CN101958867A - 信号处理设备、信号处理方法和接收系统 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了信号处理设备、信号处理方法和接收系统。这里公开的信号处理设备包括：处理块，该块被配置为执行载波移位量检测处理，该处理用于检测构成载波误差的载波移位量，所述载波误差用于解调被称为OFDM信号的正交频分复用信号；以及校正块，该块被配置为根据载波移位量来校正OFDM信号。所述OFDM信号包括：包括子载波的第一前序信号，以及包括子载波的第二前序信号，第二前序信号中所包括的子载波的间隔比第一前序信号中所包括的子载波的间隔要窄。第二前序信号包括导频信号，所述导频信号是以预定数目的子载波为间隔布置的已知信号。处理块使用包括在一个这样的第二前序信号中的子载波的相关度来检测载波移位量。

Description

信号处理设备、信号处理方法和接收系统
技术领域
本发明涉及信号处理设备、信号处理方法和接收系统。更具体而言，本发明涉及用于快速并以所需精度来估计例如用于解调OFDM(正交频分复用)信号的载波的误差的信号处理设备、信号处理方法和接收系统。
背景技术
地面数字广播等广播方案采用OFDM(正交频分复用)作为它们的数据(即，信号)调制方法。
根据OFDM，在传输频带内提供多个正交子载波，每个子载波针对数字调制(例如PSK(相移键控)和QAM(正交幅度调制))在其幅度和相位上分派数据。
根据OFDM，传输频带被划分成大量子载波。这意味着对于每个子载波，带宽很窄并且调制率很低。但是，(所有子载波的)总传输速度与普通调制方法的情况相同。
由于在上述OFDM下数据被分配给多个子载波，因此数据调制可以通过IFFT(逆快速傅立叶变换)计算来执行。从调制产生的OFDM信号可以通过FFT(快速傅立叶变换)计算而被解调。
将会理解，用于发送OFDM的发送装置可以使用执行IFFT计算的电路来构成，用于接收OFDM信号的接收装置可以使用实现FFT计算的电路来构成。
在OFDM下，提供被称为保护间隔(guard interval)的信号分段，来提高对多路径干扰的抵抗力。而且，根据OFDM，在时间方向上以及频率方向上离散地插入导频信号(pilot signal)(即，接收装置已知的信号)。这些导频信号被接收装置用于同步并用于估计传输信道特性。
由于其对多径干扰的高抵抗力，OFDM尤其被易受这种多路径干扰影响的地面数字广播所采用。采用OFDM的地面数字广播标准例如包括DVB-T(数字视频广播-地面)和ISDB-T(集成服务数字广播-地面)。
在OFDM下，数据以被称为OFDM符号的单位来发送。
一般而言，OFDM符号由构成信号时段的有效符号和保护间隔构成，在信号时段中，调制时执行IFFT，保护间隔由有效符号的后半部分的部分波形构成，有效符号的后半部分被未经修改地拷贝到有效符号的开始。
附接到OFDM符号的开始的保护间隔帮助增强对多路径干扰的抵抗力。
采用OFDM的地面数字广播表面定义被称为帧(OFDM传输帧)的单位，帧由多个OFDM符号构成。数据随后以帧为单位发送。
用于接收上述OFDM信号的接收装置使用OFDM信号载波来实现OFDM信号的数字正交解调。
但是，一般而言，接收装置用于数字正交解调的OFDM信号载波与发送OFDM信号的发送装置所采用的OFDM信号载波不一致；载波包含误差。就是说，用于数字正交解调的OFDM信号的频率被从接收装置所接收的OFDM信号(即，其IF(中频)信号)的中心频率移位。
因此，接收装置被布置为执行两个处理：载波移位量检测处理，用于检测作为用于数字正交解调的OFDM信号载波的误差的载波移位量；和校正处理(即，偏移校正)，用于以消除载波移位量的方式来校正OFDM信号。
同时，DVB-T2(数字视频广播-第二代欧洲地面)被制订，作为采用OFDM的地面数字广播标准。
所谓的蓝皮书(DVB BlueBook A122)描述了DVB-T2(“Framestructure channel coding and modulation for a second generation digitalterrestrial television broadcasting system(DVB-T2)”，DVB文献A122，2008年6月；下文称之为非专利文献1)。
在DVB-T2(如在蓝皮书中所提出的)下，定义了被称为T2帧的帧。数据以T2帧为单位发送。
T2帧(代表OFDM信号)包括被称为P1和P2的两个前序信号，它们包含诸如OFDM信号解调之类的处理所需的信息。
图1是示出T2帧格式的示意图。T2帧按顺序包含P1符号、P2符号和数据符号。
P1符号是用于发送包括传输类型和基本传输参数的P1信令的符号。
更具体而言，P1信令(P1)符号包括参数S1和S2，它们指示出P2符号是通过SISO(单输入单输出(意思是一个发送天线和一个接收天线))方法还是MISO(多输入单输出(意思是多个发送天线和一个接收天线))方法发送的。这些参数还指示出用于执行P2的FFT计算的FFT大小(即，进行单次FFT计算的样本(符号)的数目)。
将得到，要想解调P2，可能需要预先解调P1。
P2符号是用于发送L1预信令(pre-signaling)和L1后信令的符号。
L1预信令包括用于允许接收T2帧的接收装置接收和解码L1后信令的信息。L1后信令包括接收装置在获得对物理层(即，对物理层管道(pipe))的访问时所需的参数。
一个T2帧可以具有在其中布置了1到16个OFDM符号的P2。
P1和P2符号包括已知的导频信号。具体讲，P1的导频信号布置在未被周期性地放置的子载波上，而P2的导频信号布置在被周期性地放置的子载波上。在导频信号之中，那些以预定数目的子载波(符号)为间隔周期性地放置的导频信号被称为SP(散乱导频)信号；布置在同一频率的子载波上的导频信号被称为CP(连续导频)信号。
而且，接收装置逐个OFDM符号地执行OFDM信号的FFT计算。DVB-T2定义了六种FFT大小，1K、2K、4K、8K、16K和32K，每种FFT大小是构成一个OFDM符号的符号(子载波)数目。
OFDM符号的子载波之间的间隔(即，子载波间隔)与OFDM符号的FFT大小成反比。因此，在DVB-T2下，定义FFT大小等同于规定子载波间隔。
DVB-T2还规定：在上述六种FFT大小之中，1K应该被用于P1的OFDM符号。还规定：对于除P1之外的P2和其他OFDM符号，可以使用上述六种FFT大小中的任意一种。
将得到，关于P1的OFDM符号，仅仅使用由DVB-T2定义的具有最宽子载波间隔(与1K的FFT大小相对应)的子载波。
关于除P1之外的P2和其他OFDM符号，即，P2的OFDM符号和数据(常规)的OFDM符号，可能不仅使用具有由DVB-T2定义的最宽子载波间隔的子载波，还使用具有除最宽子载波间隔之外的子载波间隔(即，与2K、4K、8K、16K和32K的FFT大小相对应的间隔中的任意一种)的子载波。
图2是示出P1的OFDM信号的示意图。
P1的OFDM信号具有1K(＝1024)符号作为其有效符号。
该信号具有如下循环结构：有效符号A的开始部分A1被频移到拷贝在有效符号前面的信号C，并且有效符号A的其余部分A2被频移到拷贝在有效符号后面的信号B。
P1的OFDM信号具有853个子载波作为其有效子载波。在DVB-T2下，信息位于853个子载波之中的384个子载波上。
DVB-T2的实现指南(ETSI TR 102831：IG)规定：如果用于发送OFDM信号的传输频带例如是8MHz，则在上述384个子载波上的关于P1的OFDM信号的信息位置的相关性可以被用来估计精确度最高为±500kHz的“粗糙”载波频率偏移量。
实现指南还规定：在P1的情况下，上面参考图2所述的循环结构可以被用于估计精确度最高为±0.5乘以子载波间隔的“精细”载波频率偏移量。
DVB-T2规定：P1的FFT大小应该是1K样本(符号)，如上所述。
DVB-T2还规定：如果传输频带例如是8MHz，则以1K样本的FFT大小对P1的采样周期应该是7/64μs。
因此，当传输频带例如是8MHz时，P1的有效符号长度Tu为1024×7/64μs。
同时，存在由等式D＝1/Tu定义的关系，其中Tu(以秒为单位)指OFDM符号之中有效符号的长度(即，除保护间隔之外的有效符号长度)，D(以Hz为单位)代表OFDM信号的子载波的子载波间隔。
因此，如果传输频带为8MHz，P1的子载波的子载波间隔D则大约为8,929Hz，这是有效符号长度Tu＝1024×7/64μs的倒数。
如所述，由于P1的子载波间隔D为大约8,929Hz，因此“精细”载波移位量可以按±8,929/2Hz的精确度使用P1来估计。
在此情况下，P1的捕获范围以OFDM信号载波的真值为基准在±8,929/2Hz(在-8929/2Hz和+8929/2Hz之间)的范围内，P1的捕获范围即可以通过与从P1获得的“精细”载波移位量的相一致校正OFDM信号来捕获用于数字正交解调的OFDM信号载波的范围。
在使用FFT大小为1K的P1估计的载波移位量的情况下，可以将FFT大小为1K的OFDM信号的载波捕获到±0.5×子载波间隔D的范围内，由此OFDM符号被解调。
发明内容
但是，对于FFT大小不是1K的OFDM符号，即，FFT大小为2K、4K、8K、16K或32K的OFDM符号，可能无法依赖于使用FFT大小为1K的P1估计出的载波移位量将载波捕获到±0.5×子载波间隔D的范围内。
例如，如果传输频带是8MHz，则FFT大小为32K的OFDM符号的子载波间隔D是279Hz。
据此，即使可以基于使用FFT大小为1K的P1所估计出的载波移位量将载波捕获到±8,929/2Hz的范围内，载波移位量(即，其大小)也可能仍旧超过279Hz乘以±0.5(其构成FFT大小为32K的OFDM符号的子载波间隔D)。
如上所述，在存在超过OFDM符号的子载波间隔D乘以±0.5的(一个或多个子载波的)载波移位量时，无法解调OFDM符号。
在存在像多路径干扰或连续波(CW)这样的外部扰乱的环境中，P1往往被错误地检测。如果被错误检测的P1被用于估计“精细”载波移位量，则所涉及的精确度将大大降低。结果，很有可能FFT大小为2K、4K、8K、16K或32K的OFDM符号将无法被解调。
如上所述，对于FFT大小为2K、4K、8K、16K或32K的OFDM符号，依赖于使用FFT大小为1K的P1所估计出的载波移位量，可能存在由于无法将载波捕获到±0.5乘以子载波间隔D的范围中而无法解调OFDM符号的情况。
为了针对FFT大小为2K、4K、8K、16K或32K的OFDM符号将载波捕获到±0.5乘以子载波间隔D的范围中，可能除了使用P1估计载波移位量之外，还必须针对2K、4K、8K、16K或32K的FFT大小中的每一个来估计“粗糙”载波移位量。
实现指南介绍了用于针对例如DVB-T(第二代欧洲地面数字视频广播)下的每种FFT大小来估计“粗糙”载波移位量的通用方法。
具体讲，实现指南公开了用于使用CP位置来估计载波频率偏移的方法以及利用SP冲激脉冲响应(impulse response)的载波频率偏移估计方法。
在针对具有每种FFT大小的OFDM符号将载波捕获到±0.5乘以子载波间隔D的范围中之后，可以例如使用相关器来估计针对每种FFT大小的“精细”载波移位量，所述相关器是利用保护间隔长度的相关器或者使用在CP的OFDM符号的方向上(在时间方向上)的相位差的相关器。
同时，用于接收根据DVB-T2的OFDM信号的接收装置对P1信令解调并估计T2帧中的保护间隔长度，在所述保护间隔长度中，P1在所谓的信道扫描时被首次检测到。
此后，接收装置识别P2的FFT大小，其用于检测在下一T2帧中对P2进行FFT计算的开始位置(FFT窗口触发位置)。然后，接收装置执行P2的FFT计算来获得频域的OFDM信号。一旦开始获得频域的OFDM信号，则可以解调包括在P2中的L1预信令(图1)，然后解调数据。
现在假设P2的FFT大小为2K、4K、8K、16K或32K，即，P2的载波间隔比P1的载波间隔窄，并且使用P1估计载波移位量的精确度已经下降。在此情况下，可能必需针对P2的FFT大小来估计“粗糙”载波移位量，以便校正OFDM信号。
例如，T2帧可能包含两个或更多个P2符号。在此情况下，可以基于两个相邻的P2符号之间的相关性来估计针对P2的FFT大小的“粗糙”载波移位量。
但是，如果T2帧仅包含一个P2符号，则显而易见，可能无法获得两个相邻的P2符号之间的相关性。在此情况下，通常在发送包括至少两个P2符号的T2帧之前，可能无法基于两个相邻的P2符号来估计“粗糙”载波移位量。
同时，可以例如使用CP位置来估计关于P2的FFT大小的“粗糙”载波移位量。
根据DVB-T2，定义了八种CP位置图样。P2的L1预信令(图1)包括关于八种CP位置图样中的哪一种对应于包含在所关注的OFDM信号中的CP位置的图样的信息。因此，当可能无法在信道扫描时解调L1预信令时，无法采用基于CP位置的载波频率偏移估计方法。
本发明是鉴于上述情形而做出的，其提供了用于以所需精确度快速估计载波移位量的信号处理设备、信号处理方法和接收系统。
在实施本发明的过程中并且根据本发明的一个实施例，提供了一种信号处理设备，包括：处理装置，用于执行载波移位量检测处理，该处理用于检测构成解调被称为OFDM信号的正交频分复用信号所使用的载波误差的载波移位量；以及校正装置，用于根据所述载波移位量来校正所述OFDM信号，其中所述OFDM信号包括：包括子载波的第一前序信号，以及包括子载波的第二前序信号，所述第二前序信号中所包括的子载波的间隔比所述第一前序信号中所包括的子载波的间隔要窄；其中，所述第二前序信号包括导频信号，所述导频信号是以预定数目的子载波为间隔布置的已知信号；并且其中，所述处理装置使用包括在一个这样的第二前序信号中的子载波的相关度来检测所述载波移位量。
根据本发明的另一实施例，提供了一种信号处理方法，包括以下步骤：使信号处理设备执行载波移位量检测处理，该处理用于检测构成解调被称为OFDM信号的正交频分复用信号所使用的载波误差的载波移位量；以及使所述信号处理设备根据所述载波移位量来校正所述OFDM信号，其中所述OFDM信号包括：包括子载波的第一前序信号，以及包括子载波的第二前序信号，所述第二前序信号中所包括的子载波的间隔窄于所述第一前序信号中所包括的子载波的间隔；其中，所述第二前序信号包括导频信号，所述导频信号是以预定数目的子载波为间隔布置的已知信号；并且其中，所述载波移位量检测处理使用包括在一个这样的第二前序信号中的子载波的相关度来检测所述载波移位量。
根据本发明的又一实施例，提供了一种接收系统，包括：传输信道解码处理块，该块被配置为对经由传输信道获取的信号执行传输信道解码处理，所述传输信道解码处理至少包括对已经发生在所述传输信道上的错误进行校正的处理；以及信息源解码处理块，该块被配置为对已经经过所述传输信道解码处理的信号执行信息源解码处理，所述信息源解码处理至少包括将压缩后的信息扩展回原始信息的处理；其中，所述经由传输信道获取的信号是被称为OFDM信号的正交频分复用信号，所述OFDM信号是通过至少执行用于信息压缩的压缩编码和用于校正已经发生在所述传输信道上的错误的纠错编码而获得的；其中，所述传输信道解码处理块包括：处理装置，用于执行载波移位量检测处理，该处理用于检测构成解调所述OFDM信号所使用的载波误差的载波移位量；以及校正装置，用于根据所述载波移位量来校正所述OFDM信号，其中，所述OFDM信号包括：包括子载波的第一前序信号，以及包括子载波的第二前序信号，所述第二前序信号中所包括的子载波的间隔比所述第一前序信号中所包括的子载波的间隔窄；其中，所述第二前序信号包括导频信号，所述导频信号是以预定数目的子载波为间隔布置的已知信号；并且其中，所述处理装置使用包括在一个这样的第二前序信号中的子载波的相关度来检测所述载波移位量。
根据本发明的又一实施例，提供了一种接收系统，包括：传输信道解码处理块，该块被配置为对经由传输信道获取的信号执行传输信道解码处理，所述传输信道解码处理至少包括对已经发生在所述传输信道上的错误进行校正的处理；以及输出块，该块被配置为基于已经经过所述传输信道解码处理的信号来输出图像和声音；其中所述经由传输信道获取的信号是被称为OFDM信号的正交频分复用信号，所述OFDM信号是通过至少执行用于校正已经发生在所述传输信道上的错误的纠错编码而获得的；其中所述传输信道解码处理块包括：处理装置，用于执行载波移位量检测处理，该处理用于检测构成解调所述OFDM信号所使用的载波误差的载波移位量；以及校正装置，用于根据所述载波移位量来校正所述OFDM信号，其中，所述OFDM信号包括：包括子载波的第一前序信号，以及包括子载波的第二前序信号，所述第二前序信号中所包括的子载波的间隔比所述第一前序信号中所包括的子载波的间隔要窄；其中，所述第二前序信号包括导频信号，所述导频信号是以预定数目的子载波为间隔布置的已知信号；并且其中，所述处理装置使用包括在一个这样的第二前序信号中的子载波的相关度来检测所述载波移位量。
根据本发明的又一实施例，提供了一种接收系统，包括：传输信道解码处理块，该块被配置为对经由传输信道获取的信号执行传输信道解码处理，所述传输信道解码处理至少包括对已经发生在所述传输信道上的错误进行校正的处理；以及记录块，该块被配置为记录已经经过所述传输信道解码处理的信号；其中，所述经由传输信道获取的信号是被称为OFDM信号的正交频分复用信号，所述OFDM信号是通过至少执行用于校正已经发生在所述传输信道上的错误的纠错编码而获得的；其中所述传输信道解码处理块包括：处理装置，用于执行载波移位量检测处理，该处理用于检测构成解调所述OFDM信号所使用的载波误差的载波移位量；以及校正装置，用于根据所述载波移位量来校正所述OFDM信号，其中，所述OFDM信号包括：包括子载波的第一前序信号，以及包括子载波的第二前序信号，所述第二前序信号中所包括的子载波的间隔比所述第一前序信号中所包括的子载波的间隔要窄；其中，所述第二前序信号包括导频信号，所述导频信号是以预定数目的子载波为间隔布置的已知信号；并且其中，所述处理装置使用包括在一个这样的第二前序信号中的子载波的相关度来检测所述载波移位量。
根据本发明的又一实施例，提供了一种接收系统，包括：获取装置，用于经由传输信道获取信号；以及传输信道解码处理块，该块被配置为对经由所述传输信道获取的信号执行传输信道解码处理，所述传输信道解码处理至少包括对已经发生在所述传输信道上的错误进行校正的处理；其中，所述经由传输信道获取的信号是被称为OFDM信号的正交频分复用信号，所述OFDM信号是通过至少执行用于校正已经发生在所述传输信道上的错误的纠错编码而获得的；其中所述传输信道解码处理块包括：处理装置，用于执行载波移位量检测处理，该处理用于检测构成解调所述OFDM信号所使用的载波误差的载波移位量；以及校正装置，用于根据所述载波移位量来校正所述OFDM信号，其中，所述OFDM信号包括：包括子载波的第一前序信号，以及包括子载波的第二前序信号，所述第二前序信号中所包括的子载波的间隔比所述第一前序信号中所包括的子载波的间隔要窄；其中，所述第二前序信号包括导频信号，所述导频信号是以预定数目的子载波为间隔布置的已知信号；并且其中，所述处理装置使用包括在一个这样的第二前序信号中的子载波的相关度来检测所述载波移位量。
当上述本发明的实施例中的任意一个在使用时，载波移位量检测处理被执行，以检测构成解调OFDM(正交频分复用)信号所使用的载波误差的载波移位量。OFDM信号根据检测到的载波移位量而被校正。OFDM信号具有包括子载波的第一前序信号和包括子载波的第二前序信号，第二前序信号的子载波的间隔比第一前序信号中包括的子载波的间隔要窄。第二前序信号还包括导频信号，所述导频信号是以预定数目的子载波为间隔布置的已知信号。载波移位量是使用包括在一个这样的第二前序信号中的子载波的相关度来检测的。
本发明的信号处理设备和接收系统可以分别是独立的设备。可替换地，本发明的信号处理设备和接收系统可以是构成一独立设备的一部分的一个或多个内部块。
根据如上所述实施的本发明，可以例如以所需精确度高速地估计载波移位量。
附图说明
图1是示出T2帧的格式的示意图；
图2是示出P1的OFDM信号的示意图；
图3是示出作为本发明的一个实施例的信号处理设备的典型结构的框图；
图4是示出OFDM频域信号的功率值的示意图；
图5A和5B是示出载波移位量为零的P2和载波移位量为-1的P2的示意图；
图6A和6B是示出包括在OFDM频域信号中的P2(即，实际P2)和具有受到子载波相关度计算的子载波的实际P2的示意图；
图7是示出用于使用第一估计方法来检测载波移位量的前序处理块的典型结构的框图；
图8是说明用于使用第一估计方法来检测载波移位量的载波移位量检测处理的流程图；
图9A、9B、9C和9D是说明用于估计载波移位量的第二估计方法的示意图；
图10是示出P1和P2的功率值的示意图；
图11是示出用于使用第二估计方法来检测载波移位量的前序处理块的典型结构的框图；
图12是说明由BPSK调制块执行的处理的示意图；
图13是示出实现了PRBS生成块、BPSK调制块、乘法块和相位检测块的典型设置的框图；
图14是示出实现了PRBS生成块、BPSK调制块、乘法块和相位检测块的另一典型设置的框图；
图15是说明用于使用第二估计方法来检测载波移位量的载波移位量检测处理的流程图；
图16A、16B、16C、16D和16E是说明用于估计载波移位量的第三估计方法的示意图；
图17是示出用于使用第三估计方法来检测载波移位量的前序处理块的典型结构的框图；
图18是说明用于使用第三估计方法来检测载波移位量的载波移位量检测处理的流程图；
图19是示出作为本发明的另一实施例的信号处理设备的典型结构的框图；
图20是示出本发明被应用到的接收系统的第一实施例的典型结构的框图；
图21是示出本发明被应用到的接收系统的第二实施例的典型结构的框图；
图22是示出本发明被应用到的接收系统的第三实施例的典型结构的框图；以及
图23是示出本发明被应用到的计算机的典型结构的框图。
具体实施方式
[信号处理设备的典型结构]
图3是示出作为本发明的一个实施例的信号处理设备的典型结构的框图。
在图3中，该信号处理设备用作根据DVB-T2对OFDM信号进行解调的解调装置。
更具体而言，图3中的信号处理设备包括正交解调块11、FFT计算块12、偏移校正块13、缓冲器14、偏移校正块15、前序处理块16、符号同步块17、符号类型估计块18和前序处理块19。
正交解调块11从发送所关注的OFDM信号的发送装置收到OFDM信号(即，其IF(中频)信号)。
正交解调块11使用预定频率(载波频率；理想地，该载波应该与发送装置所使用的载波相同)的载波和与该载波正交的信号来对所提供的OFDM信号执行数字正交解调。所产生的基带OFDM信号随后被正交解调块11输出。
应该注意，由正交解调块11输出的OFDM信号实质上是在FFT计算之前的时域信号(紧随在IQ星座图(constellation)的符号(即，由单个子载波传送的数据)受到IFFT计算之后)。该信号在下文中适当时可以被称为OFDM时域信号。
OFDM时域信号是由复数表示的复信号，包括实轴分量(I(同相)分量)和虚轴分量(Q(正交相位)分量)。
OFDM时域信号被从正交解调块11提供到FFT计算块12和前序处理块16。
根据从符号同步块17提供的FFT触发信息，FFT计算块12从来自正交解调块11的OFDM时域信号中提取出具有FFT大小(信号的采样数据)的OFDM时域信号，并执行FFT计算，即快速DFT(离散傅立叶变换)计算。
就是说，从符号同步块17提供到FFT计算块12的FFT触发信息表示OFDM时域信号的受到FFT计算的分段的开始位置以及所关注的信号分段的大小(FFT大小)。
与这样从符号同步块17提供的FFT触发信息相一致，FFT计算块12从由FFT触发信息所指示出的开始位置中提取出与由同一FFT触发信息所指示出的FFT大小相对应的分段的OFDM时域信号，作为受到FFT计算的分段(在下文中适当时被称为FFT分段)的OFDM时域信号。
以上述方式，理想地，具有不包括保护间隔(即，它们的符号)的有效符号长度的符号被从构成包括在OFDM时域信号中的单个OFDM符号的符号中提取出，作为FFT分段的OFDM时域信号。
FFT计算块12继续对FFT分段的OFDM时域信号(具有有效符号长度的符号)执行FFT计算。
由FFT计算块12对OFDM时域信号执行的FFT计算提供了由子载波(即，代表IQ星座中的符号的OFDM信号)传送的信息。
通过对OFDM时域信号的FFT计算获得的OFDM信号是频域信号，因此在下文中适当时可以被称为OFDM频域信号。
FFT计算块12向偏移校正块13提供通过FFT计算而获得的OFDM频域信号。
偏移校正块13除了来自FFT计算块12的OFDM频域信号之外还收到来自前序处理块16的P1载波移位量。
P1载波移位量是使用P1估计的载波移位量。因此，P1载波移位量包括关于P1的FFT大小(1K)的“粗糙”载波移位量和“精细”载波移位量。
与来自前序处理块16的P1载波移位量相一致，偏移校正块13以使P1载波移位量变为零的方式来校正来自FFT计算块12的OFDM频域信号。偏移校正块13随后将校正后的OFDM频域信号提供到缓冲器14和前序处理块19。
缓冲器14在将来自偏移校正块13的OFDM频域信号馈送到偏移校正块15之前，临时容纳该信号。
偏移校正块15除了来自缓冲器14的OFDM频域信号之外还收到来自前序处理块19的P2载波移位量。
P2载波移位量是使用P2估计的载波移位量。P2载波移位量针对P2的FFT大小(1K、2K、4K、8K、16K或32K)构成“精细”载波移位量。该载波移位量是可以被捕获(相对地)到±0.5×子载波间隔D的范围中的偏移量，载波是被正交解调块11所使用的载波。
根据来自前序处理块19的P2载波移位量，偏移校正块15以将P2载波移位量带到零的方式对来自缓冲器14的OFDM频域信号进行校正。偏移校正块15继续将校正后的OFDM频域信号例如提供到用于执行包括均衡和纠错的必要处理的块(未示出)。
前序处理块16从由正交解调块11提供的OFDM时域信号检测P1(P1是典型的第一前序信号)。使用检测到的P1，前序处理块16估计“粗糙”和“精细”载波移位量。
由前序处理块16使用P1估计出的关于P1的FFT大小(1K)的“粗糙”和“精细”载波移位量构成P1载波移位量。前序处理块16随后将包含“粗糙”和“精细”载波移位量的P1载波移位量转发到偏移校正块13。
前序处理块16从P1提取出S1和S2并将提取出的S1和S2馈送到前序处理块19。
而且，前序处理块16向符号同步块17提供P1位置信息、从包括在P1中的S1和S2识别出的FFT大小、以及用于估计OFDM符号边界的位置所必需的信息，所述P1位置信息包括在来自正交解调块11的OFDM时域信号中并且代表在所关注的OFDM时域信号上的P1位置。
符号同步块17从来自前序处理块16的P1位置信息和FFT大小创建FFT触发信息，并将创建的信息发送到FFT计算块12。
而且，符号同步块17从由前序处理块16提供的信息来估计OFDM符号的边界位置，并向符号类型估计块18提供指示出边界位置的信息，作为符号同步信号。
基于来自符号同步块17的符号同步信号，符号类型估计块18估计从偏移校正块13发送到前序处理块19的OFDM频域信号的OFDM符号的符号类型，并将估计的符号类型馈送到前序处理块19。
符号类型指示出OFDM频域信号的OFDM符号是P1、P2、数据的OFDM符号、还是FCS(帧关闭符号)。
前序处理块19执行载波移位量检测处理，该处理用于估计(即，检测)关于P2的FFT大小的“粗糙”载波移位量，P2即是典型的第二前序信号，该第二前序信号所包含的子载波的间隔比包含在第一前序信号中的子载波的间隔要窄，第一和第二前序信号被包括在从偏移校正块13馈送的OFDM频域信号中。
就是说，前序处理块19首先基于由符号类型估计块18提供的符号类型来检测包括在来自偏移校正块13的OFDM频域信号中的P2。
然后，基于由前序处理块16提供的S1和S2，前序处理块19识别从偏移校正块13馈送的OFDM频域信号中包括的P2的FFT大小。利用这样识别出的FFT大小，前序处理块19估计与所关注的FFT大小相关的“粗糙”载波移位量。
前序处理块19向偏移校正块15提供关于P2的FFT大小的“粗糙”载波移位量作为P2载波移位量。
前序处理块16以随后将描述的方式、使用一个P2的相关度(即，包括在一个OFDM符号的P2中的子载波的相关度)来估计关于P2的FFT大小的“粗糙”载波移位量。
前序处理块19因此即使在只有一个P2被包括在T2帧中时，也可以快速地以解调P2所需的精确度程度来估计载波移位量。
当在T2帧中包括多个P2(即，多个OFDM符号)时，前序处理块19可以使用多个P2中的任意一个或者多个P2中的两个或更多个P2来估计载波移位量。
例如存在三种估计方法(第一、第二和第三)被前序处理块19用来使用包括在单个P2中的子载波的相关度来估计关于P2的FFT大小的“粗糙”载波移位量。
第一到第三方法的彼此共同点在于它们利用以包括在P2中的预定数目的子载波为间隔的子载波的相关度。
在计算子载波相关度时，第一到第三估计方法中的每一个在如下方面相区别：第一估计方法使用与各个子载波(符号)的功率相对应的功率值；第二估计方法利用每个子载波的相位；并且第三估计方法采用各个子载波的相位差。
[用于估计载波移位量的第一方法]
接下来将描述用于使用子载波相关度来估计载波移位量的第一估计方法，其中子载波相关度是通过利用与各个子载波的功率相对应的功率值计算出的。
图4示出OFDM频域信号的功率值。
在图4中，水平轴代表标识OFDM频域信号的子载波的索引(即，频率)，并且对应于频率。而且，垂直轴表示功率值。
在P2中，如参考图1所述，导频信号(P2导频)位于周期性地放置的子载波上。
就是说，根据DVB-T2，关于FFT大小为32K并且处在SISO格式(处在SISO模式)中的P2，导频信号被放在如下子载波#k上：这些子载波#k的索引#k应该满足表达式mod(k，6)＝0；关于其他P2，导频信号将被放在如下子载波#k上：这些子载波#k的索引#k应该满足表达式mod(k，3)＝0。
应该注意，mod(A，B)表示A除以B的余数。索引#k被排列如下：索引#0被附贴到具有最低频率的子载波，按升整数顺序的索引#k被分别按频率升高而附贴到相应的子载波。
在P2中，导频信号被放在所有扩展载波上。在MISO模式中的P2中，导频信号被放在正规载波(normal carrier)两端的两个子载波上。
从以上描述可以看出，导频信号至少位于FFT大小为32K并且处于SISO模式的P2中的子载波#0、#6、...#6n等上(“n”是大于0的整数)(在随后描述中，子载波#0、#6、...#6n等也可以被称为导频信号)。在其他P2中，导频信号至少位于子载波#0、#3、...#3n等上。
DVB-T2还规定：在FFT大小为32K并且处于SISO模式的P2中的导频信号的子载波的幅度应该为√37/5并且在其他P2中的导频信号的子载波的幅度应该为√31/5。
DVB-T2还规定：在OFDM频域信号中的数据的子载波的平均功率应该为1.0。
图4示出(OFDM频域信号的)P2的典型功率值，其中P2的FFT大小为32K并且处于SISO模式。
如上所指出的，FFT大小为32K并处于SISO模式的P2具有27,265个子载波(范围从子载波#0到子载波#27,264)，作为有效子载波。
在FFT大小为32K并处于SISO模式的P2中，如上所述，子载波#0、#6、...#6n等构成导频信号，并且每六个子载波布置导频信号。此外，导频信号的功率为1.48＝(√37/5)2，这意味着幅度(√37/5)的平方。
同时，在P2中的数据子载波的平均功率为1.0，如上所述。
如上所述，在P2中导频信号子载波和数据子载波之间存在功率差异(被称为突发值差异(boost value difference))。
根据第一估计方法，导频信号子载波和数据子载波之间的功率差异被用于计算子载波的相关度。
在FFT大小为32K并处于SISO模式的P2中，导频信号位于如下子载波#k上：这些子载波#k的索引#k满足表达式mod(k，6)＝0，如上所述。这意味着导频信号以六个子载波的间隔周期性地布置。在下文中，布置导频信号的子载波的周期(在本示例中每6个子载波)在适当时可以被称为导频周期。
在除了FFT大小为32K并处于SISO模式的P2之外的P2中，导频信号位于如下的子载波#k上：这些子载波#k的索引#k满足表达式mod(k，3)＝0。在此情况下，导频周期为3。
图5A和5B示意性地示出载波移位量为零的P2和载波移位量为-1的P2。
在图5A和5B中，水平轴和垂直轴与图4相同。
载波移位量的符号(正或负)指示出子载波的位置(频率)被移位的方向。就是说，如果载波移位量为正，则意味着所涉及的子载波在更高频率的方向上移位；如果载波移位量为负，则子载波在更低频率的方向上移位。
载波移位量的大小(绝对值)被表示为以子载波间隔D(被视为1)为基准的子载波移位量的大小。
因此，载波移位量-1表示子载波在更低频率方向上的移位了子载波间隔D。
图5A示出载波移位量为0的P2，而图5B示出载波移位量为-1的P2。
在图5A和5B中的P2各自是FFT大小为32K并且处于SISO模式的P2。
在FFT大小为32K并且处于SISO模式的P2中，导频信号以六个子载波的间隔布置，如上所述。载波移位量不会影响以六个子载波的间隔布置的导频信号。
图6A和6B示意性地示出馈送到前序处理块19(图3)的OFDM频域信号中包括的P2(即，实际P2)以及具有受到子载波相关度计算的子载波的实际P2。
具体讲，图6A示出典型的实际P2。
图6A中的实际P2与图5B所示P2相同，其FFT大小为32K，处于SISO模式并且载波移位量为-1。
在图6A的实际P2中，将其载波移位量-1添加到满足表达式mod(k，6)＝0的索引#k提供了索引#k′(＝k-1)，其指示出子载波#-1、#5、...#6n-1、...#27,263被示出的位置(频率)。
图6B示出受到将对实际P2执行的子载波相关度计算的子载波，其中载波移位量假设等于偏移量(offset)。
如果偏移量例如为-2，则受到子载波相关度计算的子载波是在由索引#k′(＝k-2)所表示的位置上的子载波#-2、#4、...#6n-2、...#27,262，索引#k′(＝k-2)是通过将偏移量(＝-2)添加到P2的满足表达式mod(k，6)＝0的索引#k而获得的。
如果偏移量(offset)例如为-1，则受到子载波相关度计算的子载波是在由索引#k′(＝k-1)所表示的位置上的子载波#-1、#5、...#6n-1、...#27,263，索引#k′(＝k-1)是通过将偏移量(＝-1)添加到P2的满足表达式mod(k，6)＝0的索引#k而获得的。
以类似方式，受到子载波相关度计算的子载波是在由索引#k′(＝k+offset)所表示的位置上的子载波#0+offset、#6+offset、...#6n+offset等，索引#k′(＝k+offset)是通过将偏移量(offset)添加到P2的满足表达式mod(k，6)＝0的索引#k而获得的。
就是说，出于简化和举例的目的，当给定载波移位量为零的P2以及预定偏移量(offset)时，受到子载波相关度计算的子载波是从由从P2中的第一子载波移位了偏移量而确定的位置(即，点“0+offset”)开始按导频周期(预定数目；在本示例中为6)的间隔布置的那些子载波。
根据第一估计方法，与子载波功率相对应的功率值(例如功率本身)被用于计算子载波相关度。
就是说，当采用第一估计方法时，由从P2的第一子载波移位了偏移量而到达的点被视为原点(0+offset)，并且从原点开始以导频周期(预定数目的子载波)为间隔布置的子载波的功率值之和被计算，作为子载波相关度。
子载波相关度是使用预定范围内各个变化的偏移量(offset)获得的。
在随后描述中，偏移量(offset)在其中变化的范围的最小和最大值将被分别称为偏移量(offset)的最小值(MIN)和最大值(MAX)。随后将描述如何获得偏移量(offset)的最小值(MIN)和最大值(MAX)。
在图6B中，偏移量(offset)的最小值(MIN)和最大值(MAX)分别假设为-2和+2。关于偏移量-2、-1、0、...、+2中的每一个，以六个子载波(构成导频周期)为间隔的子载波的功率值之和被计算，作为子载波相关度。
当偏移量(offset)与图6A中的实际P2的载波移位量-1一致时，从P2的第一子载波移位了偏移量而到达的点(即，0+offset)被视为原点。从点(0+offset)起，每六个构成导频周期的子载波找到的子载波是导频信号。这些子载波的功率值之和因此总计为导频信号(对应于子载波)的功率值之和。
另一方面，当偏移量(offset)与图6A中的实际P2的载波移位量-1不一致时，从P2的第一子载波移位了偏移量而到达的点(即，0+offset)也被视为原点。从该点(0+offset)起，每六个构成导频周期的子载波找到的子载波是数据(不是导频信号)。这些子载波的功率值之和因此总计为数据子载波的功率值之和。
如上所述，FFT大小为32K并且处于SISO模式的P2中的导频信号的子载波的幅度为√37/5，并且其他P2中的导频信号的子载波的幅度为√31/5。而且，OFDM频域信号中的数据的子载波的平均功率为1.0。
因此，从由P2的第一子载波起移位了偏移量(offset)而到达的原点“0+offset”开始，作为子载波相关度获得的、以构成导频周期的六个子载波为间隔的子载波的功率值之和在受到子载波相关度计算的子载波是导频信号的情况下较大。子载波的功率值之和在受到子载波相关度计算的这些子载波是数据子载波的情况下往往较小。
根据第一估计方法，关于范围从最小值(MIN)到最大值(MAX)的多个偏移量(offset)中的每个偏移量，以导频周期为间隔布置的子载波的功率值之和被计算，实际上作为从由P2的第一子载波移位了偏移量(offset)而确定的位置开始的子载波相关度。此后，关于多个偏移量(offset)中的每一个所获得的功率值之和中的最大值被检测。与功率值的最大和相对应的偏移量(offset)随后被检测出，作为载波移位量(P2载波移位量)。
[使用第一估计方法检测载波移位量的前序处理块19]
图7是示出使用第一估计方法来检测载波移位量的前序处理块19(图3)的典型结构的框图。
在图7中，前序处理块19包括控制块31、功率检测块32、和计算块33及最大值检测块34。
控制块31从符号类型估计块18(图3)收到符号类型并从前序处理块16收到S1和S2。
基于来自符号类型估计块18的符号类型，控制块31识别偏移校正块13(图3)向前序处理块19提供包括在OFDM频域信号中的P2的提供定时。
控制块31然后以处理P2(即，以识别出的提供定时提供的OFDM频域信号)的方式控制构成前序处理块19的功率检测块32、和计算块33和最大值检测块34。
而且，控制块31基于来自前序处理块16(图3)的S1和S2识别P2的FFT大小和传输模式(SISO或MISO)。
利用识别出的P2的FFT大小和传输模式，控制块31识别P2的导频信号的导频周期，并将识别出的导频周期发送到和计算块33。
此外，控制块31获得偏移量(offset)的最小值(MIN)和最大值(MAX)并将其提供到和计算块33。
根据DVB-T2，如上所述，FFT大小为32K并且处于SISO模式的P2具有导频周期6，其他P2具有导频周期3。
假设导频周期用Tp表示。在此情况下，控制块31根据表达式MIN＝-INT[(Tp-1)/2]获得最小值(MIN)，并根据表达式MAX＝+INT[(Tp-1)/2]获得最大值(MAX)，其中INT[A]是不超过A的最大整数。
功率检测块32从偏移校正块13(图3)收到OFDM频域信号。功率检测块32例如检测P2的一个OFDM符号中的每个子载波的功率本身，作为与包括在P2中的所关注的子载波的功率相对应的功率值，P2作为来自偏移校正块13的OFDM频域信号的一部分。这样检测出的功率值被发送到和计算块33。
功率检测块32可能不是检测每个子载波的功率，而是检测所关注的子载波的幅度，作为功率值。如果是这种情况，则使用子载波幅度来执行随后的处理。
使用来自功率检测块32的P2的一个OFDM信号(即，一个P2)的子载波功率，和计算块33计算下述和值作为子载波相关度：从通过从P2的第一子载波移位了偏移量(offset)而确定的位置开始，关于从控制块31提供的从最小值(MIN)到最大值(MAX)的范围内的多个偏移量(offset)中的每一个，以从控制块31馈送的导频周期Tp为间隔的子载波的功率值之和。这样计算出的子载波相关度被发送到最大值检测块34。
最大值检测块34检测来自和计算块33的并且已经关于多个偏移量(offset)中的每一个而获得的功率值之和中的最大值。最大值检测块34随后检测与功率值的最大和相对应的偏移量(offset)，作为P2载波移位量，并将检测到的P2载波移位量发送到偏移校正块15(图3)。
图8是说明由图7所示的前序处理块19所执行的载波移位量检测处理的流程图。
基于从符号类型估计块18(图3)馈送的符号类型，控制块31识别偏移校正块13(图3)向前序处理块19提供包括在OFDM频域信号中的P2的提供定时。
当提供定时到达时，即，当从偏移校正块13(图3)馈送到功率检测块32的OFDM频域信号变为P2时，控制块31在步骤S11中基于来自前序处理块16(图3)的S1和S2识别P2的FFT大小和传输模式(SISO或MISO)。而且，控制块31基于识别出的P2的FFT大小和P2的传输模式识别P2中的导频信号的导频周期Tp，并将这样识别出的导频周期Tp发送到和计算块33。
此外，控制块31使用导频周期Tp并根据表达式MIN＝-INT[(Tp-1)/2]和MAX＝+INT[(Tp-1)/2]来获得偏移量(offset)的最小值(MIN)和最大值(MAX)，并且这样获得的最大值MAX和最小值MIN馈送到和计算块33。从步骤S11，控制被传递到步骤S12。
在步骤S12中，功率检测块32检测从偏移校正块13(图3)提供的P2中的每个子载波的功率，并将检测到的功率值发送到和计算块33。然后，控制传递到步骤S13。
在步骤S13中，和计算块33将偏移量(offset)设置为来自控制块31的最小值(MIN)。从步骤S13，控制被传递到步骤S14。
在步骤S14中，关于所关注的偏移量(offset)，和计算块33使用从功率检测块32提供的P2中的每个子载波的功率值，计算从由从P2的第一子载波移位了偏移量(offset)而确定的位置开始，以来自控制块31的导频周期Tp为间隔的子载波的功率值之和。
和计算块33接着向最大值检测块34提供针对偏移量(offset)而计算出的功率值之和。从步骤S14，控制被传递到步骤S15。
在步骤S15中，和计算块33检查偏移量(offset)是否等于最大值(MAX)。
如果在步骤S15中发现偏移量(offset)不等于最大值(MAX)，即，如果偏移量(offset)小于最大值(MAX)，则控制被传递到步骤S16。在步骤S16中，和计算块33将偏移量(offset)递增1。从步骤S16，控制返回步骤S14并且随后的步骤被重复。
如果在步骤S15中发现偏移量(offset)等于最大值(MAX)，即，如果已经计算出关于从最小值(MIN)到最大值(MAX)的范围内的偏移量(offset)的功率值之和，则控制被传递到步骤S17。在步骤S17中，最大值检测块34检测关于在从最小值(MIN)到最大值(MAX)的范围内的各个偏移量(offset)的功率值之和中的最大值，作为子载波相关度。
而且，最大值检测块34检测与最大的功率值之和(子载波相关度的最大值)相对应的偏移量(offset)，作为P2载波移位量。这样检测出的P2载波移位量被发送到偏移校正块15(图3)。
此后，控制块31等待将被从偏移校正块13(图3)提供到前序处理块19的包括在OFDM频域信号中的下一P2。当提供了下一P2时，控制从步骤S17返回步骤S11并且随后的步骤被重复。
如上所述，上述估计方法涉及检测关于从最小值(MIN)到最大值(MAX)的范围内各个偏移量(offset)的功率值之和的最大值，作为P2子载波相关度。这使得能够以所需精确度快速估计载波移位量，即，针对P2的FFT大小的“粗糙”载波移位量。
出于简化和举例的目的，图8示出：当在计算以导频周期Tp为间隔的子载波的功率值之和时，从最小值(MIN)到最大值(MAX)连续改变偏移量(offset)。但是，在实践中，可以关于从最小值(MIN)到最大值(MAX)的范围内的各个偏移量(offset)来并行计算以导频周期Tp为间隔的子载波的功率值之和。
而且，在图8中，假设只有一个P2被包括在T2帧中并且以导频周期Tp为间隔的子载波的功率值之和被从一个P2计算出，作为关于偏移量(offset)的子载波相关度。可替换地，如果T2帧包含多个P2，则可计算来自多个P2中的每个P2的功率值之和。然后可以获得来自多个P2的功率值之和的累积总和或漏积分(leaky integral)，并且该结果可以被用作子载波相关度。
具体讲，出于简化和举例的目的，假设T2帧包含被称为第一P2和第二P2的两个P2。在此情况下，可以针对给定的偏移量(offset)计算来自第一P2和第二P2的功率值之和的累积总和或漏积分，并且随后可以采用该结果作为针对偏移量的子载波相关度。
现在假设x(m)表示经过了漏积分的第m个数据，y(m)表示通过对从x(1)到x(m)范围内的数据执行漏积分所获得的积分值。在此情况下，使用表达式y(m)＝βx(m)+(1-β)y(m-1)来获得积分值y(m)。
在以上段落中，子载波相关度被示为是使用包括在P2中的以导频周期Tp为间隔的所有子载波来计算的。可替换地，包括在P2中的以导频周期Tp为间隔的子载波中的一些可以在子载波被提交到子载波相关度计算之前被剔除掉。
同时，根据第一估计方法，偏移量(offset)的最小值(MIN)和最大值(MAX)分别是使用表达式MIN＝-INT[(Tp-1)/2]和MAX＝+INT[(Tp-1)/2]获得的。
利用第一估计方法，不可能检测在从最小值(MIN)到最大值(MAX)的范围之外的任意载波移位量。
根据DVB-T2，导频周期Tp是6或3，如上所述。据此，最小值(MIN)和最大值(MAX)是-2和+2或者-1和+1。
例如，考虑导频周期Tp是6并且最小值(MIN)和最大值(MAX)分别是-2和+2的示例。在此情况下，如果P2的载波移位量例如是在从最小值(MIN)到最大值(MAX)的范围之外的-3，则不可能使用第一估计方法来区分如下两种可能性：所关注的P2的载波移位量可能是-3或+3(＝-3+i×Tp；“i”为整数)。
在另一示例中，如果P2的载波移位量是在从最小值(MIN)到最大值(MAX)的范围之外的-4，则也不可能使用第一估计方法来区分如下两种可能性：所关注的P2的载波移位量可能是-4或+2(＝-4+i×Tp)。
如上所述，在P2载波移位量在从最小值(MIN)到最大值(MAX)的范围之外的情况下，即，当载波移位量小于-INT[(Tp-1)/2]或大于+INT[(Tp-1)/2]时，不可能精确地使用第一估计方法检测出载波移位量。
但是，当使用P1估计“粗糙”载波移位量的精确度已经恶化时，载波移位量可能明显变得小于-INT[(Tp-1)/2]或大于+INT[(Tp-1)/2]。在此情况下，最好精确地检测出载波移位量。
[用于估计载波移位量的第二方法]
以下是对使用通过使用子载波相位计算出的子载波相关度来估计载波移位量的第二估计方法的描述。
图9A、9B、9C和9D是说明用于估计载波移位量的第二估计方法的示意图。
图9A示出P2的功率值(来自OFDM频域信号)。
在图9A中，水平轴和垂直轴与图4相同。
与图5A和5B所示的P2一样，图9A中的P2的FFT大小被设置为32K并且处于SISO模式，从而导频周期为6。图9A中的P2的载波移位量为-1。
P2的导频信号是通过利用BPSK(二进制相移键控)调制PRBS(伪随机二进制序列)所获得的导频信号。
就是说，P2的导频信号是通过如下方法获得的导频信号：对在子载波方向(频率方向)上的PRBS和在OFDM符号方向(时间方向)上的PN(伪噪声)序列之间的异或进行BPSK调制。
作为结果，在由代表频率方向的x轴(从左到右延伸的水平轴)和由表示时间方向的y轴(从上到下延伸的垂直轴)所限定的二维平面上，取决于在频率方向上从PRBS的左侧起第x比特和在时间方向上从PN序列的上部起第y比特之间的异或，P2的频率为“x”时间为“y”的导频信号的符号的相位(即，在位置(x，y)上的导频信号(其子载波)的相位)为0或π(弧度)。
P2的上述导频信号被乘以PRBS。就是说，当取决于PRBS在相位上被旋转0或π时，导频信号变为在IQ星座图上其相位为0或π的符号。
因此，P2中的每个子载波被映射到例如一单位圆的圆周上的位置，该单位圆以IQ星座图的原点为中心，所述位置是通过按照被乘以了调制信号的P2子载波的相位来旋转而确定的，所述调制信号是通过对PRBS进行BPSK调制而获得的。接下来获得的是一相位向量，该相位向量的起点是星座图的原点，终点是子载波已经被映射到的映射点。关于从最小值(MIN)到最大值(MAX)的范围中的多个偏移量(offset)中的每一个，子载波相关度被以如下形式计算：从一位置开始，以导频周期为间隔的子载波的相位向量之和，所述位置是从P2的第一子载波起移位了偏移量(offset)而确定的。所获得的作为子载波相关度的相位向量之和随后被用来检测P2载波移位量。
图9B示出P2导频信号(其子载波)在IQ星座图上的映射点。
关于单个P2(P2的一个OFDM符号)，构成导频信号的子载波被乘以通过对PRBS进行BPSK调制所获得的调制信号。相乘后的子载波的相位被设置为0(或π)，从而在IQ星座图上的映射点(I，Q)是点(1，0)(或(-1，0))。
当从P2的第一子载波起移位了偏移量(offset)而到达的位置上的子载波是导频信号时，该位置被认为是起点。由于从起点起以导频周期Tp为间隔的子载波都是导频信号，因此由以导频周期Tp为间隔的这些子载波的相位向量之和所表示的子载波相关度往往较大。
图9C示出从起点起以导频周期为间隔的子载波的相位向量之和；起点由从P2的第一子载波起移位了偏移量(offset)所到达的位置上的子载波表示。
如上所述，当从P2的第一子载波起移位了偏移量(offset)所到达的位置上的子载波是导频信号时，从该移位位置开始以导频周期为间隔的子载波都是导频信号。
作为结果，以导频周期为间隔的每个子载波的映射点(理想地)是点(1，0)并且其相位向量为向量(1，0)。以导频周期为间隔的子载波的相位向量之和构成大小很大的向量，因为向量(1，0)被累积相加。
另一方面，如果在从P2的第一子载波起移位了偏移量(offset)所到达的位置上的子载波不是导频信号而是数据，则以导频周期为间隔的子载波的相位向量之和构成大小较小的子载波相关度。
图9D示出P2数据子载波在IQ星座图上的映射点。
数据的子载波相位取决于数据而变化，并且映射点以类似方式变化。
如果在从P2的第一子载波起移位了偏移量(offset)所到达的位置上的子载波不是导频信号而是数据，则从该移位位置起以导频周期为间隔的子载波都是数据子载波而不是导频信号。以导频周期为间隔的这些子载波的相位向量因此朝向多种方向，每个向量的大小为1。
作为结果，当在从P2的第一子载波起移位了偏移量(offset)所到达的位置上的子载波是数据子载波时，以导频周期为间隔的子载波的相位向量之和构成大小较小(例如0)的向量的子载波相关度。
第二估计方法因此涉及检测将关于从最小值(MIN)到最大值(MAX)的范围内的多个偏移量(offset)中的每一个而获得的相位向量加和起来的和向量中的最大值。与最大和向量相对应的偏移量(offset)随后被检测出，作为P2载波移位量。
顺便提及，P2子载波与通过对PRBS进行BPSK调制所获得的调制信号的相乘(即，P2子载波的相位被与PRBS相对应地旋转)被称为PRBS解码。
根据第二估计方法(随后将描述的第三估计方法也是同样)，P2的子载波被进行PRBS解码，并且以导频周期为间隔的经PRBS解码的子载波的相位向量之和被获得。这使得可以精确地检测小于-INT[(Tp-1)/2]的载波移位量或大于+INT[(Tp-1)/2]的载波移位量(在下文中适当情况下将其称为大于导频周期Tp的载波移位量)。
例如，考虑图9A中所示的P2，其导频周期Tp为6并且其载波移位量为-1。假设分别采用比导频周期Tp大-16和+16的载波移位量，作为偏移量(offset)的最小值(MIN)和最大值(MAX)。
在此情况下，关于偏移量(offset)-16，从移位了偏移量(offset)而确定的位置开始、以导频周期Tp为间隔的子载波不是导频信号而是数据子载波。于是，将这些以导频周期Tp为间隔的子载波的相位向量加和而获得的和向量是大小较小(例如0)的向量。
同样，关于偏移量(offset)-15或-14，从移位了偏移量(offset)而确定的位置开始、以导频周期Tp为间隔的子载波是数据子载波。将这些以导频周期Tp为间隔的子载波的相位向量加和而获得的和向量也是大小较小的向量。
关于偏移量(offset)-13，从通过移位所关注的偏移量(offset)而确定的位置开始、以导频周期Tp为间隔的子载波是导频信号。但是，偏移量-13与载波移位量-1不一致。因此，作为以导频周期Tp为间隔的经PRBS解码的子载波的导频信号在IQ星座图上的映射点被随机地分散到点(1，0)和(-1，0)。
结果，将以导频周期Tp为间隔的子载波的相位向量加和获得的和向量构成大小较小的向量。
从最小值(MIN)-16到最大值(MAX)+16的范围内的偏移量(offset)包括如下偏移量(offset)：所述偏移量与通过将导频周期Tp的整数倍加到载波移位量-1所获得的值不一致。关于该不匹配的偏移量，与上述偏移量(offset)为-16的情况一样，从移位了所关注的偏移量(offset)而确定的位置开始、以导频周期为间隔的子载波是数据子载波。在此情况下，将这些以导频周期Tp为间隔的子载波的相位向量加和获得的和向量也是大小较小(例如0)的向量。
从最小值(MIN)-16到最大值(MAX)+16的范围内的偏移量(offset)还包括如下偏移量(offset)：所述偏移量与通过将导频周期Tp的整数倍(除了0之外)加到载波移位量-1而获得的值一致。关于一致的偏移量(offset)，与偏移量(offset)为-13的情况一样，从通过移位所关注的偏移量(offset)而确定的位置开始、以导频周期Tp为间隔的子载波是导频信号。由于偏移量(offset)与载波移位量-1不一致，因此由以导频周期Tp为间隔的经PRBS解码的子载波中的子载波所构成的导频信号在IQ星座图上的映射点被随机地分散到点(1，0)和(-1，0)。在此情况下，将以导频周期Tp为间隔的子载波的相位向量加和获得的和向量也构成大小较小的向量。
从最小值(MIN)-16到最大值(MAX)+16的范围内的偏移量(offset)还包括与载波移位量-1相一致的偏移量(offset)。关于一致的偏移量(offset)，从通过移位所关注的偏移量(offset)而确定的位置开始、以导频周期Tp为间隔的子载波是导频信号。由以导频周期Tp为间隔的经PRBS解码的子载波中的子载波所构成的导频信号在IQ星座图上的映射点随后集中在点(1，0)或(-1，0)。
结果，将以导频周期Tp为间隔的子载波的相位向量加和而获得的和向量构成具有大小较大的向量，如图9C所示。
根据第二估计方法(随后将描述的第三估计方法也是同样)，如上所述，P2的子载波被进行PRBS解码。在这些经PRBS解码的子载波之中，以导频周期Tp为间隔的那些子载波的相位向量被加和起来以提供和向量。如果偏移量(offset)与载波移位量不一致，则即使当以导频周期Tp为间隔的子载波是导频信号时，和向量也是大小较小的向量。
结果，即使当存在大于导频周期Tp的载波偏移量时，也可以精确地检测这样的导频偏移量。
可替换地，通过使用第二估计方法，P2的子载波可以在未经PRBS解码的情况下被映射。每个子载波的相位向量随后被计算，每个向量开始于原点并终止于由所关注的映射点的I分量(以绝对值或平方的形式)和映射点的Q分量而确定的终点。相位向量被加和起来，以提供可以被用于检测载波移位量的和向量。
在前述情况下，可以精确检测的P2载波移位量大于-INT[(Tp-1)/2]并小于+INT[(Tp-1)/2]，这与采用第一估计方法的情况相同。
如上所述，在经PRBS解码的子载波之中，以导频周期Tp为间隔的那些子载波的相位向量被加和起来以提供和向量。该和向量是大小较小的向量，除非偏移量(offset)与载波偏移量不一致。这意味着偏移量(offset)的最小值(MIN)和最大值(MAX)可以按照确定要检测载波移位量的希望范围的方式来确立。
应该注意，如果要检测载波偏移量的范围被设置为扩展性的，则将针对其而获得和向量的偏移量(offset)的数目可能变得相当大。例如，如果和向量将利用硬件并行获得，则硬件的规模可能是庞大的。
出于这个原因，优选的是确立检测载波偏移量的必要且足够的范围，即，从偏移量(offset)的适当的最小值(MIN)到合适的最大值(MAX)的必要且足够的范围。
这里假设D1代表P1(图1)的子载波间隔D，其只使用DVB-T2所规定的子载波间隔中最宽的一个，并且D2表示P2的子载波间隔D。基于该假设，利用第二估计方法、使用P1的子载波间隔D1除以P2的子载波间隔D2的商来获得偏移量(offset)的最小值(MIN)和最大值(MAX)。
图10示意性地示出当传输带宽为8MHz时P1和P2的功率值。
P1的子载波间隔D1为8,929Hz，如上参考图2所述。
图10中的P2的FFT大小被设置为32K并处于SISO模式，并且拥有279Hz的子载波间隔D2，如上参考图2所述。
在前序处理块19(图3)中，包括用于检测P2载波移位量的P2的OFDM频域信号是已经经过校正的OFDM信号，所述校正是偏移校正块13对使用P1检测出的P1载波移位量的校正。载波移位量落在±0.5×子载波间隔D1的范围内，即，±8,929/2Hz的范围内(-8,929/2Hz和+8,929/2Hz之间)。
因此，检测载波移位量的足够范围被确定为±0.5×子载波间隔D1。±0.5×子载波间隔D1的范围在被转换成P2(其子载波间隔D为D2)的偏移量(offset)时呈现为±0.5×D1/D2。
从前面的描述可以看出，对于子载波间隔D2为279Hz的P2而言，在±0.5×8,929Hz/279Hz的范围内(即，在±16的范围内)检测载波移位量就足够了。在此情况下，偏移量(offset)的最小值(MIN)和最大值(MAX)分别是-16和+16。
[使用第二估计方法检测载波移位量的前序处理块19]
图11是示出用于使用第二估计方法检测载波移位量的前序处理块19(图3)的典型结构的框图。
在图11中，前序处理块19包括控制块51、PRBS生成块52、BPSK调制块53、乘法块54、相位检测块55、映射块56、向量和计算块57和最大向量检测块58。
控制块51收到来自符号类型估计块18(图3)的符号类型和来自前序处理块16的S1和S2。
基于来自符号类型估计块18的符号类型，控制块51识别偏移校正块13(图3)向前序处理块19提供包括在OFDM频域信号中的P2的提供定时。
控制块51随后控制构成前序处理块19的块(范围从PRBS生成块52到最大向量检测块58)以便处理在提供定时处提供的OFDM频域信号，即P2。
控制块51还基于来自前序处理块16(图3)的S1和S2识别P2的FFT大小和传输模式(SISO或MISO)。
此外，控制块51基于P2的FFT大小和P2的传输模式识别P2中的导频信号的导频周期Tp。这样识别出的导频周期Tp被发送到向量和计算块57。
而且，控制块51从P2的FFT大小以及其他数据获得P2的子载波间隔D2。使用P1的子载波间隔D1除以P2的子载波间隔D2的商D1/D2，控制块51获得偏移量(offset)的最小值(MIN)和最大值(MAX)。这样获得的最小值(MIN)和最大值(MAX)被馈送到向量和计算块57。
更具体而言，控制块51根据表达式MIN＝-INT[(D1/D2)/2]获得最小值(MIN)，并且根据表达式MAX＝+INT[(D1/D2)/2]获得最大值(MAX)。
PRBS生成块52生成PRBS，所述PRBS与在发送OFDM信号时生成P2的导频信号的发送装置(未示出)所使用的PRBS相同。这样生成的PRBS被提供到BPSK调制块53。
BPSK调制块53对来自PRBS生成块52的PRBS中的比特进行BPSK调制，以调制成构成调制信号的IQ星座图中的符号。IQ星座图中的符号随后被馈送到乘法块54。
除了从BPSK调制块53馈送的调制信号之外，乘法块54还收到来自偏移校正块13(图3)的OFDM频域信号。
乘法块54执行PRBS解码处理，该处理涉及用来自BPSK调制块53的调制信号乘以属于P2的一个OFDM符号的每个子载波，其中该P2包括在来自偏移校正块13的OFDM频域信号中。经过PRBS解码处理的子载波被发送到相位检测块55。
相位检测块55检测来自乘法块54的每个经PRBS解码的子载波的相位，并将检测到的相位发送到映射块56。
这里，相位检测块55例如基于如下假设来检测每个经PRBS解码的子载波的相位：在P2中频率最低的导频信号(位于所关注的子载波上)的相位为0。虽然根据DVB-T2在P2中频率最低的导频信号被称为边缘导频信号，但是该信号可以被认为是P2导频信号(P2导频)而不会有任何问题。
映射块56将每个子载波映射到例如一单位圆的圆周上的一个位置，所述单位圆以IQ星座图的原点为中心，所述位置是通过旋转来自相位检测块55的所关注的子载波相位而确定的。映射块56然后获得一相位向量，该相位向量从原点开始并在子载波已经被映射到的映射点上结束(可替换地，相位向量可以从映射点开始并在原点结束)。映射块56向向量和计算块57提供这样获得的关于P2中的各个子载波的相位向量。
关于从控制块51馈送的从最小值(MIN)到最大值(MAX)的范围内的多个偏移量(offset)中的每一个(＝MIN，MIN+1，...，MAX-1，MAX)，向量和计算块57使用从映射块56发送的P2的一个OFDM符号中的子载波的相位向量来计算如下和向量，作为子载波相关度：所述和向量是从通过从P2中的第一子载波起移位偏移量(offset)而确定的位置开始，以导频周期Tp为间隔的子载波的相位向量的加和。这样计算出的子载波相关度被馈送到最大向量检测块58。
最大向量检测块58检测来自向量和计算块57的、针对多个偏移量(offset)中的每一个而获得的和向量中的(大小上的)最大值。最大向量检测块58然后检测与该最大和向量相对应的偏移量(offset)，作为P2载波移位量，并将检测到的P2载波移位量发送到偏移校正块15(图3)。
图12是说明由图11所示的BPSK调制块53所执行的处理的示意图。
具体讲，图12示出IQ星座图。
如上所述，BPSK调制块53对来自PRBS生成块52的PRBS中的各个比特进行BPSK调制。
就是说，如果来自PRBS生成块52的PRBS中的给定比特为0，BPSK调制块53则对该比特进行BPSK调制，将其调制成与IQ星座图中的星座点(1，0)的符号相对应的调制信号。如果来自PRBS生成块52的PRBS中的给定比特为1，BPSK调制块53则对该比特进行BPSK调制，将其调制成与IQ星座图中的星座点(-1，0)的符号相对应的调制信号。
由BPSK调制块53执行的对PRBS的BPSK调制与作为P2中的导频信号的PRBS的BPSK调制(即，用于找到PRBS和PN序列之间的异或)相同，后一种调制是由发送OFDM信号的发送装置执行的。
图13是示例性地示出如何实现图11中的PRBS生成块52、BPSK调制块53、乘法块54和相位检测块55的框图。
在图13中，图11中的PRBS生成块52、BPSK调制块53、乘法块54和相位检测块55由PRBS生成块61、乘法块62I和62Q、选择器63I和63Q以及相位检测块64构成。
PRBS生成块61生成与图11中的PRBS生成块52所生成的PRBS相同的PRBS。这样生成的PRBS被馈送到选择器63I和63Q。
乘法块62I收到来自偏移校正块13(图3)的OFDM频域信号(即，包括在该信号中的P2子载波(符号))的I分量。
乘法块62I然后将来自偏移校正块13的OFDM频域信号的I分量乘以-1。从该乘法生成的乘积被馈送到选择器63I。
乘法块62Q收到来自偏移校正块13(图3)的OFDM频域信号(即，包括在该信号中的P2子载波(符号))的Q分量。
乘法块62Q然后将来自偏移校正块13的OFDM频域信号的Q分量乘以-1。从该乘法生成的乘积被馈送到选择器63Q。
除了来自乘法块62I的乘积之外，选择器63I还收到来自偏移校正块13(图3)的OFDM频域信号的I分量。
根据来自PRBS生成块61的PRBS的比特，选择器63I选择来自偏移校正块13的OFDM频域信号的I分量或者来自乘法块62I的乘积。选择器63I所选择的结果被发送到相位检测块64，作为已经经过PRBS解码处理的子载波的I分量。
如果来自PRBS生成块61的PRBS的比特为0，选择器63I则选择来自偏移校正块13的OFDM频域信号的I分量。如果来自PRBS生成块61的PRBS的比特为1，选择器63I则选择来自乘法块62I的乘积。
除了来自乘法块62Q的乘积之外，选择器63Q还收到来自偏移校正块13(图3)的OFDM频域信号的Q分量。
根据来自PRBS生成块61的PRBS的比特，选择器63Q选择来自偏移校正块13的OFDM频域信号的Q分量或者来自乘法块62Q的乘积。选择器63Q所选择的结果被发送到相位检测块64，作为已经经过PRBS解码处理的子载波的Q分量。
如果来自PRBS生成块61的PRBS的比特为0，选择器63Q则选择来自偏移校正块13的OFDM频域信号的Q分量。如果来自PRBS生成块61的PRBS的比特为1，选择器63Q则选择来自乘法块62Q的乘积。
相位检测块64获得子载波的相位，该相位由来自选择器63I的I分量和来自选择器63Q的Q分量构成并且已经经过PRBS解码处理。这样获得的子载波相位被馈送到映射块56(图11)。
图14是示出作为替代如何实现图11所示出的PRBS生成块52、BPSK调制块53、乘法块54和相位检测块55的框图。
在图14中，图11中的PRBS生成块52、BPSK调制块53、乘法块54和相位检测块55由PRBS生成块71、相位检测块72、加法块73、WRAP块74和选择器75构成。
PRBS生成块71生成与图11中的PRBS生成块52所生成的PRBS相同的PRBS。这样生成的PRBS被馈送到选择器75。
相位检测块72收到来自偏移校正块13(图3)的OFDM频域信号。
相位检测块72随后在-π到+π范围中检测P2子载波的相位θ，所述子载波被包括在来自偏移校正块13的OFDM频域信号中。这样检测到的子载波相位被发送到加法块73和选择器75。
加法块73将从相位检测块72提供的相位θ加上π。从该加法产生的相位θ+π被馈送到WRAP块74。
WRAP块74将来自加法块73的相位θ+π加上2π的整数倍，从而将相位θ+π转换成定义在-π到+π范围中的相位。所产生的相位被馈送到选择器75。
根据来自PRBS生成块71的PRBS的比特，选择器75选择来自相位检测块72的相位或来自WRAP块74的相位。选择器75的选择结果被发送到映射块56(图11)，作为已经经过PRBS解码处理的子载波的相位。
如果来自PRBS生成块71的PRBS的比特为0，选择器75则选择从相位检测块72馈送的相位。如果来自PRBS生成块71的PRBS的比特为1，选择器75则选择来自WRAP块74的相位。
图15是说明由图11所示的前序处理块19所执行的载波移位量检测处理的流程图。
基于从符号类型估计块18(图3)馈送的符号类型，控制块51识别偏移校正块13(图3)向前序处理块19提供包括在OFDM频域信号中的P2的提供定时。
当到达该提供定时时，即，当从偏移校正块13(图3)馈送到乘法块54的OFDM频域信号变为P2时，控制块51在步骤S31中基于来自前序处理块16(图3)的S1和S2识别P2的FFT大小和传输模式(SISO或MISO)。而且，控制块51基于识别出的P2的FFT大小和P2的传输模式来识别P2中的导频信号的导频周期Tp，并将这样识别出的导频周期Tp发送到向量和计算块57。
控制块51随后从P2的FFT大小获得P2子载波间隔D2。而且，使用商D1/D2(即，来自P1子载波间隔D1除以P2子载波间隔D2)，控制块51根据表达式MIN＝-INT[(D1/D2)/2]获得最小值(MIN)，并且根据表达式MAX＝+INT[(D1/D2)/2]获得最大值(MAX)。
此外，控制块51将偏移量(offset)的最小值(MIN)和最大值(MAX)馈送到向量和计算块57。从步骤S31，控制传递到步骤S32。
在步骤S32中，PRBS生成块52、BPSK调制块53、乘法块54和相位检测块55针对从偏移校正块13(图3)馈送的P2的各个子载波，获得在PRBS解码处理之后的子载波相位。这样获得的子载波相位被发送到映射块56。
从步骤S32，控制传递到步骤S33。在步骤S33中，映射块56将每个子载波映射到以IQ星座图的原点为中心的一单位圆的圆周上的一个位置，该位置是通过旋转已经经过PRBS解码处理的子载波的相位而确定的，所述相位是从相位检测块55发送的。映射块56然后获得相位向量，该相位向量开始于原点并终止于所关注的子载波已经被映射到的映射点。
映射块56还向向量和计算块57提供针对P2中的每个子载波而获得的相位向量。从步骤S33，控制传递到步骤S34。
在步骤S34中，向量和计算块57将偏移量(offset)设置为从控制块51馈送的最小值(MIN)。然后控制传递到步骤S35。
在步骤S35中，使用来自映射块56的P2子载波的相位向量，向量和计算块57计算如下和向量：所述和向量是以从控制块51发送的导频周期Tp为间隔的子载波(在PRBS解码处理之后)的相位向量之和，每个子载波从通过从P2的第一子载波移位了偏移量(offset)而确定的位置开始。
向量和计算块57然后向最大向量检测块58提供和向量，该和向量是针对偏移量(offset)而计算的相位向量之和。从步骤S35，控制传递到步骤S36。
在步骤S36，向量和计算块57检查以判断偏移量(offset)是否等于最大值(MAX)。
如果在步骤S36中发现偏移量(offset)不等于最大值(MAX)，即，如果偏移量(offset)小于最大值，控制则传递到步骤S37。在步骤S37中，向量和计算块57将偏移量递增1。从步骤S37，控制返回步骤S35并且随后的步骤被重复。
如果在步骤S36中发现偏移量(offset)等于最大值(MAX)，即，如果已经针对从最小值(MIN)到最大值(MAX)的范围内的每个偏移量(offset)计算了和向量，控制则传递到步骤S38。在步骤S38中，最大向量检测块58检测从向量和计算块57馈送的和向量中的最大值，所述和向量是由向量和计算块57针对从最小值(MIN)到最大值(MAX)的范围内的每个偏移量(offset)计算出的，作为子载波相关度。
而且，最大向量检测块58检测与最大和向量(即，最大子载波相关度)相对应的偏移量(offset)，作为P2载波移位量。这样检测出的P2载波移位量被发送到偏移校正块15(图3)。
此后，控制块51等待将从偏移校正块13(图3)提供到前序处理块19的OFDM频域信号中所包括的下一P2。从步骤S38，控制返回步骤S31并且随后的步骤被重复。
如上所述，和向量被计算，作为多个相位向量之和，其中每个相位向量代表针对从最小值(MIN)到最大值(MAX)的范围内的每个偏移量(offset)的P2子载波相关度。这些和向量中的最大值随后被检测出，以便以所需精确度估计载波移位量。以这种方式，“粗糙”载波移位量被以P2的FFT大小所需的精确程度、快速地估计出来。
此外，有可能精确地检测可能小于-INT[(Tp-1)/2]或大于+INT[(Tp-1)/2]的载波移位量。
出于简化和举例的目的，图15示出：当计算在PRBS解码处理之后以导频周期Tp为间隔的子载波的相位向量之和时，从最小值(MIN)到最大值(MAX)连续改变偏移量(offset)。但是，在实践中，以导频周期Tp为间隔的子载波的相位向量之和可以针对从最小值(MIN)到最大值(MAX)的范围内的每个偏移量(offset)来并行地计算。
同样在图15中，假设只有一个P2被包括在T2帧中，并且以导频周期Tp为间隔的子载波的相位向量之和被从一个P2计算出，作为针对偏移量(offset)的子载波相关度。可替换地，如果T2帧包含多个P2，则可以计算来自多个P2中的每个P2的相位向量之和。然后可以获得来自多个P2的相位向量之和的累积总和或漏积分，并且该结果可以被用作子载波相关度。
在前述段落中，子载波相关度被示为是使用包括在P2中的以导频周期Tp为间隔的所有子载波计算出的。可替换地，在将子载波提交给子载波相关度计算之前，可以剔除掉包括在P2中的以导频周期Tp为间隔的子载波中的一些。
如上所述，P2的导频信号是通过对在频率方向上的PRBS和在时间方向上的PN序列之间的异或进行BPSK调制而获得的信号。因此，如果要获得P2中的每个导频信号的绝对相位，则首先必须将导频信号乘以PRBS(即，取决于PRBS的比特而将导频信号的相位旋转0或π)并且还乘以PN序列。然后，乘法的乘积将被用于找到导频信号的绝对相位。
但是，根据第二估计方法(第三估计方法也是同样)，P2中的导频信号的绝对相位是不需要的。相反，仅需要例如获得相对于P2中具有最低频率(假设为0)的导频信号的相对相位。这使得能够以P2的FFT大小所需的精确程度来估计载波移位量，而无需执行PN序列的乘法。
[用于估计载波移位量的第三方法]
图16A、16B、16C、16D和16E是说明用于基于使用子载波相位差计算出的子载波相关度来估计载波移位量的第三估计方法的示意图。
根据第二估计方法，如上所述，可以按照P2的FFT大小所需的精确程度来快速地检测可能小于-INT[(Tp-1)/2]或大于+INT[(Tp-1)/2]的重要载波移位量。
同时，在FFT计算块12开始计算P2的FFT的位置上发生的抖动(jitter)(FFT窗口触发抖动)或者在对受到FFT计算的OFDM时域信号进行采样时发生的频率移位(残留定时偏移)可能构成导致一个OFDM信号中的子载波(符号)的相位发生旋转的因素(下文中称之为相位旋转因素)。
图16A示出在存在相位旋转因素时经过PRBS解码处理之后的P2的一个OFDM符号中的导频信号(由子载波构成)的典型相位。
如果存在相位旋转因素，PRBS解码后的导频信号的相位则与频率成比例地以恒定的斜率增大，如图16A所示。
在图16A的示例中，对于导频周期Tp的子载波(在图16A中的六个子载波)，经PRBS解码后的导频信号的相位以按Δθ上升的方式倾斜。
图16B示出当存在相位旋转因素时在IQ星座图中的P2导频信号的典型相位向量。
现在假设P2导频信号之一被突出(即，被视为所关注的导频信号)，并且该所关注的导频信号的相位为0。
在此情况下，在例如更高频率的方向上被设置得与所关注的导频信号相隔导频周期Tp的子载波的导频信号(该导频信号被称为下一导频信号)具有如下相位：该相位相对于所关注的导频信号的相位被以Δθ的斜率增大(Δθ＝0+Δθ)。
此外，在更高频率的方向上被设置得与下一导频信号相隔导频周期Tp的子载波的导频信号(该导频信号被称为下一导频信号之后的导频信号)具有如下相位：该相位相对于下一导频信号的相位Δθ被以Δθ的斜率增大(2Δθ＝Δθ+Δθ)。
以这种方式，当存在相位旋转因素时，导频信号的相位以斜率Δθ为单位旋转。
图16C示出导频信号的相位通常如何以斜率Δθ为单位旋转，如上所述。
例如，如果在P2的一个OFDM符号中的所有经PRBS解码的导频信号的相位发生一次旋转，则所产生的和向量可能呈现为大小较小(即，0)的向量。这使得难以检测载波移位量。
根据第三估计方法，检测(一方面)由P2保持的每个子载波和(另一方面)与所关注的子载波相隔导频周期Tp的子载波之间的相位差。所关注的子载波随后被映射到例如以IQ星座图的原点为中心的单位圆的圆周上的一个位置，该位置是通过关于所关注的子载波旋转所述相位差而确定的。此后，获得相位差向量，该相位差向量开始(或结束)于原点并且结束(或开始)于所关注的子载波被映射到的映射点。
同样，根据第三估计方法，关于从最小值(MIN)到最大值(MAX)的范围内的多个偏移量(offset)中的每一个，获得(一方面)以导频周期Tp为间隔的每个子载波与(另一方面)通过从P2的第一子载波起移位偏移量(offset)而到达的开始位置之间的相位差向量。这样获得的相位差向量被加和，作为子载波相关度。
第三估计方法还涉及检测多个和向量中的最大值，每个和向量是针对多个偏移量(offset)中的每个偏移量而获得的相位差向量之和。与最大和向量相对应的偏移量(offset)被检测，作为P2载波移位量。
图16D示出典型的相位差向量。
当经PRBS解码的导频信号的相位由于存在相位旋转因素而被旋转了斜率Δθ时，所关注的导频信号的相位差向量具有大小1和斜率(偏转角)Δθ(如图16D所示)。
如上所述，将导频信号(由相应的子载波构成)的相位差向量加和而获得的和向量是大小较大的向量。
图16E示出将这样的导频信号(由子载波构成)的相位差向量加和而获得的典型和向量。
已经经过PRBS解码处理的所有导频信号的相位差向量都呈现为分别以斜率Δθ为朝向的向量。通过将这些以导频周期Tp为间隔的子载波的相位差向量加和而获得的和向量大小较大(如图16E所示)，其中每个相位差向量是在每个子载波(即导频信号)和开始位置之间获得的，所述开始位置是从P2的第一子载波起移位了每个偏移量(offset)而确定的。
另一方面，如果在从P2的第一子载波移位了偏移量(offset)而到达的开始位置上的子载波不是导频信号而是数据子载波，则从移位后的位置开始以导频周期Tp为间隔的子载波都是数据子载波。在此情况下，以导频周期Tp为间隔的这些子载波的相位差向量朝向不同方向，每个向量的大小为1。
结果，当在从P2的第一子载波起移位偏移量(offset)而到达的位置上的子载波是数据子载波时，从移位后的位置开始以导频周期Tp为间隔的子载波提供如下的相位差向量：这些相位差向量在被加和时构成大小较小(例如0)的和向量。
因此，在从相位差向量(其中每个相位差向量是针对从最小值(MIN)到最大值(MAX)的范围内的多个偏移量(offset)中的每一个所获得的)获得和向量之后，和向量中的最大值被检测出，作为P2载波移位量。
根据第三估计方法，与第二估计方法的情况一样，可以按上述方式精确地检测可能超出导频周期Tp的重要的载波移位量。
[使用第三估计方法检测载波移位量的前序处理块19]
图17是示出用于使用第三估计方法检测载波移位量的前序处理块19(图3)的典型结构的框图。
在图17中，与图11中的块相对应的块用相同的标号表示，并且将在下文中省略它们的描述，以避免冗余。
图17中的前序处理块19在如下方面与其图11中的相应部分相同：其包含控制块51、PRBS生成块52、BPSK调制块53、乘法块54和相位检测块55。
另一方面，图17中的前序处理块19与其图11中的相应部分的不同之处在于：其具有相位差检测块81、映射块82、向量和计算块83和最大向量检测块84，用来代替映射块56、向量和计算块57和最大向量检测块58。
图17中的控制块51与其在图11中的相应部分一样控制构成前序处理块19的块(范围从PRBS生成块52到相位检测块55以及从相位差检测块81到最大向量检测块84)。
而且，控制块51如同其在图11中的相应部分一样识别P2中的导频信号的导频周期Tp。控制块51还通过使用商D1/D2来获得偏移量(offset)的最小值(MIN)和最大值(MAX)，其中商D1/D2是通过将P1的子载波间隔D1除以P2的子载波间隔D2而获得的。
控制块51将导频周期Tp馈送到相位差检测块81和向量和计算块83。控制块51还将偏移量(offset)的最小值(MIN)和最大值(MAX)提供到向量和计算块83。
从PRBS生成块52到相位检测块55范围中的块执行PRBS解码处理，该处理将来自偏移校正块13(图3)的OFDM频域信号中的P2所包含的每个子载波乘以来自BPSK调制块53的调制信号。块52到55还检测经PRBS解码的子载波的相位，并向相位差检测块81提供检测出的相位。
相位差检测块81通过使用从相位检测块55馈送的子载波相位，检测(即，计算)(一方面)由P2包含的每个子载波和(另一方面)与所关注的子载波相隔从控制块51提供的导频周期Tp的子载波之间的相位差。这样检测到的相位差被发送到映射块82。
映射块82将每个子载波映射到例如以IQ星座图的原点为中心的单位圆的圆周上的一个位置，该位置是通过按照从相位差检测块81提供的子载波相位差进行旋转而确定的。然后获得相位差向量，该相位差向量开始于原点并结束于所关注的子载波已经被映射到的映射点。映射块82然后向向量和计算块83提供针对各个P2子载波而获得的相位差向量。
使用针对从来自控制块51的最小值(MIN)到最大值(MAX)的范围内的多个偏移量(offset)中的每一个(＝MIN，MIN+1，...，MAX-1，MAX)而从映射块82馈送的P2的一个OFDM符号中的子载波的相位差向量，向量和计算块83计算如下和向量，作为子载波相关度：所述和向量是开始于通过从P2的第一子载波起移位偏移量(offset)而确定的位置、以从控制块51馈送的导频周期Tp为间隔的子载波的相位差向量之和。这样获得的和向量被发送到最大向量检测块84。
最大向量检测块84针对多个偏移量(offset)中的每一个来检测由向量和计算块83提供的和向量中(在大小上)的最大值。最大向量检测块84随后检测与最大和向量相对应的偏移量(offset)，作为P2载波移位量，并将检测到的P2载波移位量发送到偏移校正块15(图3)。
图18是说明由图17中的前序处理块19执行的载波移位量检测处理的流程图。
基于从符号类型估计块18(图3)馈送的符号类型，控制块51识别偏移校正块13(图3)向前序处理块19提供包括在OFDM频域信号中的P2的提供定时。
当到达提供定时时，即，当由偏移校正块13(图3)提供到乘法块54的OFDM频域信号变为P2时，控制块51在步骤S51中基于来自前序处理块16(图3)的S1和S2来识别P2的FFT大小和传输模式(SISO或MISO)。控制块51还基于P2的FFT大小和P2的传输模式来识别P2中的导频信号的导频周期Tp，并将识别出的导频周期Tp提供到向量和计算块83。
控制块51还基于P2的FFT大小例如获得P2的子载波间隔D2。此外，使用从P1的子载波间隔D1除以P2的子载波间隔D2所获得的商D1/D2，控制块51根据表达式MIN＝-INT[(D1/D2)/2]获得最小值(MIN)，并且根据表达式MAX＝+INT[(D1/D2)/2]获得最大值(MAX)。
控制块51然后将偏移量(offset)的最小值(MIN)和最大值(MAX)发送到向量和计算块83。从步骤S51，控制传递到步骤S52。
在步骤S52中，PRBS生成块52、BPSK调制块53、乘法块54和相位检测块55获得在PRBS解码处理之后从偏移校正块13(图3)馈送的P2中所包含的每个子载波的相位。这样获得的子载波相位被提供到相位差检测块81。
从步骤S52，控制传递到步骤S53。在步骤S53中，使用从相位检测块55馈送的子载波相位，相位差检测块81检测(一方面)P2所包含的每个子载波和(另一方面)与所关注的子载波相隔从控制块51提供的导频周期Tp的子载波之间的相位差。
而且，相位差检测块81向映射块82提供针对P2所包含的各个子载波而检测到的相位差(即，子载波相位差)。从步骤S53，控制传递到步骤S54。
在步骤S54中，映射块82将每个子载波映射到以IQ星座图的原点为中心的单位圆的圆周上的一个位置，该位置是通过按照从相位差检测块81发送的经PRBS解码的子载波的相位差进行旋转而确定的。映射块82然后获得相位差向量，该相位差向量开始于原点并结束于所关注的子载波已经被映射到的映射点。
映射块82随后向向量和计算块83提供针对P2中的每个子载波而获得的相位差向量。从步骤S54，控制传递到步骤S55。
在步骤S55中，向量和计算块83将偏移量(offset)设置为从控制块51发送的最小值(MIN)。从步骤S55，控制传递到步骤S56。
在步骤S56中，使用来自映射块82的P2子载波的相位差向量，向量和计算块83计算如下和向量：该和向量是以从控制块51发送的导频周期Tp为间隔的子载波(在PRBS解码处理之后)的相位差向量之和，其中每个子载波开始于从P2的第一子载波起移位了偏移量(offset)而到达的位置。
向量和计算块83随后向最大向量检测块84提供通过对关于偏移量(offset)计算的相位差向量加和而获得的和向量。从步骤S56，控制传递到步骤S57。
在步骤S57中，向量和计算块83检查以判断偏移量(offset)是否等于最大值(MAX)。
如果在步骤S57中发现偏移量(offset)不等于最大值(MAX)，即，如果偏移量(offset)小于最大值，控制则传递到步骤S58。在步骤S58中，向量和计算块83将偏移量(offset)递增1。从步骤S58，控制返回步骤S56并且随后的步骤被重复。
如果在步骤S57中发现偏移量(offset)等于最大值(MAX)，即，如果已经针对从最小值(MIN)到最大值(MAX)的范围内的每个偏移量(offset)都计算了和向量，控制则传递到步骤S59。在步骤S59中，最大向量检测块84检测从向量和计算块83馈送的和向量中的最大值，这些和向量是向量和计算块83针对从最小值(MIN)到最大值(MAX)的范围内的每个偏移量(offset)、作为子载波相关度计算出的。
而且，最大向量检测块84检测与最大的和向量(即，最大子载波相关度)相对应的偏移量(offset)，作为P2载波移位量。这样检测出的P2载波移位量被发送到偏移校正块15(图3)。
然后，控制块51等待将从偏移校正块13(图3)提供到前序处理块19的OFDM频域信号中包括的下一个P2。从步骤S59，控制返回S51并且随后的步骤被重复。
如上所述，和向量是作为多个相位差向量的和值来计算的，每个相位差向量代表关于从最小值(MIN)到最大值(MAX)的范围内的每个偏移量(offset)的P2子载波相关度。这些和向量中的最大值随后被检测，以便以所需精确度来估计载波移位量。以这种方式，以P2的FFT大小所需的精确程度、快速地估计出“粗糙”载波移位量。
此外，可以精确地检测可能小于-INT[(Tp-1)/2]或大于+INT[(Tp-1)/2]的载波移位量。
出于简化和举例的目的，图18示出：当计算在PRBS解码处理之后以导频周期Tp为间隔的子载波的相位差向量之和时，偏移量(offset)从最小值(MIN)到最大值(MAX)连续改变。但是，在实践中，可以针对从最小值(MIN)到最大值(MAX)的范围内的各个偏移量(offset)来并行地计算以导频周期Tp为间隔的子载波的相位差向量之和。
同样在图18中，假设在T2帧只包括一个P2并且从一个P2计算出以导频周期Tp为间隔的子载波的相位差向量之和，作为关于偏移量(offset)的子载波相关度。可替换地，如果T2帧包含多个P2，则可以计算来自多个P2中的每个P2的相位差向量之和。然后，可以获得来自多个P2的相位差向量之和的累积和值或漏积分，并且可以采用该结果作为子载波相关度。
在前面的段落中，子载波相关被示为是使用包括在P2中的以导频周期Tp为间隔的所有子载波来计算的。可替换地，在将子载波提交给子载波相关度计算之前，包括在P2中的以导频周期Tp为间隔的子载波中的一些可以被剔除掉。
如上所述，前序处理块19可以使用以除了由DVB-T2或类似标准所定义的最宽的子载波间隔之外的间隔布置的子载波。前序处理块19因此使用包括在一个P2中的子载波的相关度来检测载波移位量，所述一个P2包含以预定的导频周期Tp为间隔的导频信号。这使得能够以所需精确度快速地检测载波移位量。
更具体而言，前序处理块19可以使用例如包括在T2帧中的P2的第一个OFDM符号(或者如果在T2帧中只包括P2的一个OFDM符号，则使用该T2帧的该单个OFDM符号)来以P2的FFT大小所需的精确程度检测载波移位量。
因此，图3的信号处理设备可以在校正检测到的载波偏移量之前，在缓冲器14正在缓冲OFDM频域信号中包括的P2的第一单个OFDM符号的同时，按照P2的FFT大小所需的精确程度来检测载波移位量。这使得能够快速地建立同步。
同时，一个T2帧具有250ms的最大时间长度。如下情况可能发生：在给定时间点接收到T2帧时，信号处理设备无法按照P2的FFT大小所需的精确程度来检测载波移位量。在此情况下，信号处理设备不得不在处理之前等待很长时间来接收下一T2帧。
在图3的信号处理设备的情况下，当在给定时间点接收的T2帧中包括的P2的第一单个OFDM符号正被缓冲时，可以按照所关注的P2的FFT大小所需的精确程度来检测载波偏移量。该特征消除了如前述情况下在下一T2帧被接收和处理之前等待很长时间的需求。
[信号处理设备的另一典型结构]
图19是示出作为本发明的另一实施例的信号处理设备的典型结构的框图。
在图19中，与图3中的块相对应的块用相同的标号指示出，并且在下文中将省略它们的描述以避免冗余。
在图3的信号处理设备中，OFDM信号在前馈控制下被校正(即，偏移校正)。相比之下，在图19的信号处理设备中，OFDM信号在反馈控制下被校正。
在图19中，信号处理设备包括正交解调块11、FFT计算块12、前序处理块16、符号同步块17、符号类型估计块18、前序处理块19、偏移校正块91和校正量计算块92。
正交解调块11对所提供的OFDM信号进行数字正交解调。所产生的作为基带OFDM信号的OFDM时域信号的I和Q分量被从正交解调块11发送到偏移校正块91。
偏移校正块91根据从校正量计算块92馈送的校正量(即，用于偏移校正)来校正来自正交解调块11的OFDM时域信号。这样校正后的OFDM时域信号被从偏移校正块91发送到FFT计算块12和前序处理块16。
根据从符号同步块17馈送的FFT触发信息，FFT计算块12从来自正交解调块11的OFDM时域信号中提取出具有FFT大小的OFDM时域信号，并对提取出的OFDM时域信号执行FFT计算。
FFT计算块12向前序处理块19提供通过FFT计算而获得的OFDM频域信号。
除了被馈送到前序处理块19之外，从FFT计算得到的OFDM频域信号还被发送到执行诸如均衡和纠错之类的必要处理的那些块(未示出)。
同时，前序处理块16从发送自偏移校正块91的OFDM时域信号中检测P1。使用这样检测到的P1，前序处理块16估计“粗糙”和“精细”载波移位量。
前序处理块16随后向校正量计算块92提供通过使用P1针对所关注的P1的FFT大小(1K)估计出的P1载波移位量，包括“粗糙”载波移位量和“精细”载波移位量。
而且，前序处理块16从P1提取出S1和S2并将提取出的S1和S2提供到前序处理块19。
此外，前序处理块16向符号同步块17馈送P1位置信息以及包括在P1中的FFT大小，所述P1位置信息被包括在来自偏移校正块91的OFDM时域信号中并且代表P1在所关注的OFDM时域信号中的位置。
从由前序处理块16提供的P1位置信息和FFT大小，符号同步块17生成FFT触发信息并将其馈送到FFT计算块12。
而且，符号同步块17估计OFDM符号边界的位置(即，边界位置)，并将代表边界位置的信号发送到符号类型估计块18，作为符号同步信号。
基于来自符号同步块17的符号同步信号等，符号类型估计块18估计从FFT计算块12馈送到前序处理块19的OFDM频域信号中的符号的符号类型。这样估计出的符号类型被发送到前序处理块19。
前序处理块19执行载波移位量检测处理，该处理用于估计(检测)针对包括在来自FFT计算块12的OFDM频域信号中的P2的FFT大小的“粗糙”载波移位量。该载波移位量检测处理是使用来自FFT计算块12的OFDM频域信号、来自前序处理块16的S1和S2以及来自符号类型估计块18的符号类型来执行的。
前序处理块19将通过该载波移位量检测处理而获得的P2载波移位量发送到校正量计算块92。
校正量计算块92计算使得来自前序处理块16的P1载波移位量和来自前序处理块19的P2载波移位量将被设置为零的OFDM信号校正量。这样计算出的校正量被发送到偏移校正块91。
以上述方式，偏移校正块91根据由校正量计算块92提供的校正量来校正来自正交解调块11的OFDM时域信号。
上述OFDM信号的校正是由图19的信号处理设备在反馈控制下以如下方式执行的：估计载波移位量的速度和解调P2所需的精确程度与利用图3的信号处理设备在前馈控制下对OFDM信号执行校正时相同。
在本发明的该实施例的情况下，载波移位量是使用P2的导频信号(和边缘导频信号)来检测的。可替换地，载波移位量可以使用SP(分散导频)信号、CP(连续导频)信号、FCP(帧闭合导频)信号等来检测。
同样，在本发明的该实施例的情况下，载波移位量的检测以DVB-T2所定义的OFDM信号为目标。可替换地，使用上述相位向量或相位差向量的载波移位量的检测可以以多载波系统的OFDM信号为目标，在所述多载波系统中，诸如PRBS之类的随机序列在子载波方向(即，频率方向)上被布置为导频信号。
[接收系统的典型结构]
图20是示出本发明被应用到的接收系统的第一实施例的典型结构的框图。
在图20中，接收系统由获取块101、传输信道解码处理块102和信息源解码处理块103构成。
获取块101例如获取具有被称为OFDM信号的经OFDM调制的信号形式的构成TV广播节目等的数据。
具体讲，例如，广播台和Web服务器(未示出)可以发送将被获取块101获取的OFDM信号。
当使用地面波、卫星波或经由CATV(有线电视)网络从例如广播台发送OFDM信号时，获取块101可以包括调谐器或STB(机顶盒)。当以诸如IPTV(因特网协议电视)之类的多播方式从Web服务器发送OFDM信号时，获取块101可以通常由诸如NIC(网络接口卡)之类的网络接口I/F(接口)构成。
获取块101经由传输信道获取OFDM信号，传输信道例如是地面数字广播、卫星数字广播、CATV网络或因特网(未示出)。这样获取的OFDM信号被转发到传输信道解码处理块102。
传输信道解码处理块102对由获取块101经由传输信道获取的OFDM信号执行传输信道解码处理，该传输信道解码处理至少包括解调和纠错处理，纠错处理用于纠正可能在传输信道上发生的错误。结果，这样获取的信号被提供到信息源解码处理块103。
就是说，由获取块101通过传输信道获取的OFDM信号已经至少经过了纠错编码，该纠错编码用于纠正可能发生在传输信道上的错误。传输信道解码处理块102对该OFDM信号执行诸如解调和纠错之类的传输信道解码处理。
典型的纠错编码方案包括LDPC编码和Reed-Solomon编码。
信息源解码处理块103对已经经过传输信道解码处理的信号执行信息源解码处理，信息源解码处理至少包括用于将压缩信息扩展为原始信息的处理。
就是说，由获取块101通过传输信道获取的OFDM信号可能已经进行了用于数据压缩的压缩编码，由此诸如图像和声音之类的数据或信息的量被减少。在此情况下，信息源解码处理块103对已经经过传输信道解码处理的信号执行信息源解码处理，例如将压缩信号扩展成原始信息的处理(扩展处理)。
如果由获取块101通过传输信道获取的OFDM信号没有经过压缩编码，信息源解码处理块103则不执行将压缩信息扩展回到其原始格式的处理。
典型的扩展处理可以是MPEG解码。除了扩展处理之外，传输信道解码处理可以包括解扰等。
在按上述方式构造的接收系统中，获取块101经由传输信道获取OFDM信号，该OFDM信号代表已经经过诸如MPEG编码之类的压缩编码的构成图像和声音等的数据，并且已经受到纠错编码(例如LDPC编码)。这样获取的OFDM信号被转发到传输信道解码处理块102。
传输信道解码处理块102对来自获取块101的OFDM信号执行传输信道解码处理，该传输信道解码处理包括与作为解调装置的在图3或图19中所示的信号处理设备所执行的那些相同的解调和纠错处理。从传输信道解码处理产生的信号被提供到信息源解码处理块103。
信息源解码处理块103对从传输信道解码处理块102馈送的信号执行信息源解码处理，例如MPEG解码。通过该处理获取的图像和/或声音随后被信息源解码处理块103输出。
按上述方式构造的图20的接收系统可以例如被应用到用于接收数字TV广播的TV调谐器。
获取块101、传输信道解码处理块102和信息源解码处理块103可以各自构造为独立的装置(诸如IC(集成电路)之类的硬件模块或软件模块)。
获取块101、传输信道解码处理块102和信息源解码处理块103中的一些或全部可以被组合设置为一独立装置。就是说，可以将获取块101和传输信道解码处理块102的集合、传输信道解码处理块102和信息源解码处理块103的集合、或者获取块101、传输信道解码处理块102和信息源解码处理块103的集合形成到单个独立装置中。
图21是示出本发明被应用到的接收系统的第二实施例的典型结构的框图。
在图21的标号之中，那些在图20中已经使用的标号表示相同或相应的部分，并且这些部分的描述可以省略以避免冗余。
图21中的接收系统与其在图20中的相应部分的相同之处在于：其包括获取块101、传输信道解码处理块102和信息源解码处理块103。接收系统的两个版本之间的不同之处在于：图21的接收系统还另外包括输出块111。
输出块111例如由用于显示图像的显示设备和/或用于输出声音的扬声器构成。因此，输出块111输出由从信息源解码处理块103输出的信号所表示的图像和声音。简言之，输出块111所作的是显示图像和/或输出声音。
图21中的上述接收系统可以被例如应用到用于接收数字TV广播的电视机或者用于接收无线电广播的无线电接收器。
如果由获取块101获取的信号不是经过压缩编码的，则由传输信道解码处理块102输出的信号被直接发送到输出块111，而不经过信息源解码处理块103。
图22是示出本发明被应用到的接收系统的第三实施例的典型结构的框图。
在图22中的标号之中，那些在图20中已经使用的标号表示相同或相应的部分，并且可以省略这些部分的描述以避免冗余。
图22中的接收系统与其在图20中的相应部分的共同之处在于：其包括获取块101和传输信道解码处理块102。
两个版本的接收系统之间的不同之处在于：图22的接收系统不包括信息源解码处理块103，但另外包括记录块121。
记录块121将从传输信道解码处理块102输出的信号(例如MPEG传输流的TS分组)记录(即，存储)到记录(即，存储)介质，包括光盘、硬盘(磁盘)和闪存。
图22中的上述接收系统可以被例如应用到用于记录TV广播的记录器。
在图22中，可替换地，该接收系统可以被构造为包括信息源解码处理块103。在这种设置中，信息源解码处理块103对接收的信号执行信息源解码处理，从而从解码后的信号获取的图像和声音可以被记录块121所记录。
[对本发明被应用到的计算机的说明]
上述处理序列可以由硬件或软件来执行。当由软件执行处理时，构成软件的程序被安装到用于处理执行的适当计算机中。
图23示出本发明被应用到的计算机的典型结构，其中安装有用于执行上述处理序列的合适的程序。
程序可以被预先记录在硬盘205或ROM 203中，该硬盘205或ROM203是作为计算机的内置记录介质而配备的。
可替换地，程序可以被存储(记录)在可移除记录介质211上，该可移除记录介质211可以作为所谓的软件包而提供。可移除记录介质211例如包括柔性盘、CD-ROM(压缩盘只读存储器)、MO(磁-光)盘、DVD(数字多功能盘)、磁盘和半导体存储器。
除了被从上述可移除记录介质211安装到计算机之外，程序还可以经由通信或广播网络被下载到计算机并被安装在内部硬盘205上。就是说，程序例如可以从下载站点经由数字广播卫星无线地传输到计算机，或者通过诸如LAN(局域网)和因特网之类的网络以有线方式传输到计算机。
计算机包括CPU(中央处理单元)202，输入/输出接口210经由总线201连接到CPU 202。
当用户通过通常操作输入块207而经由输入/输出接口210向CPU 202输入命令时，CPU 202执行存储在ROM(只读存储器)203中的相应程序。可替换地，CPU 202可以将相关程序从硬盘205加载到RAM(随机访问存储器)204中以用于程序执行。
因此，CPU 202通过依照上述流程图或者通过利用在上述框图中图示的结构来执行其处理。按照需求，处理结果可以从输出块206输出、通过通信块208发送、或者被记录到硬盘205中。
输入块207通常由键盘、鼠标和麦克风构成。输出块206例如由LCD(液晶显示器)和扬声器构成。
在本说明书中，描述用于使计算机执行操作的程序的处理步骤可能不是仅仅代表基于时序按照在流程图中所图示的序列所执行的处理。具体讲，这些步骤可能还代表并行地或单独地(例如，以并行处理或面向对象的方式)执行的处理。
程序可以由单个计算机(或处理器)或者分布式地由多个计算机来处理。程序还可以被传输到一个或多个远程计算机来执行。
本领域技术人员应该理解，取决于设计需求和其他因素，可能发生各种修改、组合、子组合和变更，只要它们落在所附权利要求或其等同物的范围内即可。
本申请包含与2009年7月16日递交到日本特许厅的日本在先专利申请JP 2009-167497中所公开的内容相关的主题，该在先申请的全部内容通过引用被结合于此。

Claims (16)

1.一种信号处理设备，包括：
处理装置，用于执行载波移位量检测处理，该处理用于检测构成载波误差的载波移位量，所述载波误差用于解调被称为OFDM信号的正交频分复用信号；以及
校正装置，用于根据所述载波移位量来校正所述OFDM信号；其中
所述OFDM信号包括：
第一前序信号，包括子载波，以及
第二前序信号，包括子载波，所述第二前序信号中所包括的子载波的间隔比所述第一前序信号中所包括的子载波的间隔要窄；
所述第二前序信号包括导频信号，所述导频信号是以预定数目的子载波为间隔布置的已知信号；并且
所述处理装置使用一个这样的第二前序信号中包括的所述子载波的相关度来检测所述载波移位量。
2.如权利要求1所述的信号处理设备，其中所述处理装置包括：
相位检测装置，用于检测所述第二前序信号中包括的子载波的相位；
相位差检测装置，用于检测所述第二前序信号中包括的每个子载波和与所关注的子载波相隔所述预定数目的子载波的子载波之间的相位差；
映射装置，用于将所关注的子载波映射到以IQ星座图的原点为中心的圆的圆周上的、通过旋转所述相位差而到达的位置，所述映射装置还获得相位差向量，该相位差向量的起点是所述原点，终点是所述子载波被映射到的位置；
向量和计算装置，该装置被配置为：针对构成预定数目的子载波的载波移位量的、范围从从最小值到最大值的多个偏移量中的每一个，所述向量和计算装置确定从所述第二前序信号中的第一子载波起移位了每个所述偏移量而到达的移位后的位置，获取从所述移位后的位置开始并在以所述预定数目的子载波为间隔布置的每个子载波处终止的相位差向量，并将所获取的相位差向量加和，作为各个所述子载波的相关度；以及
最大值检测装置，用于检测关于所述多个偏移量中的每一个的所述相位差向量之和当中的最大和，所述最大值检测装置还检测与所述最大和相对应的偏移量，作为所述载波移位量。
3.如权利要求2所述的信号处理设备，其中
所述第二前序信号中包括的所述导频信号各自是通过如下方式获得的：利用被称为BPSK的二进制相移键控对被称为PRBS的伪随机二进制序列进行调制；并且
所述相位检测装置检测被乘以调制信号后的所述子载波的相位，所述调制信号是通过利用BPSK调制PRBS而获得的。
4.如权利要求3所述的信号处理设备，其中所述偏移量的最小值和最大值是使用如下的商获得的：所述第一前序信号中的子载波的间隔除以所述第二前序信号中的子载波的间隔的商。
5.如权利要求1所述的信号处理设备，其中所述处理装置包括：
相位检测装置，用于检测所述第二前序信号中包括的子载波的相位；
映射装置，用于将各个所述子载波映射到以IQ星座图的原点为中心的圆的圆周上的、通过旋转所关注的子载波的相位而到达的位置，所述映射装置还获得相位向量，该相位向量的起点是所述原点，终点是所关注的子载波被映射到的位置；
向量和计算装置，该装置被配置为：针对构成预定数目的子载波的载波移位量的、范围从最小值到最大值的多个偏移量中的每一个，所述向量和计算装置确定从所述第二前序信号中的第一子载波起移位了每个所述偏移量而到达的移位后的位置，获取从所述移位后的位置开始并在以所述预定数目的子载波为间隔布置的每个子载波处终止的相位向量，并将所获取的相位向量加和，作为各个所述子载波的相关度；以及
最大值检测装置，用于检测关于所述多个偏移量中的每一个的所述相位向量之和当中的最大和，所述最大值检测装置还检测与所述最大和相对应的偏移量，作为所述载波移位量。
6.如权利要求5所述的信号处理设备，其中
所述第二前序信号中包括的所述导频信号各自是通过如下方式获得的：利用被称为BPSK的二进制相移键控对被称为PRBS的伪随机二进制序列进行调制；并且
所述相位检测装置检测被乘以调制信号后的所述子载波的相位，所述调制信号是通过利用BPSK调制PRBS而获得的。
7.如权利要求6所述的信号处理设备，其中所述偏移量的最小值和最大值是使用如下的商获得的：所述第一前序信号中的子载波的间隔除以所述第二前序信号中的子载波的间隔的商。
8.如权利要求1所述的信号处理设备，其中所述处理装置包括：
功率检测装置，用于检测与所述第二前序信号中包括的每个子载波的功率相对应的功率值；
和计算装置，该装置被配置为：针对构成预定数目的子载波的载波移位量的、范围从最小值到最大值的多个偏移量中的每一个，所述和计算装置确定从所述第二前序信号中的第一子载波起移位了每个所述偏移量而到达的移位后的位置，并且将相对于所述移位后的位置、在所述预定数目的子载波的间隔上检测到的功率值加和，作为各个所述子载波的相关度；以及
最大值检测装置，用于检测关于所述多个偏移量中的每一个的所述功率值之和当中的最大和，所述最大值检测装置还检测与所述功率值的最大和相对应的偏移量，作为所述载波移位量。
9.如权利要求8所述的信号处理设备，其中所述偏移量的最大值和最小值是使用所述预定数目来获得的。
10.如权利要求1所述的信号处理设备，其中
所述信号处理设备依据被称为DVB-T2的标准；并且
所述第一和第二前序信号分别对应于DVB-T2所定义的P1和P2。
11.一种信号处理方法，包括以下步骤：
使信号处理设备执行载波移位量检测处理，该处理用于检测构成载波误差的载波移位量，所述载波误差用于解调被称为OFDM信号的正交频分复用信号；以及
使所述信号处理设备根据所述载波移位量来校正所述OFDM信号，其中
所述OFDM信号包括：
第一前序信号，包括子载波，以及
第二前序信号，包括子载波，所述第二前序信号中所包括的子载
波的间隔比所述第一前序信号中所包括的子载波的间隔要窄；
所述第二前序信号包括导频信号，所述导频信号是以预定数目的子载波为间隔布置的已知信号；并且
所述载波移位量检测处理使用一个这样的第二前序信号中包括的所述子载波的相关度来检测所述载波移位量。
12.一种接收系统，包括：
传输信道解码处理块，该块被配置为对经由传输信道获取的信号执行传输信道解码处理，所述传输信道解码处理至少包括对已经发生在所述传输信道上的错误进行校正的处理；以及
信息源解码处理块，该块被配置为对已经经过所述传输信道解码处理的信号执行信息源解码处理，所述信息源解码处理至少包括将压缩后的信息扩展回原始信息的处理；其中
所述经由传输信道获取的信号是被称为OFDM信号的正交频分复用信号，所述OFDM信号是通过至少执行用于信息压缩的压缩编码和用于校正已经发生在所述传输信道上的错误的纠错编码而获得的；
所述传输信道解码处理块包括：
处理装置，用于执行载波移位量检测处理，该处理用于检测构成载波误差的载波移位量，所述载波误差用于解调所述OFDM信号，以及
校正装置，用于根据所述载波移位量来校正所述OFDM信号；
所述OFDM信号包括：
第一前序信号，包括子载波，以及
第二前序信号，包括子载波，所述第二前序信号中所包括的子载
波的间隔比所述第一前序信号中所包括的子载波的间隔要窄；
所述第二前序信号包括导频信号，所述导频信号是以预定数目的子载波为间隔布置的已知信号；并且
所述处理装置使用一个这样的第二前序信号中包括的所述子载波的相关度来检测所述载波移位量。
13.一种接收系统，包括：
传输信道解码处理块，该块被配置为对经由传输信道获取的信号执行传输信道解码处理，所述传输信道解码处理至少包括对已经发生在所述传输信道上的错误进行校正的处理；以及
输出块，该块被配置为基于已经经过所述传输信道解码处理的信号来输出图像和声音；其中
所述经由传输信道获取的信号是被称为OFDM信号的正交频分复用信号，所述OFDM信号是通过至少执行用于校正已经发生在所述传输信道上的错误的纠错编码而获得的；
所述传输信道解码处理块包括：
处理装置，用于执行载波移位量检测处理，该处理用于检测构成载波误差的载波移位量，所述载波误差用于解调所述OFDM信号，以及
校正装置，用于根据所述载波移位量来校正所述OFDM信号；
所述OFDM信号包括：
第一前序信号，包括子载波，以及
第二前序信号，包括子载波，所述第二前序信号中所包括的子载
波的间隔比所述第一前序信号中所包括的子载波的间隔要窄；
所述第二前序信号包括导频信号，所述导频信号是以预定数目的子载波为间隔布置的已知信号；并且
所述处理装置使用一个这样的第二前序信号中包括的所述子载波的相关度来检测所述载波移位量。
14.一种接收系统，包括：
传输信道解码处理块，该块被配置为对经由传输信道获取的信号执行传输信道解码处理，所述传输信道解码处理至少包括对已经发生在所述传输信道上的错误进行校正的处理；以及
记录块，该块被配置为记录已经经过所述传输信道解码处理的信号；其中
所述经由传输信道获取的信号是被称为OFDM信号的正交频分复用信号，所述OFDM信号是通过至少执行用于校正已经发生在所述传输信道上的错误的纠错编码而获得的；
所述传输信道解码处理块包括：
处理装置，用于执行载波移位量检测处理，该处理用于检测构成载波误差的载波移位量，所述载波误差用于解调所述OFDM信号，以及
校正装置，用于根据所述载波移位量来校正所述OFDM信号；
所述OFDM信号包括：
第一前序信号，包括子载波，以及
第二前序信号，包括子载波，所述第二前序信号中所包括的子载波的间隔比所述第一前序信号中所包括的子载波的间隔要窄；
所述第二前序信号包括导频信号，所述导频信号是以预定数目的子载波为间隔布置的已知信号；并且
所述处理装置使用一个这样的第二前序信号中包括的所述子载波的相关度来检测所述载波移位量。
15.一种接收系统，包括：
获取装置，用于经由传输信道获取信号；以及
传输信道解码处理块，该块被配置为对经由所述传输信道获取的信号执行传输信道解码处理，所述传输信道解码处理至少包括对已经发生在所述传输信道上的错误进行校正的处理；其中
所述经由所述传输信道获取的信号是被称为OFDM信号的正交频分复用信号，所述OFDM信号是通过至少执行用于校正已经发生在所述传输信道上的错误的纠错编码而获得的；
所述传输信道解码处理块包括：
处理装置，用于执行载波移位量检测处理，该处理用于检测构成载波误差的载波移位量，所述载波误差用于解调所述OFDM信号，以及
校正装置，用于根据所述载波移位量来校正所述OFDM信号；
所述OFDM信号包括：
第一前序信号，包括子载波，以及
第二前序信号，包括子载波，所述第二前序信号中所包括的子载波的间隔比所述第一前序信号中所包括的子载波的间隔要窄；
所述第二前序信号包括导频信号，所述导频信号是以预定数目的子载波为间隔布置的已知信号；并且
所述处理装置使用一个这样的第二前序信号中包括的所述子载波的相关度来检测所述载波移位量。
16.一种信号处理设备，包括：
处理块，该块被配置为执行载波移位量检测处理，该处理用于检测构成载波误差的载波移位量，所述载波误差用于解调被称为OFDM信号的正交频分复用信号；以及
校正块，该块被配置为根据所述载波移位量来校正所述OFDM信号，其中
所述OFDM信号包括：
第一前序信号，包括子载波，以及
第二前序信号，包括子载波，所述第二前序信号中所包括的子载波的间隔比所述第一前序信号中所包括的子载波的间隔要窄；
所述第二前序信号包括导频信号，所述导频信号是以预定数目的子载波为间隔布置的已知信号；并且
所述处理块使用一个这样的第二前序信号中包括的所述子载波的相关度来检测所述载波移位量。
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Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103346990A (zh) * 2013-06-13 2013-10-09 湖南国科微电子有限公司 一种dvb-t2系统中符号定时校正的方法
CN103843272A (zh) * 2011-06-24 2014-06-04 松下电器产业株式会社 发送装置、发送方法、接收装置及接收方法
CN105577199A (zh) * 2014-10-29 2016-05-11 联发科技股份有限公司 发射器电路、通信单元及放大复合正交信号的方法
CN108989256A (zh) * 2018-09-04 2018-12-11 泰凌微电子（上海）有限公司 一种fsk/gfsk解调方法及装置
CN116781184A (zh) * 2023-08-18 2023-09-19 大尧信息科技(湖南)有限公司 软件定义的帧突发射频信号模拟方法、介质和系统

Families Citing this family (27)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8605835B2 (en) * 2009-07-02 2013-12-10 Panasonic Corporation Receiver device, integrated circuit, receiving method, and receiving program
JP5267874B2 (ja) * 2009-07-24 2013-08-21 ソニー株式会社 信号処理装置、及び、信号処理方法
EP2523373B1 (en) * 2010-01-08 2021-07-14 Sun Patent Trust Ofdm transmitter device and ofdm transmission method
EP2637329B1 (en) * 2010-11-02 2020-08-19 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Ofdm receiver, ofdm reception circuit, ofdm reception method, and ofdm reception program
KR101791987B1 (ko) * 2010-12-07 2017-11-20 한국전자통신연구원 무선 통신 시스템에서 프리앰블 전송 방법 및 장치
JP2012191565A (ja) * 2011-03-14 2012-10-04 Sony Corp 受信装置、受信方法、およびプログラム
JP5786409B2 (ja) * 2011-03-31 2015-09-30 ソニー株式会社 受信装置、受信方法、プログラム、および受信システム
JP5828215B2 (ja) * 2011-03-31 2015-12-02 ソニー株式会社 受信装置、受信方法、およびプログラム
JP2012227848A (ja) * 2011-04-22 2012-11-15 Sony Corp 受信装置、受信方法、プログラム、および受信システム
US20130315323A1 (en) * 2011-04-24 2013-11-28 Broadcom Corporation Traveling pilots within single user, multiple user, multiple access, and/or MIMO wireless communications
KR101535667B1 (ko) * 2013-03-05 2015-07-09 (주)에프씨아이 정수 주파수 오프셋 추정 방법 및 장치
KR102113783B1 (ko) 2013-06-10 2020-05-21 삼성전자주식회사 방송신호 송신 장치 및 그 제어방법
US9621396B2 (en) 2013-08-05 2017-04-11 Samsung Electronics Co., Ltd. Transmitter, receiver, and controlling methods thereof
KR102097543B1 (ko) * 2013-08-05 2020-04-07 삼성전자주식회사 송신 장치, 수신 장치 및 그 제어방법
US9166776B2 (en) * 2013-10-04 2015-10-20 Amlogic Co., Ltd. Methods and systems for optimal PN phase detection in DTMB receivers
US9385909B2 (en) * 2013-10-08 2016-07-05 Freescale Semiconductor, Inc. Detecting repeated preamble symbols using over-sized discrete fourier transforms
JP6373634B2 (ja) * 2014-04-30 2018-08-15 日本放送協会 送信装置、受信装置、チップ及びデジタル放送システム
US9572056B2 (en) * 2014-12-30 2017-02-14 Raytheon Applied Signal Technology, Inc. Fast signal surveyor
KR20170023784A (ko) 2015-07-27 2017-03-06 엘지전자 주식회사 방송 신호 송수신 장치 및 방법
CN105792031B (zh) * 2016-03-08 2019-01-11 烽火通信科技股份有限公司 一种OTN中GMP映射产生Cn值的方法
US10142073B2 (en) * 2016-08-05 2018-11-27 Panasonic Corporation Terminal apparatus, radio communication system and communication method
RU2680971C1 (ru) * 2017-01-09 2019-03-01 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Казанский национальный исследовательский технический университет им. А.Н. Туполева-КАИ" (КНИТУ-КАИ) Способ обработки OFDM сигналов и устройство для его реализации
EP3516835B1 (en) * 2017-01-13 2023-01-11 Huawei Technologies Co., Ltd. An optimized architecture for a signal decoder
CN108696295B (zh) * 2017-04-07 2021-12-31 华为技术有限公司 基于电力线系统传输数据的方法和装置
US10656017B2 (en) * 2018-04-30 2020-05-19 Eagle Technology, Llc On-board processing of hyperspectral data
JP6893958B2 (ja) * 2019-07-16 2021-06-23 アンリツ株式会社 クロックエラー補正装置、それを備えた測定装置、クロックエラー補正方法、及び測定方法
KR20220018358A (ko) * 2020-08-06 2022-02-15 삼성전자주식회사 주파수 오프셋을 사용하는 비직교 다중 접속 시스템에서 채널 추정 방법 및 장치

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1527513A (zh) * 2003-03-07 2004-09-08 北京三星通信技术研究有限公司 Ofdm系统中使用时域导频序列的信息处理方法和装置
WO2006099527A1 (en) * 2005-03-11 2006-09-21 Qualcomm Incorporated Frame synchronisation in an ofdm system
CN101272369A (zh) * 2007-03-20 2008-09-24 富士通株式会社 前导码检测和整数倍载波频偏估计装置和方法

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3238120B2 (ja) * 1997-01-31 2001-12-10 株式会社次世代デジタルテレビジョン放送システム研究所 直交周波数分割多重信号復調装置
JP3726857B2 (ja) * 1997-05-02 2005-12-14 ソニー株式会社 受信装置および受信方法
DE60028276T2 (de) * 1999-03-26 2007-05-03 Nec Corp. Verringerung von Verzögerung in Mehrträgerempfängern
JP4295012B2 (ja) * 2003-05-29 2009-07-15 株式会社ルネサステクノロジ 半導体集積回路及び復調装置
US7623569B2 (en) * 2004-01-14 2009-11-24 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for estimating interference and noise in a communication system
US8553822B2 (en) * 2004-01-28 2013-10-08 Qualcomm Incorporated Time filtering for excess delay mitigation in OFDM systems
JP2005260337A (ja) * 2004-03-09 2005-09-22 Renesas Technology Corp 復調回路および無線通信システム
KR100670417B1 (ko) * 2004-04-28 2007-01-16 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중 접속 통신 시스템에서 적응적안테나 시스템을 위한 프리앰블 시퀀스 생성 장치 및 방법
JP4584756B2 (ja) * 2005-04-07 2010-11-24 日本放送協会 パイロット信号検出装置及び方法
CN1972269A (zh) * 2005-11-24 2007-05-30 松下电器产业株式会社 多天线通信系统中的多种导频的联合生成和检测方法
US8130726B2 (en) * 2005-12-20 2012-03-06 Qualcomm Incorporated Coarse bin frequency synchronization in a communication system
JP4724677B2 (ja) * 2006-10-31 2011-07-13 Ｏｋｉセミコンダクタ株式会社 周波数オフセット検出器とｏｆｄｍシンボル検出器
WO2009105524A1 (en) * 2008-02-19 2009-08-27 Innovative Concepts, Inc. Mimo slotted aloha (msa) system
JP2010068194A (ja) * 2008-09-10 2010-03-25 Mitsubishi Electric Corp 搬送波周波数誤差検出装置
US8605835B2 (en) * 2009-07-02 2013-12-10 Panasonic Corporation Receiver device, integrated circuit, receiving method, and receiving program

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1527513A (zh) * 2003-03-07 2004-09-08 北京三星通信技术研究有限公司 Ofdm系统中使用时域导频序列的信息处理方法和装置
WO2006099527A1 (en) * 2005-03-11 2006-09-21 Qualcomm Incorporated Frame synchronisation in an ofdm system
CN101272369A (zh) * 2007-03-20 2008-09-24 富士通株式会社 前导码检测和整数倍载波频偏估计装置和方法

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103843272A (zh) * 2011-06-24 2014-06-04 松下电器产业株式会社 发送装置、发送方法、接收装置及接收方法
CN103843272B (zh) * 2011-06-24 2017-04-05 太阳专利托管公司 发送装置、发送方法、接收装置及接收方法
CN103346990A (zh) * 2013-06-13 2013-10-09 湖南国科微电子有限公司 一种dvb-t2系统中符号定时校正的方法
CN103346990B (zh) * 2013-06-13 2016-07-13 湖南国科微电子股份有限公司 一种dvb-t2系统中符号定时校正的方法
CN105577199A (zh) * 2014-10-29 2016-05-11 联发科技股份有限公司 发射器电路、通信单元及放大复合正交信号的方法
CN105577199B (zh) * 2014-10-29 2018-01-30 联发科技股份有限公司 发射器电路、通信单元及放大复合正交信号的方法
CN108989256A (zh) * 2018-09-04 2018-12-11 泰凌微电子（上海）有限公司 一种fsk/gfsk解调方法及装置
CN116781184A (zh) * 2023-08-18 2023-09-19 大尧信息科技(湖南)有限公司 软件定义的帧突发射频信号模拟方法、介质和系统
CN116781184B (zh) * 2023-08-18 2023-11-07 大尧信息科技(湖南)有限公司 软件定义的帧突发射频信号模拟方法、介质和系统

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