准电平。由此，能够使输出电压的控制范围变宽。
以上，使用图2说明了现有技术中的电源电压、输入电流、开关部件的动作的关系。
另一方面，在与本实施方式1有关的交流直流变换装置中，第1开关部件3和第2开关部件4的动作目的相同。下面说明与本实施方式1有关的交流直流变换装置的动作。
图3是等效地示出了交流直流变换装置100的动作的电路图。
交流直流变换装置100的动作能够等效地处理为图3的假想交流电源9串联连接于电抗器5。即，第1开关部件3和第2开关部件4进行动作使得交流直流变换装置100与假想交流电源9等效。
接着，说明假想交流电源9的动作。
流过电抗器5的电流I是根据交流电源1和假想交流电源9的电压差而决定的。
电抗器电流I是交流量，因此用下述(式1)来表示图3的电路方程式。
jωLI＝Vs-Vc                    ...(式1)
其中，
ω：角频率
L：电抗器5的电感
j：虚数
Vs：交流电源1的电压
Vc：假想交流电源9的电压
交流电源1的电压Vs、以及假想交流电源9的电压Vc分别假定为正弦波状，如下述(式2)～(式3)那样表示。
V s = 2 · V 1 · sin ( ωt ) ...(式2)
V c = 2 · V 2 · sin ( ωt - φ ) ...(式3)
其中，
φ：Vs和Vc的相位差
当假定为V1＝V2时，用下述(式4)来表示电抗器电流I。
I = 1 jωL · 2 · cos ( φ 2 ) · cos ( ωt - φ 2 ) ...(式4)
如果Vs和Vc的相位差φ没有变化，则cos(φ/2)成为常数。如果将(式4)的常数部分总括起来设为K时，用下述(式5)来表示电抗器电流I。
I = - j · K · cos ( ωt - φ 2 ) ...(式5)
以上，使用假想交流电源9的电压Vc来示出了图3的电路方程式。
从所述(式5)可知如下情况。
即，当假想交流电源9的电压Vc如由(式3)表示那样以正弦波状输出时，电抗器电流I、换句话说输入电流成为正弦波状。由此，抑制高次谐波电流。
另外，当输入电流与交流电源1的相位差成为零时，电源功率因数成为100％。
因而，通过适当地控制假想交流电源的电压振幅V2和相位差φ来输出正弦波状的电压Vc，由此能够抑制输入电流的高次谐波波，并且提高功率因数。
因此，在本实施方式1中，对第1开关部件3和第2开关部件4进行驱动控制，使得整流器2的输入端子间电压Vc成为大致正弦波状。
下面，说明用于使电压Vc成为大致正弦波状的第1开关部件3和第2开关部件4的动作。
图4是表示整流器2的输入端子间电压Vc的波形的图。
通过第1开关部件3和第2开关部件4的动作，电压Vc得到图4所示的电压0、V0/2、V0这三个电平的输出状态。反极性也相同。此外，V0是施加于直流负载8的输出直流电压。
在下面的图5中，说明得到这三个电平的输出状态时的第1开关部件3和第2开关部件4的动作。
图5是说明第1开关部件3和第2开关部件4的动作的图。下面说明图5的各开关状态。
(a)使第1开关部件3和第2开关部件4同时接通
在图5的(a)的状态下，第1开关部件3和第2开关部件4同时被接通。在该状态下，整流器2的输入端子间被短路，成为电压Vc＝0。图4的(1)的区间与此相当。
(b)使第1开关部件3接通、使第2开关部件4断开
在图5的(b)的状态下，第1开关部件3成为接通，第2开关部件4成为断开。在该状态下，整流器2的输入端子间电压Vc与第2电容器7的两端电压相等。
因而，电Vc成为输出直流电V0的一半，成为Vc＝V0/2。图4的(2)的区间与此相当。
(c)使第1开关部件3断开、使第2开关部件4接通
在图5的(c)的状态下，第1开关部件3成为断开，第2开关部件4成为接通。在该状态下，整流器2的输入端子间电压Vc与第1电容器6的两端电压相等。
因而，电压Vc成为输出直流电V0的一半，成为Vc＝V0/2。图4的(2)的区间与此相当。
(d)使第1开关部件3和第2开关部件4同时断开
在图5的(d)的状态下，第1开关部件3和第2开关部件4同时被断开。在该状态下，整流器2成为全波整流状态。
因而，整流器2的输入端子间电压Vc与第1电容器6和第2电容器7的两端电压相等，成为电压Vc＝V0。图4的(3)的区间与此相当。
如图5的(a)～(d)所示，通过对各开关部件进行驱动控制，整流器2的输入端子间电压Vc、即变换器电压Vc能够得到三个电平的电压状态。
通过适当地控制该三个电平的电压状态的定时，生成如图4的区间(1)～(3)那样的电压波形，能够以大致正弦波状输出Vc。
此外，图5的(e)～(h)仅在交流电源1的极性与图5的(a)～(d)反转的这点上不同。图5的(e)～(h)与图4的区间(1)’～(3)’相当。
以上，说明了用于使电压Vc成为大致正弦波状的第1开关部件3和第2开关部件4的动作。
如以上所说明那样，在本实施方式1中，与现有技术相比，通过将输出电压电平设为多级(0、V0/2、V0这三个电平)，降低开关频率，并且抑制高次谐波电流而实现电抗器5的小型化。
如以上那样，根据本实施方式1，如图4～图5中所说明那样对第1开关部件3和第2开关部件4进行驱动控制，能够以三个电平的大致正弦波状来输出整流器2的输入端子间电压Vc、即变换器电压Vc。
由此，与使开关频率为低频且如现有技术那样针对电源半周期使开关部件动作一次或者多次的方法相比，能够使电抗器5小型化。
另外，根据本实施方式1，由于将输出电压电平设为多级，因此能够进行以例如1KHz～5kHz程度的低频的开关频率来进行驱动控制的PWM控制。
由此，能够抑制用于进行高频PWM控制时那样的噪声应对的成本上升。
这是因为，仅通过使变换器电压Vc输出为正弦波状，不用执行输入电流的控制就能够将输入电流控制为大致正弦波状。即，因为不进行输入电流控制，因此不需要高频的控制动作。
实施方式2.
在实施方式1中，说明了通过以大致正弦波状输出变换器电压Vc从而使输入电流为大致正弦波状来抑制高次谐波的情况。
在本发明的实施方式2中，说明对交流直流变换装置100的输出直流电压V0的值进行控制的情况。此外，交流直流变换装置100的电路结构与实施方式1相同。
在由实施方式1所说明的图5的(b)(c)(f)(g)的状态下，第1电容器6和第2电容器7的连接点与交流电源1的一端连接。因此，成为与所谓的倍压整流相同的电路结构。
如这些状态那样，通过对仅有一个开关部件为接通的状态的比例、换句话说成为Vc＝V0/2的比例适当地进行控制，能够将输出直流电压V0的值控制为通过全波整流得到的直流电压值以上的值。
在非专利文献1中记载有如下技术：预先通过运算来求出开关部件的动作定时而进行控制。
由于开关部件的接通/断开定时能够根据相位角来无限地设定，因此通过运算求出的解的候补无限地存在。在这个前提下求出用于使输出直流电压V0成为期望值的接通/断开定时，这实际上是非常困难的。
因此，在非专利文献1中，提出了使用GA来探索最佳的接通/断开定时的方法。
但是，未发现如下方法：探索除了抑制高次谐波之外还能够使输出直流电压V0成为期望值的接通/断开定时。
而且，在进行动作的负载条件变化的产品、机种数量多的产品中，这种从无限地存在的接通/断开定时中探索最佳的解的方法难以实用化。
在本实施方式2中，不是预先通过运算来求出接通/断开定时，而是通过反馈控制来决定接通/断开定时。下面，说明本实施方式2中的接通/断开定时的决定方法。
图6是表示图3中说明的电路的矢量关系的图。
由于电抗器5的影响，电抗器电流I相对于交流电源1的电压Vs成为滞后相位。如与电抗器电流I正交那样，产生电抗器5中的电压降jωLI。通过对整流器2的输入端子间电压Vc即变换器电压Vc与电压降jωLI进行矢量相加，与交流电源1的电压Vs一致。
为了以使功率因数成为1的方式输出变换器电压Vc，如图6的(b)那样设为电压Vs与电压降jωLI正交的状态即可。
即，控制变换器电压Vc的相位角使得变换器电压Vc相对交流电源1的滞后相位φ成为下述(式6)即可。
φ = tan - 1 ( ωLI V 1 ) ...(式6)
另外，以成为下述(式7)的值的方式输出变换器电压Vc的振幅V2即可。
V 2 = V 1 2 + ( ωLI ) 2
...(式7)
如果以使输出直流电压V0的相位角以及振幅被唯一地确定的方式构筑控制系统，则作为调制方式能够应用锯齿波调制、三角波调制、空间矢量调制、偶极(dipolar)调制等而生成第1开关部件3以及第2开关部件4的动作信号。
图7是控制部件20的控制框图。在此，示出了进行PI控制的例子。
PI控制器被输入直流电压的指令值与第1电压检测器21的直流电压的检测值V0的差分。PI控制器的输出是电流指令值I＊。
将电流指令值I＊代入所述(式6)(式7)，能够算出相位角φ和振幅V2。
根据通过以上的过程来求出的相位角φ和振幅V2，来决定第1开关部件3以及第2开关部件4的接通/断开定时即可。
接着，说明与交流电源1的动作相对应的方法。
相位角φ是交流电源1的电压Vs与输入电流I的函数。如果交流电源1的电压Vs按照已知的额定值(例如200V)来提供，则通过图7中说明的控制模块将V1的值作为额定值进行控制即可。
但是，在交流电源1的电压发生变动而成为不是额定电压的值的情况下，如果通过图7的控制模块将V1的值作为额定值进行控制，则导致功率因数不会成为1而降低。
使用下面的图8来说明该现象。
图8是表示交流电源1的电压变动所致的功率因数的变动的图。此外，将交流电源1的额定电压设为Va。
图8的(a)表示电压Vs比额定电压Va大时的矢量图，图8的(b)表示电压Vs比额定电压Va小时的矢量图。
在图8的(a)的状态下，输入电流I成为滞后相位，无法以功率因数＝1来进行控制。
在图8的(b)的状态下，输入电流I成为超前相位，同样地无法以功率因数＝1来进行控制。
即，可知当输入电流I成为滞后相位、超前相位时，功率因数降低。
为了维持功率因数改善效果，检测功率因数而保持功率因数＝1的状态即可。为了检测功率因数，一般需要检测交流电源1的电压Vs和输入电流I这两者。
但是，与本实施方式2有关的交流直流变换装置100基于图3的原理进行控制使得各值的矢量关系成为如图6的(b)，因此能够仅通过检测交流电源1的电压Vs来应对交流电源1的电压变动所致的功率因数降低。
另一方面，变换器电压Vc的振幅V2也与相位差φ同样地受到交流电源1的电压变动的影响，但是同样地仅检测交流电源1的电压Vs即可。
此外，从图6的(b)的矢量图可知，应该检测的交流电源1的电压是交流电源1的电压有效值。
因此，有效值运算部23根据第2电压检测器22的检测值来算出交流电源1的电压有效值，控制部件20将该计算值用于控制中。
另外，有效值运算部23使用第2电压检测器22所检测的交流电源1的电压的零交叉点来检测交流电源1的相位角。控制部件20在控制变换器电压Vc的相位角时，使用该交流电源1的相位角。
此时，使相位角φ与交流电源1的相位同步，因此也可以使用PLL(Phase Locked Loop：锁相环)电路等。由此，能够提高相位角φ的精度，进一步降低高次谐波电流。
能够根据以上所说明的过程，决定变换器电压Vc。
作为根据所决定的变换器电压Vc来确定第1开关部件3以及第2开关部件4的接通/断开定时的方法，例如能够使用一般的单极调制。
图9是确定各开关部件的接通/断开定时的调制信号的波形图。下面说明图9。
图9的(a)是第1开关部件3的调制信号，图9的(b)是第2开关部件4的调制信号。图9的(a)(b)中的正弦波形是变换器电压Vc。
如果取负极侧的绝对值则与正极侧一致，因此可以说该图的调制信号是单极调制方式。
在图9的(a)中，在变换器电压Vc比作为载波的三角波大的区间，使第1开关部件3断开。
图9的(c)是第1开关部件3的接通/断开定时。Hi(高)侧为接通，Lo(低)侧为断开。
另外，第2开关部件4相对变换器电压Vc成为负侧，因此调制信号的波形成为将图9的(a)的相位进行了180度反转的图9的(b)那样。
与图9的(c)同样地，得到作为第2开关部件4的接通/断开定时的图9(d)的波形。
通过将图9的(c)(d)的波形进行相加也可得到变换器电压Vc。
但是，在图9的(c)(d)中Hi侧为开关部件的接通，因此为了容易理解地进行说明，将Hi作为0、并将Lo作为1来进行相加。
于是，得到图9地(e)的进行了斩波(chopping)的变换器电压Vc。
如以上所说明那样，能够应用单极调制并根据变换器电压Vc来决定第1开关部件3和第2开关部件4的接通/断开定时。
以上，说明了决定第1开关部件3和第2开关部件4的接通/断开定时的调制方式。
接着，说明第1开关部件3和第2开关部件4的接通/断开定时的分配。
在图5的(b)(c)中交流电源1是同一极性，并且都是Vc＝V0/2的所谓倍压整流状态。这意味着需要在交流电源1的同一极性中构成Vc＝V0/2的两个电路状态。
该图的电路结构是串联连接了两个电容器，在图5的(b)(c)的状态下仅有单侧的电容器被充电。
当仅有单侧的电容器被充电时，电容器的端子间电压的平衡被破坏，不会成为Vc＝V0/2，变换器电压Vc失真。当Vc失真时，导致输入电流I也失真，导致无法抑制高次谐波电流。
因而，需要使第1开关部件3和第2开关部件4平衡地进行动作，使得在交流电源1的同一极性中第1电容器6和第2电容器7平衡良好地被充电而使Vc成为输出直流电压V0的1/2。
关于这点，在图9中说明的单极调制中，交替地产生仅有第1开关部件3接通的状态、和仅有第2开关部件4接通的状态。因此，能够避免所述课题，可以说是适于本电路结构的调制方式。
此外，如果能够平衡良好地分配开关部件的动作定时，则也可以使用其它的调制方式、例如双极调制、偶极调制、锯齿波调制等的调制方式。
以上，说明了开关部件的动作定时的分配。
接着，说明第1二极管10和第2二极管11。
第1二极管10和第2二极管11在并联连接的第1电容器6和第2电容器7具有电荷而具有正电压的通常状态下不导通，成为断开状态，因此等同于没有被连接。
另一方面，在没有来自交流电源1的电压供给、且直流负载8中的功耗不是0的状态下，第1电容器6和第2电容器7的电荷将变没。
此时，直流负载8从串联连接的第1电容器6和第2电容器7，一样地消耗电荷。如果第1电容器6和第2电容器7的容量中有偏差，则即使一个电容器的电荷被消耗，也由于另一个电容器中残留有电荷，因此输出直流电压V0不会变成0。
直到输出直流电压V0变成0为止直流负载8消耗电荷，因此之前电荷被消耗的一侧的电容器的带电量成为负，被施加负电压。
但是，具有电压极性的电解电容器不允许施加负电压。
因此，通过将第1二极管10和第2二极管11、与各电容器反并联连接，由此抑制负电压的施加量超过二极管的正向电压下降量。
由此，能够防止电容器的故障，并提高可靠性。
如以上那样，与本实施方式2有关的交流直流变换装置100具备检测输出直流电压V0的第1电压检测器21、和检测交流电源电压Vs的第2电压检测器22，根据它们的检测值来进行控制。
由此，即使交流电源1的电压发生变动也能够维持功率因数改善效果。
另外，与本实施方式2有关的交流直流变换装置100通过进行反馈直流电压的检测值来控制指令值的反馈控制，能够得到所期望的输出直流电压V0。
另外，与本实施方式2有关的交流直流变换装置100通过使用单极调制等调制方式，由此能够平衡良好地分配各开关部件的动作定时，以大致正弦波状输出变换器电压Vc从而抑制高次谐波电流。
实施方式3.
图10是与本发明的实施方式3有关的交流直流变换装置100的电路图。
在图10的电路中，从图1的电路结构中，变更了开关部件的结构。其它结构与图1相同。
在图10的电路中，作为单向导通开关元件的IGBT 3a和4a能够根据二极管整流器14的功能，进行与图1中所说明的双向开关部件等效的动作。
因而，在图10的电路结构中，也能够进行与实施方式1～2中所说明的结构相同的控制动作。
另外，根据如图10那样的电路结构，当IGBT 3a、4a进行接通动作时，流过电流的二极管的数量成为图1的一半，因此能够使二极管的导通损耗为图1的电路结构的一半。
由此，能够提高交流直流变换装置100的变换效率。
实施方式4.
在本发明的实施方式4中，说明对开关部件的接通电压降进行校正的控制动作。
图11是本实施方式4中的控制部件20的控制框图。
图11的左部分被连接有图7中所说明的控制模块(未图示)，在图11的控制模块被输入图7的控制模块所输出的相位角φ和振幅V2。
下面，说明图11的控制模块的工作。
根据第1电容器6以及第2电容器7的两端电压来输出变换器电压Vc。但是，如图1、图10的电路图所示，在整流器2的输入端子间和各电容器的两端间，连接有由半导体构成的整流器2以及各开关部件。
当半导体接通时，产生接通电压降，因此实际上各电容器的两端电压以下的电压作为变换器电压Vc而被输出。
因此，使用该半导体的接通电压降部分来校正振幅V2，以校正后的值来进行PWM控制。由此，能够校正接通电压降部分的误差量。
具体地说，求出对接通电压降部分进行了校正的电压与输出直流电压V0之比，并乘以变换器电压Vc的sin曲线，由此能够求出变换器电压的电压指令值。
利用图11的左半部分的控制模块来示出以上的控制运算。
此外，当简单记载图9中说明的开关部件的接通/断开定时时，能够用图11的右半部分的控制模块来表示。
以上，说明了开关部件的接通电压降。
接着，说明与本实施方式4有关的交流直流变换装置100的起动过程。首先说明冲击电流的抑制，之后对抑制输出直流电压的急剧上升的情况进行说明。
在第1开关部件3和第2开关部件4都断开、且直流负载8消耗电力的情况下，如图5的(d)那样在全波整流状态下在各电容器中流过电流。
此时，当使第1开关部件3和第2开关部件4接通时，在第1电容器6和第2电容器7中流过充电电流。该充电电流在交流直流变换装置100起动时成为大的冲击电流。
可以认为，该大的电流是第1开关部件3或者第2开关部件4中的任意一个接通、且整流状态从全波整流状态变化为倍压整流状态而产生的冲击电流。
在交流直流变换装置100起动时流过大的冲击电流会对各开关部件、整流器2等交流直流变换装置100的各部分给予应力(stress)，因此优选尽可能抑制冲击电流。
因此，在本实施方式4中，利用所述的接通电压降校正电压。
下面，说明使用接通电压降校正电压来抑制冲击电流的方法。
通常，半导体的接通电压降是正值，因此接通电压降校正电压成为正值。如果将它设为负值，则输出比通过图7的控制模块而求出的振幅V2还高的电压。
使变换器电压Vc的振幅V2变大是指，使输出直流电压V0的整流状态的比例增加，即使成为Vc＝V0的整流状态的比例增加。这意味着使图5的(d)(h)的整流状态的比例增加。
图5的(d)(h)是如下状态：各开关部件成为断开，并在全波整流状态下在电容器中流过电流。
因而，通过将接通电压降校正电压设为实际上没有的负值，从而使图5的(d)(h)的状态、即全波整流状态的比例增加，开关部件只有一方成为接通状态，能够降低成为倍压整流状态的比例。
由此，能够抑制冲击电流的产生。
以上，说明了抑制冲击电流的方法。
接着，说明抑制输出直流电压的急剧上升的方法。
当起动交流直流变换装置100时，将变换器电压Vc与交流电源1的电压Vs的相位差φ复位为0，在起动后使输出直流电压V0上升。
为了使输出直流电压V0上升，使相位差φ滞后即可，因此交流直流变换装置100起动后进行控制使得相位差φ滞后。此时，有时输出直流电压急剧上升，控制系统发生振荡。
因此，在本实施方式4中，在交流直流变换装置100起动时将相位差φ设置到超前相位侧(例如-10度)。
由此，即使直流负载8是轻负载/重负载中的任意一个，也能够抑制起动后输出直流电压的急剧上升来实现软起动。
如以上那样，根据本实施方式4，对开关部件的接通电压降进行校正而进行控制，因此与不进行校正时相比，能够提高电源功率因数(作为例子是4～7％程度)。
另外，根据本实施方式4，在交流直流变换装置100起动时通过将接通电压降校正电压设为负值，由此能够使全波整流状态的比例增加，抑制冲击电流的产生。
另外，在起动后将接通电压降校正电压如通常那样设为正值，由此能够在起动时实现软起动、并且在起动后发挥所述的功率因数改善效果。
另外，根据本实施方式4，在交流直流变换装置100起动时将相位差φ设为负值，因此能够抑制在起动后输出直流电压急剧上升。
实施方式5.
图12是与本发明的实施方式5有关的交流直流变换装置100的电路图。
在图12的电路中，代替图1中所说明的电路结构中的第2电压检测器22和有效值运算部23，具备电流检测器24和零交叉检测器25。
在图1中所说明的电路结构的情况下，针对交流电源1的电压变动所致的功率因数降低，使用第2电压检测器22的检测结果来进行应对。
在本实施方式5中，代替它而使用电流检测器24来检测输入电流，并使用其检测结果来应对功率因数降低。
如图8的(a)(b)中所说明那样成为如下状态：如果输入电流的相位成为滞后相位，则交流电源1的电压Vs大于额定电压Va，如果成为超前相位，则交流电源1的电压Vs低于额定电压Va。
因此，首先使用电流检测器24来检测输入电流，检测交流电源1的瞬时相位角θ(在实施方式1～4中表示为ωt)。
当假定以sin函数来表示交流电源1的电压波形时，能够使用零交叉检测器25的检测结果来检测瞬时相位角θ的零交叉点。
当从该相位角计算出cosθ并乘以输入电流时，能够求出交流电源1的输入电流的无效分量。
当输入电流的无效分量为0时，成为功率因数＝1。当变换器电压Vc与电源电压Vs的相位差φ过于滞后时，成为输入电流的无效分量＞0，当相位差φ过于超前时，成为输入电流的无效分量＜0。
因而，与在实施方式4中说明的接通电压降校正电压同样地，与无效电流的产生量相应地校正振幅V2。由此，以使输入电流的相位与交流电源1的电压相位成为同相位的方式进行反馈控制，能够抑制功率因数降低。
在使用交流电源1的电压和电流来检测电源功率因数的情况下，即使能够检测功率因数降低，也无法检测相位使超前还是滞后，无法容易地求出将校正电压设为正还是负。
但是，电流的无效分量的符号在超前相位和滞后相位中发生变化，因此能够容易地求出校正电压的极性。
实施方式6.
图13是与本发明的实施方式6有关的交流直流变换装置100的电路图。
图13的电路与实施方式5的电路结构不同，并用了第2电压检测器22和电流检测器24。
由此，即使第2电压检测器22和电流检测器24中的某一个例如有5～10％程度的检测偏差，也能够通过下面的图14中说明的控制模块来抑制功率因数降低。
图14是本实施方式6中的控制部件20的控制框图。
如图14所示，在本实施方式6中，针对电源电压的变动，检测电源电压的有效值并且检测输入电流的无效分量，并将这些检测值用于控制中。
由此，能够抑制第2电压检测器22和电流检测器24的检测偏差的影响，平滑地开始交流直流变换装置100的动作。
图14的控制框图构成为与接通电压降校正电压同样地校正振幅V2使得输入电流的无效分量为0，但是也可以构成为直接计算振幅V2。
在后者的情况下，从无效电流算出相位差φ，并使用振幅V2来进行输出直流电压的控制等即可。
此外，以上所说明的电路结构、控制模块基于图3中所说明的原理来进行反馈控制使得输出直流电压为恒定。
根据同样的原理，对输出直流电压进行反馈控制，即使有电源电压的变动、检测器的检测偏差，只要能够改善功率因数并抑制高次谐波电流，就能够使用其它的电路结构、控制模块。
实施方式7.
图15是与本发明的实施方式7有关的交流直流变换装置100的电路图。
在图15的电路中，将图13中所说明的电路图中的直流负载8置换为逆变器18和永磁马达17。另外，在交流直流变换装置100的输出端设置了电压钳位部19。而且，设置了对逆变器18的动作进行控制的逆变器控制部26。
逆变器控制部26既可以由实现其功能的电路设备这样的硬件来构成，也可以由微型计算机、CPU这样的运算装置和规定其动作的软件来构成。
在本实施方式7中，电压钳位部19相当于“电压上升抑制部件”。
另外，控制部件20、逆变器18、逆变器控制部26相当于“电动机减速部件”。
与本实施方式7有关的交流直流变换装置100的动作大致与实施方式1～6中所说明的装置相同。下面特别说明关于将负载置换为逆变器18和永磁马达17的情况。
首先，说明通过将图15的电路用作电动机驱动装置由此能够增加电动机的设计自由度的情况。然后，说明抑制瞬间的异常电压上升的结构，接着说明用于使电动机稳定地运转的动作。
(1)关于电动机的设计自由度
在电动机中，用于输出同一转矩所需的电流越少，铜损(电阻×电流的平方)就越少。
例如，在永磁同步电动机的情况下，通过提高电动机的感应电压(induced voltage)常数来增加永磁所致的转矩，因此即使减少电流，也能够输出同一转矩。
而且，当减少电流时，还具有如下效果：降低驱动电动机的逆变器的导通损耗以及开关损耗。
因而，提高电动机的感应电压常数来减少电流，这可以说作为高效化方案是最有效的。
在如空气调节器中使用的电动机那样以使在运转时间长的低速旋转时成为高效的方式设计电动机时，电动机的感应电压常数上升。
如快速冷却时、快速加热时那样在电动机高速旋转的情况下，如果感应电压常数变高，则同一转速下所需的电压变高，因此逆变器用于驱动电动机所需的直流电压也上升。
以往存在如下限制：必须考虑该最大转速和直流电压的关系来设计电动机的规格。
另外，如上所述，通过使直流电压上升，并提高感应电压常数，能够提高电动机的效率，但是另一方面，由于提供高的直流电压，因此当使交流直流变换装置100的输出直流电压V0上升时，导致交流直流变换装置100的变换效率降低。
换句话说，导致交流直流变换装置100的功率因数大幅降低，高次谐波电流也增加。
例如进行如专利文献7中记载的技术那样的高频PWM控制时，虽然能够使输出直流电压V0上升，但是损耗也相应上升，导致超过交流直流变换装置100的损耗降低效果。
根据以上的理由，在现有技术中，即使使直流电压上升，并提高感应电压常数，也难以提供高效率的电动机驱动装置。
另一方面，与本发明有关的交流直流变换装置100能够以低频的载波频率来进行控制动作，因此使输出电压上升并且抑制功率因数降低，能够进行高效率的变换动作。
由此，以使在低速运转时效率变良好的方式设计电动机，并在使电动机高速旋转时，能够使交流直流变换装置100的输出直流电压上升来确保最高转速。
因而，即使在快速冷却时、快速加热时等过负载运转时，空气调节器的性能也不会降低，能够提高低速运转时、换句话说通常使用时的效率。
此外，在电动机的高速旋转时和低速旋转时，所需的直流电压值不同，因此例如在低速旋转时，有时代替输出如图4那样的三个电平的大致正弦波的控制而使用如图2那样的现有控制方法更合适。
为了与此对应，设置对永磁马达17的转速进行检测的传感器、通过运算来求出转速的运算部等。
控制部件20能够根据永磁马达17的转速，在图2的方法和图4的方法中切换控制方法，以使永磁马达17、逆变器18、交流直流变换装置100全体变得高效。
而且，在图2的控制方法中，也可以在每个电源半周期进行数次程度的脉冲动作。但是，优先为不增加噪声产生量程度的脉冲数。
此外，还能够代替永磁马达17的转速而检测施加电压，并同样地在图2的方法和图4的方法中切换控制方法。
(2)瞬间的异常电压上升的抑制
如上所述，当使用感应电压常数高的电动机时，以高速旋转进行了自由运转时的发电量也变大。这个现象在使永磁马达17停止时成为问题。
在高速旋转时使永磁马达17停止时，该时刻的旋转能量所致的发电量从永磁马达17经由逆变器18而被提供给第1电容器6和第2电容器7。
与本发明有关的交流直流变换装置100是非再生型变换器，因此无法消耗此时提供的能量。
因而，由于使永磁马达17停止时的能量，导致作为第1电容器6和第2电容器7的两端电压的输出直流电压上升。
为了避免输出直流电压极端上升，需要在使永磁马达17停止时，减速至不产生极端的升压的程度之后停止。
但是，有时永磁马达17由于转矩不足等而失调停止。
在这种情况下，没有使永磁马达17减速的时间余量，由于永磁马达17的感应电压常数，有可能使超过了第1电容器6和第2电容器7的耐压的电压施加到各电容器中。
因此，与本实施方式7有关的交流直流变换装置100具备抑制瞬间的异常电压上升的电压钳位部19。
该电压钳位部19能够由浪涌钳位器(surge clamper)、浪涌吸收器(surge absorber)、或者电阻和IGBT的串联电路等来构成。也可以使用能够抑制瞬间的电压上升的其它结构。
(3)用于使电动机稳定地运转的动作
当交流电源1的电压降低时，交流直流变换装置100进行控制使得直到输出直流电压的控制界限为止使输出直流电压恒定，但是当电源电压降低至控制界限以下时，无法使输出直流电压上升，导致输出直流电压降低。
即使输出直流电压降低，如果永磁马达17以同一转速进行旋转，则因为直流电压不足所致的转矩不足，导致永磁马达17失调停止。
因此，当第2电压检测部件22检测到电源电压的降低时，控制部件20对于逆变器控制部26，指示对逆变器18进行控制以使永磁马达17减速。
于是，永磁马达17的减速所致的再生能量在第1电容器6和第2电容器7中再生，能够使输出直流电压上升。
由此，能够确保所需的直流电压，因此永磁马达17不会失调。
而且，永磁马达17的转速降低，由此成为失调的界限的直流电压值降低，因此永磁马达17变得更难失调停止。
如以上那样，在本实施方式7中，构成了使用交流直流变换装置100来驱动感应电压常数高的电动机的电动机驱动装置。
由此，能够提高作为电动机驱动装置全体的动作效率，提高节能效果。
另外，根据本实施方式7，通过电压钳位部19来抑制瞬间的异常电压上升，能够从过电压中保护第1电容器6和第2电容器7。
另外，根据本实施方式7，使电动机减速之后停止，因此能够抑制电动机的失调停止。
例如，在电动机在冷冻机等中使用的情况下，当电动机停止时冷冻库内的温度上升而使保存温度上升，因此尽可能优选不使电动机停止而持续运转。
在本实施方式7中，使用第2电压检测器22来检测电源电压的降低，并使交流直流变换装置100和逆变器18协调动作，因此即使发生了瞬时停电等时，也能够提供使电动机不轻易停止的电动机驱动装置。
另外，还能够提供使用该电动机来驱动压缩机的压缩机驱动装置。
实施方式8.
实施方式1～7中所说明的交流直流变换装置100能够利用于面向以直流来消耗电力的负载的电源装置中。
例如能够应用于空气调节器、冷冻机、洗涤干燥机、冰箱、除湿器、热泵式热水供应器、陈列柜(showcase)、除尘器等所有的家电产品中。除此之外，还能够应用于风扇马达、换气扇、干手器等中。

Claims (20)

1.一种交流直流变换装置，其特征在于，具备：
整流器，经由电抗器连接到交流电源；
多个电容器，串联连接在所述整流器的输出端子间；
第1开关部件，连接在所述整流器的一个输入端子与所述多个电容器的连接点之间；
第2开关部件，连接在所述整流器的另一个输入端子与所述多个电容器的连接点之间；以及
多个二极管，与所述多个电容器反并联连接。
2.一种交流直流变换装置，其特征在于，具备：
整流器，经由电抗器连接到交流电源；
多个电容器，串联连接在所述整流器的输出端子间；
多个开关部件，串联连接在所述整流器的输入端子间；以及
多个二极管，与所述多个电容器反并联连接，
其中，将所述多个电容器的连接点与所述多个开关部件的连接点进行了连接。
3.根据权利要求1或者2所述的交流直流变换装置，其特征在于，
具备与所述电容器连接的多个电阻。
4.根据权利要求1～3中任意一项所述的交流直流变换装置，其特征在于，具备：
第1电压检测器，检测所述多个电容器的两端电压；
第2电压检测器，检测所述交流电源的电压；以及
控制部件，对所述开关部件进行驱动控制，
其中，所述控制部件根据所述第1电压检测器和所述第2电压检测器的检测结果，对所述开关部件进行驱动控制来控制所述整流器的输入端子间的电压，以使所述多个电容器的两端电压成为期望电压。
5.根据权利要求1～3中任意一项所述的交流直流变换装置，其特征在于，具备：
第1电压检测器，检测所述多个电容器的两端电压；
第1电流检测器，检测所述交流电源的电流；以及
控制部件，对所述开关部件进行驱动控制，
其中，所述控制部件根据所述第1电压检测器和所述第1电流检测器的检测结果，对所述开关部件进行驱动控制来控制所述整流器的输入端子间的电压，以使所述多个电容器的两端电压成为期望电压。
6.根据权利要求1～3中任意一项所述的交流直流变换装置，其特征在于，具备：
第1电压检测器，检测所述多个电容器的两端电压；
第2电压检测器，检测所述交流电源的电压；
第1电流检测器，检测所述交流电源的电流；以及
控制部件，对所述开关部件进行驱动控制，
其中，所述控制部件根据所述第1电压检测器、所述第2电压检测器以及所述第1电流检测器的检测结果，对所述开关部件进行驱动控制来控制所述整流器的输入端子间的电压，以使所述多个电容器的两端电压成为期望电压。
7.根据权利要求4～6中任意一项所述的交流直流变换装置，其特征在于，
所述控制部件控制所述整流器的输入端子间的电压的振幅、或者所述交流电源的电压与所述整流器的输入端子间的电压的相位差中的至少一方，并进行控制以使所述多个电容器的两端电压成为期望电压。
8.根据权利要求5或者6所述的交流直流变换装置，其特征在于，
所述控制部件控制所述整流器的输入端子间的电压的振幅、或者所述交流电源的电压与所述整流器的输入端子间的电压的相位差中的至少一方，以使所述第1电流检测器检测到的电流的无效分量为0，并进行控制以使所述多个电容器的两端电压成为期望电压。
9.根据权利要求7或者8所述的交流直流变换装置，其特征在于，
所述控制部件对所述整流器以及所述开关部件的电压降部分进行校正。
10.根据权利要求9所述的交流直流变换装置，其特征在于，
所述控制部件仅在该交流直流变换装置的动作开始时，将所述电压降部分的校正值设定为使所述多个电容器的两端电压低于期望电压这样的值。
11.根据权利要求7～10中任意一项所述的交流直流变换装置，其特征在于，
所述控制部件仅在该交流直流变换装置的动作开始时，对所述交流电源的电压与所述整流器的输入端子间的电压的相位差进行设定，以使所述整流器的输入端子间的电压成为超前相位。
12.一种交流直流变换装置的控制方法，其中，
所述交流直流变换装置具备：
整流器，经由电抗器连接到交流电源；
多个电容器，串联连接在所述整流器的输出端子间；以及
开关部件，与所述整流器连接，
所述交流直流变换装置的控制方法的特征在于，
在所述交流电源的半周期中，对所述开关部件进行驱动控制，以使所述整流器成为全波整流状态、第1倍压整流状态、第2倍压整流状态、电源短路状态这四个整流状态。
13.根据权利要求12所述的交流直流变换装置的控制方法，其特征在于，
在所述交流电源的半周期中对所述开关部件进行驱动控制以使所述整流器成为所述四个整流状态，
使所述多个电容器各自的端子间电压平衡。
14.一种电动机驱动装置，其特征在于，具备：
权利要求1～11中任意一项所述的交流直流变换装置；以及
逆变器，将所述交流直流变换装置输出的直流电力变换为交流电力来驱动永磁电动机，
其中，所述逆变器在使所述永磁电动机停止时，将所述永磁电动机的转速减速至规定转速以下之后使所述永磁电动机停止。
15.一种电动机驱动装置，其特征在于，具备：
权利要求1～11中任意一项所述的交流直流变换装置；
逆变器，将所述交流直流变换装置输出的直流电力变换为交流电力来驱动永磁电动机；以及
电压上升抑制部件，抑制所述多个电容器的急剧的电压上升。
16.一种电动机驱动装置，其特征在于，具备：
权利要求4或者6所述的交流直流变换装置；
逆变器，将所述交流直流变换装置输出的直流电力变换为交流电力来驱动永磁电动机；以及
电动机减速部件，当所述第2电压检测部件检测到规定电压以下的电压值时，使所述永磁电动机减速来避免所述永磁电动机的停止。
17.一种压缩机驱动装置，其特征在于，具备：
权利要求1～11中任意一项所述的交流直流变换装置；以及
逆变器，将所述交流直流变换装置输出的直流电力变换为交流电力来驱动永磁电动机，
其中，所述永磁电动机驱动压缩机。
18.一种压缩机驱动装置，其特征在于，具备：
权利要求1～11中任意一项所述的交流直流变换装置；
逆变器，将所述交流直流变换装置输出的直流电力变换为交流电力来驱动永磁电动机；以及
对所述永磁电动机的转速或者施加电压进行检测的部件，
其中，所述控制部件在所述永磁电动机的转速或者施加电压成为规定值以下时，至少使所述开关部件中的至少一个在所述电动机的每个半周期至少接通一次。
19.一种空气调节器，其特征在于，
通过权利要求17或者18所述的压缩机驱动装置，使制冷剂循环。
20.一种热泵式热水供应器，其特征在于，
通过权利要求17或者18所述的压缩机驱动装置，使制冷剂循环从而对水进行加温。
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Cited By (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103001528A (zh) * 2011-09-15 2013-03-27 株式会社安川电机 电源再生整流器、马达驱动系统及电源再生处理方法
WO2014086005A1 (zh) * 2012-12-05 2014-06-12 中国北车股份有限公司大连电力牵引研发中心 整流牵引装置及内燃动车组
CN105829226A (zh) * 2013-12-18 2016-08-03 奥的斯电梯公司 用于再生多电平驱动器的pwm策略
CN106505881A (zh) * 2015-09-08 2017-03-15 江森自控日立空调技术（香港）有限公司 电力转换装置和空调机
CN108469127A (zh) * 2018-04-12 2018-08-31 合肥天鹅制冷科技有限公司 在双制式输入电源时统一制冷系统及方法
CN108575115A (zh) * 2016-04-13 2018-09-25 株式会社日立产机系统 电动机系统
CN109307835A (zh) * 2018-03-12 2019-02-05 电子科技大学 基于锯齿波和遗传算法的模拟电路测点优选方法
CN110203040A (zh) * 2019-07-01 2019-09-06 合肥天鹅制冷科技有限公司 双制式双系统空调的控制系统
CN110620413A (zh) * 2019-10-14 2019-12-27 河北电立方新能源科技有限公司 电池系统的能量均衡电路
TWI707534B (zh) * 2015-02-19 2020-10-11 日商荏原製作所股份有限公司 乾式真空泵浦裝置及其控制方法與控制程式
CN112514233A (zh) * 2018-08-08 2021-03-16 三菱电机株式会社 负载驱动装置、制冷循环应用设备及空调机
CN112997390A (zh) * 2018-11-09 2021-06-18 株式会社安川电机 电力转换装置、压送装置、控制方法、诊断装置和方法
CN113067470A (zh) * 2021-06-02 2021-07-02 上海芯龙半导体技术股份有限公司 用于开关电源芯片的使能电路、开关电源芯片及控制方法
CN113796005A (zh) * 2019-05-17 2021-12-14 三菱电机株式会社 电源装置以及马达驱动装置

Families Citing this family (38)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4254876B2 (ja) * 2007-03-30 2009-04-15 ダイキン工業株式会社 電源供給回路及びそのｐａｍ制御方法
JP5274579B2 (ja) * 2008-12-01 2013-08-28 三菱電機株式会社 交流直流変換装置、電動機駆動装置
JP2011193593A (ja) * 2010-03-12 2011-09-29 Mitsubishi Electric Corp 交流直流変換装置並びに空気調和機
KR101317107B1 (ko) * 2010-03-29 2013-10-11 다이킨 고교 가부시키가이샤 스위칭 전원 회로
JP5079055B2 (ja) * 2010-06-28 2012-11-21 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP2012044824A (ja) * 2010-08-23 2012-03-01 Fuji Electric Co Ltd 電力変換装置
JP5369073B2 (ja) * 2010-10-08 2013-12-18 三菱電機株式会社 交流直流変換装置、交流直流変換装置を備えたモーター駆動装置、並びにモーター駆動装置を搭載した空気調和機、冷蔵庫、ヒートポンプ式給湯機、洗濯機及び掃除機
JP2012191761A (ja) * 2011-03-10 2012-10-04 Fuji Electric Co Ltd 交流−直流変換回路
US8796982B2 (en) * 2011-12-15 2014-08-05 Eaton Corporation System and method for detecting phase loss and diagnosing DC link capacitor health in an adjustable speed drive
US20130322142A1 (en) * 2012-05-31 2013-12-05 General Electric Company Multilevel power converter
KR101995864B1 (ko) 2012-07-25 2019-07-04 삼성전자주식회사 인버터 제어장치 및 그 제어방법
EP2878074A1 (en) * 2012-07-26 2015-06-03 Osram Sylvania Inc. Flyback ac-to-dc converter
CN103683468B (zh) * 2012-09-17 2016-08-24 台达电子工业股份有限公司 电源系统以及电源系统的控制方法
US9000707B2 (en) * 2012-10-16 2015-04-07 Toshiba International Corporation Use of cooling fan in adjustable speed drives
BR102013003829A2 (pt) * 2013-02-19 2014-11-04 Whirlpool Sa Método de acionamento de motor elétrico de lavadora
JP5825319B2 (ja) * 2013-10-16 2015-12-02 ダイキン工業株式会社 電力変換装置ならびに空気調和装置
US9982942B2 (en) 2014-02-10 2018-05-29 World Dryer Corporation Dryer with universal voltage controller
EP3203626B1 (en) * 2014-09-30 2020-11-25 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device
JP6128201B1 (ja) * 2015-12-28 2017-05-17 ダイキン工業株式会社 電源装置、その電源装置を用いたインバータ装置、並びにコンバータ装置、及びそのインバータ装置又はコンバータ装置を用いた冷凍装置、並びに空気清浄器
US10656026B2 (en) 2016-04-15 2020-05-19 Emerson Climate Technologies, Inc. Temperature sensing circuit for transmitting data across isolation barrier
US10763740B2 (en) 2016-04-15 2020-09-01 Emerson Climate Technologies, Inc. Switch off time control systems and methods
US10305373B2 (en) 2016-04-15 2019-05-28 Emerson Climate Technologies, Inc. Input reference signal generation systems and methods
US10770966B2 (en) 2016-04-15 2020-09-08 Emerson Climate Technologies, Inc. Power factor correction circuit and method including dual bridge rectifiers
US9933842B2 (en) 2016-04-15 2018-04-03 Emerson Climate Technologies, Inc. Microcontroller architecture for power factor correction converter
US10284132B2 (en) 2016-04-15 2019-05-07 Emerson Climate Technologies, Inc. Driver for high-frequency switching voltage converters
US10277115B2 (en) 2016-04-15 2019-04-30 Emerson Climate Technologies, Inc. Filtering systems and methods for voltage control
JP6649622B2 (ja) * 2016-05-24 2020-02-19 サンケン電気株式会社 コンデンサ放電回路
US10498257B2 (en) * 2016-06-30 2019-12-03 Astec International Limited Switching power converters controlled with control signals having variable on-times
US11211875B2 (en) * 2017-09-08 2021-12-28 Mitsubishi Electric Corporation Power converter, compressor, air-sending device, and air-conditioning apparatus
WO2019088678A1 (en) 2017-11-02 2019-05-09 Samsung Electronics Co., Ltd. Air conditioner and rectifier
US11804786B2 (en) * 2018-09-28 2023-10-31 Mitsubishi Electric Corporation Power converting apparatus, motor driving apparatus, and air conditioner
KR102129927B1 (ko) * 2018-12-21 2020-07-03 엘지전자 주식회사 공기조화기
JP7045529B2 (ja) * 2019-08-30 2022-03-31 三菱電機株式会社 電力変換装置および空気調和機
CN117678204A (zh) 2020-04-13 2024-03-08 先进工程解决方案全球控股私人有限公司 具有功率恢复的输入阻抗网络
US11705822B2 (en) * 2021-04-13 2023-07-18 Advanced Energy Industries, Inc. Voltage clamp and current clamp systems with power recovery
US11711022B2 (en) * 2021-04-13 2023-07-25 Advanced Energy Industries, Inc. Series stack switch circuit with voltage clamping and power recovery
CN117796143A (zh) * 2021-08-11 2024-03-29 朗姆研究公司 利用整流器和降压级以控制加热器温度的电压幅值调制
CN114019283A (zh) * 2021-11-04 2022-02-08 杭州老板电器股份有限公司 电容故障检测方法、装置及油烟机

Family Cites Families (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CA1053791A (en) * 1975-08-21 1979-05-01 General Signal Corporation Vital relay operating circuit
JPH0789743B2 (ja) 1983-04-26 1995-09-27 株式会社東芝 整流電源回路
JPS61224866A (ja) * 1985-03-29 1986-10-06 Toshiba Corp 電力変換装置の制御装置
JP2763479B2 (ja) 1992-08-06 1998-06-11 三菱電機株式会社 直流電源装置
JP3527531B2 (ja) * 1993-06-15 2004-05-17 ローム株式会社 パッケージ型固体電解コンデンサ
JP3422218B2 (ja) * 1996-10-11 2003-06-30 ダイキン工業株式会社 コンバータ
JPH10191640A (ja) * 1996-12-26 1998-07-21 Hitachi Ltd コンバータの制御装置
TW528847B (en) * 1998-06-18 2003-04-21 Hitachi Ltd Refrigerator
EP1022844A3 (en) * 1999-01-19 2002-04-17 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Power supply device and air conditioner using the same
JP2001145360A (ja) * 1999-11-16 2001-05-25 Hitachi Ltd 力率改善回路，モータ制御装置及び空調機
JP3485047B2 (ja) 1999-11-24 2004-01-13 三菱電機株式会社 空気調和機
JP3934982B2 (ja) 2001-04-17 2007-06-20 松下電器産業株式会社 電源装置
JP3687641B2 (ja) 2002-10-01 2005-08-24 松下電器産業株式会社 インバ−タエアコン
EP1843463B1 (en) * 2002-12-12 2013-07-03 Panasonic Corporation Motor control apparatus
JP2004229462A (ja) * 2003-01-27 2004-08-12 Rohm Co Ltd 電動機の制御装置
JP4596866B2 (ja) 2003-09-09 2010-12-15 パナソニック株式会社 モータ駆動装置
JP2005094982A (ja) 2003-09-19 2005-04-07 Toshiba Corp モータの駆動装置
CN1753294A (zh) * 2004-09-22 2006-03-29 松下电器产业株式会社 直流电源装置、控制方法以及压缩机驱动装置
JP2007110779A (ja) * 2005-10-11 2007-04-26 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ駆動装置および駆動方法
JP2008022625A (ja) 2006-07-12 2008-01-31 Fuji Electric Systems Co Ltd 交流−直流変換装置
JP2008099512A (ja) * 2006-10-16 2008-04-24 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電源装置
JP5230182B2 (ja) * 2006-12-13 2013-07-10 キヤノン株式会社 スイッチング電源装置

Cited By (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103001528A (zh) * 2011-09-15 2013-03-27 株式会社安川电机 电源再生整流器、马达驱动系统及电源再生处理方法
CN103001528B (zh) * 2011-09-15 2015-02-18 株式会社安川电机 电源再生整流器、马达驱动系统及电源再生处理方法
WO2014086005A1 (zh) * 2012-12-05 2014-06-12 中国北车股份有限公司大连电力牵引研发中心 整流牵引装置及内燃动车组
CN105829226A (zh) * 2013-12-18 2016-08-03 奥的斯电梯公司 用于再生多电平驱动器的pwm策略
TWI707534B (zh) * 2015-02-19 2020-10-11 日商荏原製作所股份有限公司 乾式真空泵浦裝置及其控制方法與控制程式
CN106505881A (zh) * 2015-09-08 2017-03-15 江森自控日立空调技术（香港）有限公司 电力转换装置和空调机
CN106505881B (zh) * 2015-09-08 2018-11-06 日立江森自控空调有限公司 电力转换装置和空调机
CN108575115A (zh) * 2016-04-13 2018-09-25 株式会社日立产机系统 电动机系统
CN109307835A (zh) * 2018-03-12 2019-02-05 电子科技大学 基于锯齿波和遗传算法的模拟电路测点优选方法
CN108469127A (zh) * 2018-04-12 2018-08-31 合肥天鹅制冷科技有限公司 在双制式输入电源时统一制冷系统及方法
CN112514233A (zh) * 2018-08-08 2021-03-16 三菱电机株式会社 负载驱动装置、制冷循环应用设备及空调机
CN112997390A (zh) * 2018-11-09 2021-06-18 株式会社安川电机 电力转换装置、压送装置、控制方法、诊断装置和方法
CN113796005A (zh) * 2019-05-17 2021-12-14 三菱电机株式会社 电源装置以及马达驱动装置
CN113796005B (zh) * 2019-05-17 2024-02-13 三菱电机株式会社 马达驱动装置
CN110203040A (zh) * 2019-07-01 2019-09-06 合肥天鹅制冷科技有限公司 双制式双系统空调的控制系统
CN110203040B (zh) * 2019-07-01 2024-01-12 合肥天鹅制冷科技有限公司 双制式双系统空调的控制系统
CN110620413A (zh) * 2019-10-14 2019-12-27 河北电立方新能源科技有限公司 电池系统的能量均衡电路
CN113067470A (zh) * 2021-06-02 2021-07-02 上海芯龙半导体技术股份有限公司 用于开关电源芯片的使能电路、开关电源芯片及控制方法
CN113067470B (zh) * 2021-06-02 2021-08-17 上海芯龙半导体技术股份有限公司 用于开关电源芯片的使能电路、开关电源芯片及控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
JPWO2010013344A1 (ja) 2012-01-05
AU2008360120B2 (en) 2013-10-31
CN102106070B (zh) 2014-03-05
US8508165B2 (en) 2013-08-13
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AU2008360120A1 (en) 2010-02-04
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ES2749875T3 (es) 2020-03-24
WO2010013344A1 (ja) 2010-02-04

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