CN103001528B - 电源再生整流器、马达驱动系统及电源再生处理方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电源再生整流器、马达驱动系统及电源再生处理方法，其不论交流电源上有无施加高次谐波都能在恰当的开始时刻进行电源再生处理。具备：交流电流检测部，检测出所输入的交流电源各相的交流电流流通状态；再生整流器部，具有对交流电源进行全波整流并输出直流电压的整流桥式电路，及对应于整流桥式电路的各相并联连接有对2个桥臂开关元件进行串联连接的组的再生开关部；平滑电容器，使直流电压平滑；及整流器再生控制部，在以交流电流检测部检测出的交流电流流通状态为基础的开始判定处理所判定的开始时刻，分别对再生整流器部的桥臂开关元件进行开关，从而进行整流器侧电源再生处理，使直流电压侧产生的再生电力返回至交流电源。

Description

电源再生整流器、马达驱动系统及电源再生处理方法

技术领域

所公开的实施方式涉及一种具备电源再生功能的电源再生整流器、马达驱动系统及电源再生处理方法。

背景技术

专利文献1中公开有一种涉及伺服驱动装置的技术，该伺服驱动装置具备可分别实现电源再生控制的三相桥式整流电路及逆变器电路以及平滑电容器。该现有技术基于如下想法，当交流电压的峰值稍稍超过平滑电容器的直流电压值时，三相桥式整流电路间歇地处于短路状态而向平滑电容器流入充电电流，由此从三相桥式整流电路的内部产生高次谐波。作为其对策公开有如下技术，当输入有峰值超过平滑电容器的直流电压值的三相交流电源电压时，可以通过简单的电路结构避免三相交流电源的电压和电流产生畸变，可以避免产生高次谐波及功率因数恶化，可以防止因产生高次谐波而对其它电路的噪声妨碍。

专利文献1：日本国特许第2872210号公报

另一方面，近年来，例如从日本向欧洲输出电气产品时，规定必须标明基于EMC指令的CE标志，如果未满足基于该EMC指令的基准，有的使用国则处于无法使用的状况。EMC指令要求EMI(electro-magnetic interference：电磁干扰)和EMS(electro-magnetic susceptibility：电磁敏感性)两者的对策，其中，EMI评价从设备漏出的电磁波，EMS评价设备针对来自外部的电磁波的抗扰性。

上述现有技术存在如下情况，由于高次谐波的产生等来自连接于同一交流电源的其它设备，所以在从该交流电源输入的交流电压自身上则施加高次谐波，上述现有技术没有实现针对上述EMS的对策，该EMS评价针对这种来自外部的高次谐波的抗扰性。

例如，在马达的运行顺序中，使马达减速停止时再生的电力介由逆变器而向平滑电容器充电时，需要恰当地判定充电到什么程度时开始从整流器侧向交流电源的再生控制才好的开始时刻。但是，当在交流电压上恒定地施加高次谐波时，平滑电容器的充电电压则按照高次谐波的电压振幅而升压，另一方面，靠通常的交流电源的检测方法无法检测出高次谐波成分，只能检测出通常的交流电压值。因此，如果单纯比较交流电压和直流电压，则容易误判整流器侧再生控制的开始时刻。

发明内容

本发明是鉴于上述问题而进行的，其目的在于提供一种电源再生整流器、马达驱动系统及电源再生处理方法，与交流电源上有无施加高次谐波无关，可在恰当的开始时刻进行电源再生处理。

为了解决上述课题，根据本发明的一个观点，应用一种电源再生整流器，其具备：交流电流检测部，检测出所输入的交流电源各相的交流电流流通状态；再生整流器部，具有整流桥式电路和再生开关部，其中，所述整流桥式电路对所述交流电源进行全波整流并输出直流电压，所述再生开关部对应于所述整流桥式电路的各相并联连接有对2个半导体开关元件进行串联连接的组；平滑电容器，使所述直流电压平滑；及整流器再生控制部，利用所述交流电流检测部检测出的所述交流电流为不通的状态进行开始判定处理，在所述开始判定处理中所判定的开始时刻，分别对所述再生整流器部的所述半导体开关元件进行开关，从而进行电源再生处理，使所述直流电压侧产生的再生电力返回至所述交流电源。

而且为了解决上述课题，根据本发明的一个观点，应用一种马达驱动系统，其具备：交流电流检测部，检测出所输入的交流电源各相的交流电流流通状态；再生整流器部，具有整流桥式电路和再生开关部，其中，所述整流桥式电路对所述交流电源进行全波整流并输出直流电压，所述再生开关部对应于所述整流桥式电路的各相并联连接有对2个半导体开关元件进行串联连接的组；平滑电容器，使所述直流电压平滑；整流器再生控制部，在以所述交流电流检测部检测出的所述交流电流流通状态为基础的开始判定处理所判定的开始时刻，分别对所述再生整流器部的所述半导体开关元件进行开关，从而进行电源再生处理，使所述直流电压侧产生的再生电力返回至所述交流电源；逆变器部，连接于所述平滑电容器；及逆变器控制部，根据来自上位控制装置的马达控制指令，对该逆变器部进行PWM控制，向连接于所述逆变器部的马达供给所希望的电力。

而且为了解决上述课题，根据本发明的一个观点，应用一种电源再生处理方法，是针对再生整流器部而执行的电源再生处理方法，该再生整流器部具有整流桥式电路和再生开关部，其中，所述整流桥式电路对交流电源进行全波整流并输出直流电压，所述再生开关部对应于所述整流桥式电路的各相并联连接有对2个半导体开关元件进行串联连接的组，其执行如下工序：交流电流检测工序，检测出所述交流电源各相的交流电流流通状态；及整流器再生控制工序，在以所述交流电流检测工序检测出的所述交流电流流通状态为基础的开始判定处理所判定的开始时刻，分别对所述再生整流器部的所述半导体开关元件进行开关，从而进行电源再生处理，使所述直流电压侧产生的再生电力返回至所述交流电源。

根据本发明，与交流电源上有无施加高次谐波无关，可在恰当的开始时刻进行电源再生处理。

附图说明

图1是模式化表示一个实施方式所涉及的马达驱动系统的结构的框图。

图2是简化图1的电路结构来表示应着眼的各处的电流、电压的图。

图3是对比表示未施加高次谐波时的3相交流电压的全波形整流波形的图。

图4是对比表示施加有高次谐波时的3相交流电压的全波形整流波形的图。

图5是表示施加有高次谐波时的直流电压和交流电压的变化的时间图。

图6是表示在施加有高次谐波的状态下基于对比现有方式进行开始判定时的交流电流和直流电压的变化的时间图。

图7是表示在未施加高次谐波的状态下基于实施方式进行开始判定时的交流电流、直流电压及参考电压的变化的时间图。

图8是表示在施加有高次谐波的状态下基于实施方式进行开始判定时的交流电流、直流电压及参考电压的变化的时间图。

图9是整流器再生控制部所具备的CPU执行的开始判定处理的流程图。

符号说明

1-电源再生整流器；2-平滑电容器；3-马达驱动装置；11-再生整流器部；11a-整流桥式电路；11b-再生开关电路；12-交流电流检测部；13-交流电压检测部；14-整流器再生控制部；31-逆变器部；31a-再生桥式电路；31b-驱动开关电路；32-逆变器控制部；51、61-桥臂开关元件(半导体开关元件)；52、62-二极管；100-马达驱动系统；200-外部交流电源；300-3相交流马达；Iac-交流电流；Vac-交流电压；Vdc-直流电压；Vre-参考电压、对比基准电压。

具体实施方式

以下，参照附图对一个实施方式进行说明。

图1中，马达驱动系统100利用从交流电源200供给的电力来驱动3相交流马达300，具备电源再生整流器1和马达驱动装置3。另外，在该例中，设想3相交流马达300使用旋转型马达，相当于各技术方案所记载的马达。

电源再生整流器1具备再生整流器部11、平滑电容器2、交流电流检测部12、交流电压检测部13及整流器再生控制部14。

再生整流器部11是桥接例如由IGBT等的半导体构成的6个桥臂开关元件51和6个二极管52的器件。详细来说，构成为串联连接2个对桥臂开关元件51和二极管52进行并联连接的电路作为1组，且相对于上述平滑电容器2并联连接有3组，通过将对应于交流电源200各相的交流电力输入至各组的中间连接位置，各二极管52对3相交流电力进行全波整流且将直流电力输出至平滑电容器2。也就是说，所有的二极管52从来自交流电源200的输入侧向朝向平滑电容器2的输出侧顺向连接。而且，各桥臂开关元件51通过分别输入来自整流器再生控制部14的选通信号来进行开关，使平滑电容器2侧的直流电力从各组的中间连接位置对应于交流电源200的各相进行电源再生。以下将该再生整流器部11中的电源再生处理称为整流器侧电源再生处理。另外，在交流电源200为单相时，再生整流器部11是对单相交流电力进行整流而输出直流电力的器件即可。而且，整流器侧电源再生处理相当于各技术方案记载的电源再生处理。

平滑电容器2横跨连接在电源再生整流器1的输出侧直流母线之间，使该电源再生整流器1的6个二极管52进行全波整流后的直流电压Vdc平滑。

交流电流检测部12在该例中是利用CT(Current Transformer：电流互感器)的电流检测器，按各相检测出交流电源200和再生整流器部11之间的交流电流(图中的Iac)的流通状态。

交流电压检测部13在该例中是桥接6个二极管的全波整流器，对交流电源200的交流电压进行全波整流，作为交流电源电压大小的大致值即全波整流电压(图中的Vac)检测出该检测电压值。

整流器再生控制部14由CPU、ROM、RAM等构成，根据由上述交流电流检测部12检测出的交流电流Iac、由上述交流电压检测部13检测出的全波整流电压Vac及连接有平滑电容器2的直流母线之间的直流电压(图中的Vdc)，来判定整流器侧电源再生处理的开始时刻。而且，开始整流器侧电源再生处理时，分别对再生整流器部11的各桥臂开关元件51输出选通信号来进行控制。

马达驱动装置3具备逆变器部31和逆变器控制部32。

逆变器部31是桥接例如由IGBT等的半导体构成的6个桥臂开关元件61和6个二极管62的器件。详细来说，构成为串联连接2个对桥臂开关元件61和续流二极管(FWD)即二极管62进行并联连接的电路作为1组，且相对于上述平滑电容器2并联连接有3组，各桥臂开关元件61通过分别输入来自逆变器控制部32的选通信号来进行开关，从各组的中间连接位置对应于3相交流马达300的各相输出平滑电容器2侧的直流电力。而且，例如在3相交流马达300进行突然的减速动作时的情况下，3相交流马达300作为发电机进行动作，因此，产生从3相交流马达300向包括平滑电容器2的电源再生整流器1中的直流电路逆流的再生电力。即，马达作为发电机进行动作时，旋转(动)能则转换为再生电力(再生能量)，从3相交流马达300经由逆变器部31中的二极管62流入电源再生整流器1内的直流电路。以下将该逆变器部31中的再生动作称为逆变器侧再生动作。另外，在从交流电源生成逆变器用直流的直流电路是不具有电源再生处理能力的单纯的二极管整流器的情况下，无法使逆变器侧再生动作时流入直流电路的再生电力向交流电源进行再生，因此，再生电力积存在直流电路的平滑电容器2中，直流电压上升，有可能引起过电压。

逆变器控制部32由CPU、ROM、RAM等构成，根据来自另行设置的上位控制装置33的马达控制指令，对逆变器部31的各桥臂开关元件61分别输出基于PWM控制的选通信号来进行控制，供给3相交流马达300所希望的电力。

另外，虽未在图1中特别图示，但是在交流电源200和电源再生整流器1之间的各相的电力线上设置有电抗器，用于防止在电源再生整流器1的电源接通时来自交流电源200的电力急剧地流入电源再生整流器1，或者用于防止通过整流器侧电源再生处理而再生的电力向交流电源200急剧地逆流。

在此，参照简化上述马达驱动系统100的电路结构来进行表示的图2，说明3相交流马达300的按运行顺序分类的各处的内部参数的变化。在了解马达驱动系统100的工作状况方面，应着眼的内部参数是交流电源200-再生整流器部11之间的交流电流Iac的流通状态及全波整流电压Vac、以及再生整流器部11-平滑电容器2-逆变器部31之间的直流母线中的直流电压Vdc。上述交流电流Iac、全波整流电压Vac及直流电压Vdc是通过电源再生整流器1实际检测出来的。

另外，上述再生整流器部11的结构如图2中所示，与按各相并联连接整流桥式电路11a和再生开关电路11b的结构等价，其中，整流桥式电路11a从输入侧向输出侧顺向连接二极管52且能实现全波整流，再生开关电路11b按各相并联连接对2个桥臂开关元件51进行串联连接的组。而且，上述逆变器部31的结构如图2中所示，与如下结构等价，串联连接2个对桥臂开关元件61和续流二极管(FWD)即二极管62进行并联连接的电路作为1组，且相对于上述平滑电容器2并联连接有3组。

在具备这种再生整流器部11、逆变器部31的马达驱动系统100中，当从交流电源200向3相交流马达300以顺向供给驱动电力时，通过在逆变器部31中进行开关控制而介由再生整流器部11供给该驱动电力。而且相反，使由3相交流马达300产生的再生电力向交流电源200逆向地进行电源再生时，通过在再生整流器部11中进行开关控制而介由逆变器部31使该再生电力进行电源再生。

另外，再生整流器部11中的开关控制方式例如有PWM控制方式和120°通电方式等。在本实施方式的例子中，对于再生整流器部11中的整流器侧电源再生处理应用按照交流电源200各相的相位进行开关控制的120°通电方式。另外，关于该120°通电方式，只要根据公知的方式进行开关控制即可，在此省略其详细的说明。

以下，以交流电源200通常的交流电压自身保持一定为前提。

<1.未施加高次谐波时>

首先，说明交流电源200上未施加高次谐波的通常的情况。

(1-A：起动时)最初，由于在从马达驱动系统100整体处于完全放电、无通电的初始状态刚接通电源之后的起动时，全波整流电压Vac>直流电压Vdc，因此再生整流器部11对交流电力进行全波整流，对平滑电容器2进行正向充电。而且此时，通过另行具备的电压自动调节功能，进行初始增益自动调节，以成为全波整流电压Vac×自动调节增益≈直流电压Vdc的关系。另外，在该初始充电时理所当然处于如下状态，交流电流Iac在从交流电源200朝向电源再生整流器1的方向上流通。

(1-B：马达驱动前时)而且在马达驱动前时，通过上述的电压自动调节功能来保持全波整流电压Vac×自动调节增益≈直流电压Vdc的关系。另外，由于在该马达驱动前时，处于向电源再生整流器1及马达驱动装置3通电的状态，因此交流电流Iac处于在从交流电源200朝向电源再生整流器1的方向上流通的状态。

(1-C：马达驱动时)在逆变器控制部32对逆变器部31的各桥臂开关元件61进行基于PWM控制的开关控制来对3相交流马达300进行供电驱动时(3相交流马达300的加速或恒速驱动时)，平滑电容器2的充电电力被消耗于马达驱动，因此，全波整流电压Vac>直流电压Vdc，但是再生整流器部11对交流电压进行整流从而对平滑电容器2随时进行正向充电，保持全波整流电压Vac≈直流电压Vdc的关系。此时，理所当然处于如下状态，交流电流Iac在从交流电源200朝向电源再生整流器1的方向上流通。

(1-D：逆变器侧再生动作中(整流器侧电源再生处理前))

如上所述，在3相交流马达300的减速驱动时的情况下，成为逆变器侧再生动作。即，来自3相交流马达300的再生电力经由逆变器部31中的二极管62流入电源再生整流器1内的直流电路。此时，由于未开始电源再生整流器1中的整流器侧电源再生处理，因此再生电力积存在平滑电容器2中(反向充电)，直流电压Vdc升压。此时，全波整流电压Vac>直流电压Vdc的阶段的交流电流Iac处于在从交流电源200朝向电源再生整流器1的方向上流通的状态，随着直流电压Vdc的升压而成为全波整流电压Vac<直流电压Vdc的阶段的交流电流Iac处于不流通状态。

(1-E：整流器侧电源再生处理时)在上述逆变器侧再生动作中，直流电压Vdc持续升压，但是在适当的开始时刻开始再生整流器部11中的整流器侧电源再生处理，使积存在平滑电容器2中的再生电力向交流电源200进行电源再生。在该例中，通过上述的120°通电方式恰当地进行整流器侧电源再生处理，由此使直流电压Vdc降压至与全波整流电压Vac相同的电位，其后使再生电力向交流电源200进行电源再生，保持全波整流电压Vac≈直流电压Vdc的关系。此时，理所当然交流电流Iac处于在从电源再生整流器1朝向交流电源200的方向上流通的状态(交流电流Iac流通的方向与上述(1-A)(1-B)(1-C)为反向)。而且，上述逆变器侧再生动作结束后，通过解除整流器侧电源再生处理，返回上述(1-B)的马达驱动前时，利用上述的电压自动调节功能来保持全波整流电压Vac×自动调节增益≈直流电压Vdc的关系。

而且，在上述(1-D)的逆变器侧再生动作所引起的直流电压Vdc的升压中的状态下，作为开始上述(1-E)的整流器侧电源再生处理的时刻，作为以往通常的方式，例如将直流电压Vdc-全波整流电压Vac的差为规定值以上(作为例子如果是400V系列则为40V以上)作为条件来开始整流器侧电源再生处理。也就是说，其为如下方式，当直流电压Vdc比全波整流电压Vac大规定值以上时，进行整流器侧电源再生处理，开始朝向交流电源200的电源再生，以防止在平滑电容器2中积存再生电力而使直流电压Vdc上升，产生成为过电压的电位差。

以上的(1-A)～(1-E)的运行顺序以未在交流电源200上施加高次谐波的通常的情况为前提。此时，如图3所示，通过上述交流电压检测部13检测出的全波整流电压Vac以全波整流后的3相交流电压的包括脉动部分的有效值被检测出来。另一方面，直流电压Vdc与平滑电容器2的充电电压以相同电位进行变动，如上所述，根据马达驱动装置3的驱动状态(上述(1-C))、再生状态(上述(1-D))进行升降压。通常，用再生整流器部11进行全波整流后的3相交流电压的峰值大致作为平滑电容器2的充电电压即直流电压Vdc被检测出来。上述的电压自动调节功能进行调节以成为如下关系，使全波整流电压Vac×自动调节增益≈直流电压Vdc。

但是，存在因来自外部而在交流电源200自身上施加高次谐波的情况。此时，如图4所示，由于在通常的交流电压的波形(图中的虚线部)上重叠高次谐波成分而成为畸变的波形(图中的实线部)。因此，平滑电容器2的充电电压上升高次谐波的电压振幅部分，这种施加有高次谐波的交流电压的峰值成为直流电压Vdc。另一方面，由上述交流电压检测部13检测出的全波整流电压Vac通过存在于检测系统的由硬件或软件构成的滤波器而进行振幅衰减，无法正确地识别因施加高次谐波所引起的交流电压的电压振幅上升。因而，由于全波整流电压Vac与上述的未在交流电源200自身上施加高次谐波的通常的情况一样，以与全波整流后的3相交流电压的有效值没有变化的程度被检测出来，因此直流电压Vdc与全波整流电压Vac相差较大。

如图5所示，即使在通常供给全波整流电压Vac的状态的中途施加高次谐波的情况下，在施加高次谐波后直流电压Vdc也逐渐升压，与全波整流电压Vac相差较大。此时升压后的直流电压Vdc相对于全波整流电压Vac相差上述规定值以上时，则满足整流器侧电源再生处理的开始条件，即使未处在上述(1-D)的逆变器侧再生动作的状态下，也有可能错误地开始整流器侧电源再生处理。

<2.施加有高次谐波时>

下面，说明在交流电源200自身上施加有高次谐波时的运行顺序。

(2-A：起动时)由于在刚接通电源之后的起动时，全波整流电压Vac>直流电压Vdc，因此再生整流器部11对交流电压进行整流，对平滑电容器2进行正向充电。但是，由于此时施加有高次谐波，因此直流电压Vdc比由交流电压检测部13检测出的全波整流电压Vac高出高次谐波成分的电压振幅值部分。另外，即使在该施加有高次谐波的情况下，在初始充电时理所当然处于如下状态，交流电流Iac在从交流电源200朝向电源再生整流器1的方向上流通。

(2-B：马达驱动前时)单独靠上述图1所示的结构的电源再生整流器1则无法辨别交流电源200中的高次谐波的施加状态和无施加状态。因而，上述电压自动调节功能无法辨别直流电压Vdc和全波整流电压Vac的不同是起因于高次谐波的施加，还是起因于来自马达驱动装置3的再生电力，从而无法进行上述(1-A)中说明的正确的初始增益自动调节。也就是说，在马达驱动前时，一直保持直流电压Vdc比全波整流电压Vac高出高次谐波成分的电压振幅值部分的状态。另外，由于在该马达驱动前时，处于向电源再生整流器1及马达驱动装置3通电的状态，因此交流电流Iac处于在从交流电源200朝向电源再生整流器1的方向上流通的状态。

但是，施加有高次谐波时的(2-C：马达驱动时)、(2-D：逆变器侧再生动作中(整流器侧电源再生处理前))及(2-E：整流器侧电源再生处理时)各处的电压、电流分别与上述(1-C)、(1-D)及(1-E)大致同等地变化。图6是表示在施加有高次谐波时的全波整流电压Vac、直流电压Vdc的变动及交流电流Iac的流通状态的时间图。另外，在该图6中，省略了起动时的图示，而且为了优先图示的明确化，示出在马达驱动中直流电压Vdc与全波整流电压Vac相比较大地降低，但是实际的降低幅度更小。

在图6中，在(2-B：马达驱动前时)中，由于直流电压Vdc比由交流电压检测部13检测出的全波整流电压Vac高出高次谐波成分的电压振幅值部分，因此一直保持全波整流电压Vac<直流电压Vdc的关系。而且，在(2-C：马达驱动时)中，由于平滑电容器2的充电电力消耗于马达驱动，因此全波整流电压Vac>直流电压Vdc。而且，在(2-D：逆变器侧再生动作中(整流器侧电源再生处理前))中，来自3相交流马达300的再生电力积存在平滑电容器2中(反向充电)，直流电压Vdc开始升压。而且，直流电压Vdc在持续升压的中途超过全波整流电压Vac，处于全波整流电压Vac<直流电压Vdc的关系。

其后，在通过适当的开始判定从而开始整流器侧电源再生处理(2-E：整流器侧电源再生处理时)中，直流电压Vdc降压至全波整流电压Vac附近，其后持续保持全波整流电压Vac≈直流电压Vdc的关系。而且，在该整流器侧电源再生处理结束后，平滑电容器2的充电电压再次上升高次谐波成分的电压振幅部分，该部分使全波整流电压Vac<直流电压Vdc，返回至上述(2-B：马达驱动前时)的状态。另外，在图6中，交流电流Iac除在上述(2-D：逆变器侧再生动作中(整流器侧电源再生处理前))的状态中的全波整流电压Vac<直流电压Vdc的状态中处于不流通状态以外，在其它的状态中处于流通状态。但是，上述(2-A)(2-B)(2-C)与上述(2-E)的流通方向为反向。

整流器侧电源再生处理的开始时刻的判定是通过由上述整流器再生控制部14进行的开始判定处理来进行判定的。对于该判定，与未施加高次谐波时一样，单纯地将直流电压Vdc-全波整流电压Vac的差为规定值以上作为开始条件时，即使是属于未处在上述(2-D)的逆变器侧再生动作的状态，也有可能错误地开始整流器侧电源再生处理。

于是，在本实施方式中，在交流电源200自身上施加来自外部的高次谐波时，并不是将所检测出的直流电压Vdc与全波整流电压Vac的差为规定值以上单纯地作为整流器侧电源再生处理的开始时刻的判定条件，而是设定新的判定条件而开始整流器侧电源再生处理。

具体来说，并不是使用与平滑电容器的充电电压同电位地变动的直流电压Vdc自身，而是新设置根据交流电流Iac的流通状态所更新的作为电压值变量的参考电压Vre。将该参考电压Vre作为对比基准电压，当该对比基准电压与直流电压Vdc的差为规定值以上时，判定为处于整流器侧电源再生处理的开始时刻。另外，在以前的判定条件中，全波整流电压Vac相当于对比基准电压。

原则上该参考电压Vre是逐次代入与平滑电容器的充电电压同电位地变动的直流电压Vdc来进行更新的变量。另外，在本实施方式的例子中，作为噪声对策，通过代入直流电压Vdc的移动平均值来进行参考电压Vre的更新。但是，在整流器侧电源再生处理前的逆变器侧再生动作中升压的直流电压Vdc达到全波整流电压Vac之后停止参考电压Vre的更新，持续保持前次值。

在此，在逆变器侧再生动作中升压的直流电压Vdc达到全波整流电压Vac之后，交流电流Iac处于不流通状态。如果利用该状况检测到交流电流Iac开始不流通状态，则能够通过直流电压Vdc利用逆变器侧再生动作的反向充电而升压来检测到已达到全波整流电压Vac。

另外，当直流电压Vdc与参考电压Vre大致相等时，也可应用不更新参考电压Vre的判断。

而且，为了实现更加切实的开始判定，在直流电压Vdc比全波整流电压Vac低的期间，即使直流电压Vdc与参考电压Vre大致相等时，也可应用更新参考电压Vre的判断。

归纳以上内容：

·参考电压Vre原则上逐次代入直流电压Vdc的移动平均值来进行更新。

·交流电流Iac处于不流通状态时停止更新参考电压Vre而保持前次值。

·参考电压Vre≈直流电压Vdc时，停止更新而保持前次值。

·全波整流电压Vac>直流电压Vdc时，即使参考电压Vre≈直流电压Vdc也进行更新。

与上述图6相对应的图7和图8中示出如此设定的参考电压Vre的变动。另外，图7是表示未施加高次谐波的情况，图8是表示施加有高次谐波的情况。如此设定的参考电压Vre原则上以跟踪直流电压Vdc的变动的方式进行更新而成为大致相等的电压值，但是在逆变器侧再生动作中升压的直流电压Vdc达到全波整流电压Vac之后，则停止更新而持续保持前次值。这是因为如上所述，在马达的减速控制时逆变器侧再生动作中升压的直流电压Vdc超过全波整流电压Vac的期间，与交流电源200上有无施加高次谐波无关，交流电流Iac处于不流通状态，在该不流通状态的期间不更新参考电压Vre。在本实施方式的例子中，将这种条件下更新的参考电压Vre直接代入对比基准电压，通过对比该对比基准电压和直流电压Vdc，来判定整流器侧电源再生处理的开始时刻。

由此，在上述(1-D)及(2-D)的运行顺序的期间，对比持续升压的直流电压Vdc和与一定的全波整流电压Vac同等的参考电压Vre(＝对比基准电压)，因此，当满足Vdc-Vre≥规定值的开始条件时，开始判定处理可以恰当地判定整流器侧电源再生处理的开始时刻。由于在除此以外的运行顺序中，进行直流电压Vdc和跟踪该直流电压Vdc而进行更新的参考电压Vre(＝对比基准电压)的对比，因此不会出现在未满足Vdc-Vre≥规定值的开始条件的情况下开始判定处理错误地开始整流器侧电源再生处理的情况。

下面，利用图9的流程图，对整流器再生控制部14所具备的CPU(省略图示)执行的整流器侧电源再生处理的开始判定处理进行说明。该流程从电源再生整流器1的电源接通时开始。

首先在步骤S5中，分别检测出介由上述交流电压检测部13的全波整流电压Vac和来自直流母线的直流电压Vdc。

然后，转入步骤S10，介由交流电流检测部12检测出交流电流Iac。另外，该程序相当于各技术方案记载的交流电流检测工序。

然后，转入步骤S15，判定上述步骤S10中检测出的交流电流Iac是否处于流通状态。当未以认定交流电流Iac处于流通状态的程度检测出交流电流Iac时，则未满足判定，转入步骤S20。此时，认为在逆变器侧再生动作中(整流器侧电源再生处理前)升压中的直流电压Vdc超过全波整流电压Vac，或者处于其它不需要更新参考电压Vre的状态，例如在(1-B：马达驱动前时)或(2-B)等中直流电压Vdc保持为一定的状态。

在步骤S20中，不更新参考电压Vre，一直保持前次值并转入后述的步骤S45。

另一方面，在上述步骤S15的判定中，当以认定交流电流Iac处于流通状态的程度检测出交流电流Iac时，则满足判定，转入步骤S25。

在步骤S25中，对比上述步骤S5中检测出的全波整流电压Vac和直流电压Vdc，判定直流电压Vdc是否比全波整流电压Vac低。直流电压Vdc比全波整流电压Vac低时，则满足判定，转入步骤S35。

另一方面，直流电压Vdc为全波整流电压Vac以上时，则未满足判定，转入步骤S30。

在步骤S30中，对比上述步骤S5中检测出的直流电压Vdc和参考电压Vre，判定直流电压Vdc与参考电压Vre是否大致相等。当直流电压Vdc与参考电压Vre在规定误差内大致相等时，则满足判定，转入上述步骤S20。此时，认为直流电压Vdc没有变动，不需要使参考电压Vre进行跟踪更新。

另一方面，当直流电压Vdc与参考电压Vre相差规定误差以上时，则未满足判定，转入步骤S35。此时，认为直流电压Vdc处于变动中，参考电压Vre也需要对其进行跟踪更新。

在步骤S35中，计算出过去最近规定次数中检测出的直流电压Vdc的移动平均。由此，可以使直流电压Vdc的变动中包含的噪声平坦化。

然后，转入步骤S40，将上述步骤S35中计算出的直流电压Vdc的移动平均代入参考电压Vre以进行更新。由此，可以更新参考电压Vre，以跟踪直流电压Vdc的变动。

然后，转入步骤S45，判定从上述步骤S5中检测出的直流电压Vdc减去上述步骤S40中求出的参考电压Vre(＝对比基准电压)后的偏差是否为规定值以上。当偏差为规定值以上时，则满足判定，转入步骤S100。

在步骤S100中，分别对再生整流器部11所具备的各桥臂开关元件51输出适当的选通信号，执行基于120°通电方式的整流器侧电源再生处理。然后，返回至步骤S5，反复进行同样的程序。另外，该步骤S100的程序相当于各技术方案记载的整流器再生控制工序。

而且另一方面，在上述步骤S45的判定中，当偏差比规定值小时，则未满足判定，返回至步骤S5，反复进行同样的程序。

另外，在上述步骤S15、步骤S25及该步骤S30的判定中，也可以分别包括上述步骤S5及步骤S10的检测而连续进行3次判定，仅在分别3次都满足更新条件时才进行步骤S35之后的参考电压Vre的更新。

如以上说明的那样，根据本实施方式的马达驱动系统100，与(1-D：逆变器侧再生动作中(整流器侧电源再生处理前))及(2-D)的运行顺序中交流电源200上有无施加高次谐波无关，利用交流电流Iac的流通状态处于不流通来进行整流器侧电源再生处理的开始判定处理。即，整流器再生控制部14在以上述交流电流检测部12检测出的交流电流流通状态为基础的开始判定处理所判定的开始时刻，进行整流器侧电源再生处理。

由此，本实施方式的马达驱动系统100在实质上需要电源再生整流器1的整流器侧电源再生处理的马达驱动装置3的逆变器侧再生动作中的期间，开始判定处理可以恰当地判定整流器侧电源再生处理的开始时刻，而与交流电源200上有无施加高次谐波无关。其结果，与交流电源200上有无施加高次谐波无关，可在恰当的开始时刻进行电源再生处理。

而且，在该实施方式中，尤其是整流器再生控制部14进行的开始判定处理不是将全波整流电压Vac的值作为对比基准电压，而是将以根据交流电流流通状态的变化和直流电压Vdc的变动来进行更新的方式新设定的作为电压值变量的参考电压Vre的值作为对比基准电压，将其与直流电压Vdc进行对比。而且，当直流电压Vdc比对比基准电压大规定值以上时，判定为处于整流器侧电源再生处理的开始时刻。由此，在(1-D：逆变器侧再生动作中(整流器侧电源再生处理前))及(2-D)的运行顺序中当逆变器侧再生动作中升压的直流电压Vdc超过全波整流电压Vac时，与交流电源200上有无施加高次谐波无关，可实现整流器侧电源再生处理的开始判定处理，其利用了交流电流Iac的流通状态变为不流通这一情况。

而且，在该实施方式中，尤其是原则上参考电压Vre以跟踪直流电压Vdc的变动而成为相同的电压值的方式进行更新。但是，在检测出交流电流Iac的不流通状态之后的一定期间内，也就是在(1-D：逆变器侧再生动作中(整流器侧电源再生处理前))及(2-D)的运行顺序中当逆变器侧再生动作中升压中的直流电压Vdc达到全波整流电压Vac之后的一定期间内，参考电压Vre一直保持与全波整流电压Vac大致相等。这是因为在(1-D)及(2-D)的运行顺序中，当逆变器侧再生动作中直流电压Vdc超过全波整流电压Vac之后，与交流电源200上有无施加高次谐波无关，交流电流Iac处于不流通状态，在检测出该不流通状态的期间不更新参考电压Vre。由此，在逆变器侧再生动作中升压的直流电压Vdc达到全波整流电压Vac之后的一定期间内，对比基准电压一直保持与全波整流电压Vac大致相等。

而且，在该逆变器侧再生动作中，直流电压Vdc达到全波整流电压Vac之后也超过该全波整流电压Vac而随着时间的经过而上升。因而，开始判定处理对比此时上升的直流电压Vdc和一直保持与全波整流电压Vac大致相等的对比基准电压，当直流电压Vdc比对比基准电压大规定值以上时，则判定为处于开始再生整流器部11的整流器侧电源再生处理的时刻。如此，在(1-D)及(2-D)的运行顺序中当逆变器侧再生动作中升压的直流电压Vdc超过全波整流电压Vac时，则与交流电源200上有无施加高次谐波无关，可实现利用交流电流Iac的流通状态变为不流通这一情况的开始判定处理。

而且另一方面，在马达驱动装置3的驱动控制未使3相交流马达300运行的(1-B：马达驱动前时)及(2-B)的运行顺序中，如上所述，参考电压Vre跟踪直流电压Vdc的变动而保持于相同的电压值，也就是说对比基准电压与直流电压Vdc相等。由此，即使在开始判定处理持续对比直流电压Vdc和对比基准电压时，在马达驱动前时也与交流电源200上有无施加高次谐波无关，不会误判再生整流器部11的整流器侧电源再生处理的开始时刻。其结果，即使开始判定处理随时进行相同的对比判定，也与交流电源200上有无施加高次谐波无关，可以恰当地判定整流器侧电源再生处理的开始时刻。

而且，在该实施方式中，尤其是通过代入直流电压Vdc的移动平均值来进行参考电压Vre的更新，由此可以抑制施加在交流电源200上的高次谐波引起的噪声影响波及到参考电压Vre的更新。

而且，在该实施方式中，尤其是在(1-B：马达驱动前时)及(2-B)的运行顺序等中，当直流电压Vdc没有变动，参考电压Vre与直流电压Vdc大致相等时，不更新参考电压Vre。由此，与上述一样，可以抑制施加在交流电源200上的高次谐波引起的噪声影响波及到参考电压Vre的更新。

而且，在该实施方式中，尤其是在(1-C：马达驱动时)及(2-C)的运行顺序等中，当直流电压Vdc比全波整流电压Vac低时，即使参考电压Vre与直流电压Vdc大致相等时，也更新参考电压Vre。由此，例如即使在3相交流马达300的低负荷运行下直流电压Vdc仅比全波整流电压Vac稍低时等，在(1-D：逆变器侧再生动作中(整流器侧电源再生处理前))及(2-D)的运行顺序中当逆变器部31开始逆变器侧再生动作后，升压的直流电压Vdc达到全波整流电压Vac时也可以切实地使对比基准电压与全波整流电压Vac大致相等。这一情况尤其是在将上述的直流电压Vdc的移动平均值代入参考电压Vre来进行更新时，通过补偿该移动平均值的计算所引起的延迟要素，可以避免伴随突然的逆变器侧再生动作的过电压的产生，因此效果很大。

另外，在上述实施方式中，虽然将参考电压Vre的值直接代入对比基准电压，但是不限于此。此外也可以将如上更新的参考电压Vre和全波整流电压Vac的任意较大的一个代入对比基准电压，通过其与直流电压Vdc的对比，来判定整流器侧电源再生处理的开始时刻。如此设定的对比基准电压也在原则上以跟踪直流电压Vdc的变动的方式进行更新而成为大致相等的电压值，但是在马达驱动中和马达减速控制中持续保持全波整流电压Vac的电压值(未特别图示)。此时，在(1-C：马达驱动时)及(2-C)的运行顺序中，对比基准电压为全波整流电压Vac，但是由于在该期间处于全波整流电压Vac>直流电压Vdc的关系，因此不会满足开始条件(Vdc-Vx≥规定值)，不会误判开始时刻。

如此设定对比基准电压时，在上述图9的流程中新设置程序，在临到步骤S45之前将参考电压Vre和全波整流电压Vac的任意较大的一个代入对比基准电压Vx，在步骤S45的判定中进行“Vdc-Vx≥规定值”的判定即可。如此设定对比基准电压时，尤其是在(1-A：起动时)及(2-A)的初始充电时可避免开始判定处理的误判，因此极为有用。

另外，由于以上的本实施方式的效果仅通过在整流器再生控制部14所执行的开始判定处理中进行开始条件的变更便能实现，因此不会影响其它处理。这种针对来自外部的高次谐波的施加的抗扰性作为针对EMC指令中的EMS评价的对策非常有效。

另外，在上述实施方式中，将旋转型3相交流马达300作为驱动对象，但是不限于此，也可以将直动型马达应用于驱动对象。

而且，除以上已经说明的以外，也可以适当组合上述实施方式、各变形例的方法而加以利用。

虽未进行其它一一例示，但是可在不脱离其主旨的范围内施加各种变更来进行实施。

Claims (11)

1.一种电源再生整流器，其特征在于，具备： 

交流电流检测部，检测出所输入的交流电源各相的交流电流流通状态； 

再生整流器部，具有整流桥式电路和再生开关部，其中，所述整流桥式电路对所述交流电源进行全波整流并输出直流电压，所述再生开关部对应于所述整流桥式电路的各相并联连接有对2个半导体开关元件进行串联连接的组； 

平滑电容器，使所述直流电压平滑； 

及整流器再生控制部，利用所述交流电流检测部检测出的所述交流电流为不通的状态进行开始判定处理，在所述开始判定处理中所判定的开始时刻，分别对所述再生整流器部的所述半导体开关元件进行开关，从而进行电源再生处理，使所述直流电压侧产生的再生电力返回至所述交流电源。 

2.根据权利要求1所述的电源再生整流器，其特征在于， 

还具备交流电压检测部，对来自所述交流电源的交流输入电压进行全波整流并检测出全波整流电压， 

所述整流器再生控制部所进行的所述开始判定处理为， 

将根据所述交流电流流通状态和所述直流电压而更新的参考电压作为对比基准电压， 

当从所述直流电压中减去所述对比基准电压后的值为规定值以上时，判定为处于所述电源再生处理的开始时刻。 

3.根据权利要求1所述的电源再生整流器，其特征在于， 

还具备交流电压检测部，对来自所述交流电源的交流输入电压进行全波整流并检测出全波整流电压， 

所述整流器再生控制部所进行的所述开始判定处理为， 

将根据所述交流电流流通状态和所述直流电压而更新的参考电压以及所述交流电压检测部检测出的所述全波整流电压的任意较大的一个作为对比基准电压， 

当从所述直流电压中减去所述对比基准电压后的值为规定值以上时，判定为处于所述电源再生处理的开始时刻。 

4.根据权利要求2或3所述的电源再生整流器，其特征在于， 

所述整流器再生控制部所进行的所述开始判定处理将所述直流电压逐次代入所述参考电压来进行更新，在所述交流电流流通状态为不流通状态的期间不更新所述参考电压。 

5.根据权利要求4所述的电源再生整流器，其特征在于， 

所述整流器再生控制部所进行的所述开始判定处理将所述直流电压的移动平均代入所述参考电压来进行更新。 

6.根据权利要求4所述的电源再生整流器，其特征在于， 

所述整流器再生控制部所进行的所述开始判定处理在所述参考电压与所述直流电压相等时不更新所述参考电压。 

7.根据权利要求5所述的电源再生整流器，其特征在于， 

所述整流器再生控制部所进行的所述开始判定处理在所述参考电压与所述直流电压相等时不更新所述参考电压。

8.根据权利要求6所述的电源再生整流器，其特征在于， 

所述整流器再生控制部所进行的所述开始判定处理在所述直流电压比所述全波整流电压低时进行更新。 

9.根据权利要求7所述的电源再生整流器，其特征在于， 

所述整流器再生控制部所进行的所述开始判定处理在所述直流电压比所述全波整流电压低时进行更新。 

10.一种马达驱动系统，其特征在于，具备： 

交流电流检测部，检测出所输入的交流电源各相的交流电流流通状态； 

再生整流器部，具有整流桥式电路和再生开关部，其中，所述整流桥式电路对所述交流电源进行全波整流并输出直流电压，所述再生开关部对应于所述整流桥式电路的各相并联连接有对2个半导体开关元件进行串联连接的组； 

平滑电容器，使所述直流电压平滑； 

整流器再生控制部，利用所述交流电流检测部检测出的所述交流电流为不通的状态，进行开始判定处理，以所述开始判定处理中所判定的开始时刻，分别对所述再生整流器部的所述半导体开关元件进行开关，从而进行电源再生处理，使所述直流电压侧产生的再生电力返回至所述交流电源； 

逆变器部，连接于所述平滑电容器； 

及逆变器控制部，根据来自上位控制装置的马达控制指令，对该逆变器部进行PWM控制，向连接于所述逆变器部的马达供给所希望的电力。 

11.一种电源再生处理方法，是针对再生整流器部而执行的电源再生处理方法，该再生整流器部具有整流桥式电路和再生开关部，其中，所述整流桥式电路对交流电源进行全波整流并输出直流电压，所述再生开关部对应于所述整流桥式电路的各相并联连接有对2个半导体开关元件进行串联连接的组，其特征在于，执行如下工序： 

交流电流检测工序，检测出所述交流电源各相的交流电流流通状态； 

及整流器再生控制工序，利用所述交流电流检测工序检测出的所述交流电流为不通的状态进行开始判定处理，在所述开始判定处理中所判定的开始时刻，分别对所述再生整流器部的所述半导体开关元件进行开关，从而进行电源再生处理，使所述直流电压侧产生的再生电力返回至所述交流电源。