CN101895002A - 高频电路、低噪声块下变频器及天线装置 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及高频电路、低噪声块下变频器及天线装置。高频电路(101)包括：第一接地图形(16)，该第一接地图形设置于介质基板(13)的第二主表面(S2)；信号图形(11)，该信号图形设置于介质基板(13)的第一主表面(S1)，与介质基板(13)及第一接地图形(16)一起构成微带线；第二接地图形(15)，该第二接地图形设置于第一主表面(S1)，与信号图形(11)隔开间隔设置；金属构件(12)，该金属构件与第二接地图形(15)电连接，与信号图形(11)隔开间隙相对；以及金属壳体，该金属壳体与第一接地图形(16)及第二接地图形(15)电连接，收容介质基板(13)、微带线、及金属构件(12)。
Description
技术领域
本发明涉及高频电路、低噪声块下变频器及天线装置，特别涉及使用微带线的高频电路、低噪声块下变频器及天线装置。
背景技术
LNB(低噪声块下变频器：Low Noise Block Down Converter)安装于双向卫星收发系统的被称为室外单元的天线。LNB通过天线接收来自卫星的微弱电波即RF(Radio Frequency：无线电频率)信号，对所接收的RF信号进行低噪放大，并且将其变频为中频(IF(Intermediate Frequency：中频)频率)。然后，LNB将低噪且具有足够电平的IF信号输出到室内单元。利用这样的天线及LNB，用户能够利用与室内单元相连接的电视机装置等终端，接收卫星广播服务。
LNB的各电路包括：例如形成于介质基板的微带线、及安装于介质基板的电子器件。微带线的形状设计成使其具有适当的阻抗。阻抗由介质基板的介电常数及基板(基材)厚度决定。
图19是表示使基板厚度发生改变时的微带线阻抗变化的图。图20是将图19曲线化的图。图21是表示使基板的介电常数发生改变时的微带线阻抗变化的图。图22是将图21曲线化的图。
在图19至图22中，基板使用罗杰斯(Rogers)公司的RO4233。该基板在10GHz时的介电常数为3.33，在10GHz时的介质损耗角正切为0.0026。另外，设置于该基板上的微带线的信号图形的厚度为0.036mm。另外，从微带线到收容微带线的壳体顶部的距离Hu为10mm，从微带线到该壳体壁的距离WL为1mm。将该微带线的特性阻抗设为50Ω，线宽的设计值为1.1mm。另外，f0是用于测定的信号的频率。
参照图19及图20，通过使基板厚度H变薄，微带线的阻抗Z0变小。
参照图21及图22，通过提高基板介电常数εr，微带线的阻抗Z0变小。
图23是表示在信号频率f0为11.725GHz的情况下、改变基板厚度时50Ω微带线的设计尺寸的图。图24是表示在信号频率f0为1.55GHz的情况下、改变基板厚度时50Ω微带线的设计尺寸的图。图25是将图23及图24所示的基板厚度H和线宽W的关系曲线化的图。图26A是将图23所示的基板厚度H和图形面积S的关系曲线化的图。图26B是将图24所示的基板厚度H和图形面积S的关系曲线化的图。
如图19及图20中说明的那样，通过使基板厚度H变薄，微带线的阻抗Z0变小。因而，如图25所示的那样，通过使基板厚度H变薄，从而能以更小的图形宽度实现相同的50Ω微带线。另外，如图26A及图26B所示的那样，通过使基板厚度H变薄，从而能以更小的图形面积实现相同的50Ω微带线。
图27是表示在信号频率f0为11.725GHz的情况下、改变基板介电常数εr时50Ω微带线的设计尺寸的图。图28是表示在信号频率f0为1.55GHz的情况下、改变基板介电常数εr时50Ω微带线的设计尺寸的图。图29是将图27及图28所示的基板介电常数εr和线宽W的关系曲线化的图。图30A是将图27所示的基板介电常数εr和图形面积S的关系曲线化的图。图30B是将图28所示的基板介电常数εr和图形面积S的关系曲线化的图。
如在图21及图22中说明的那样，通过提高基板介电常数εr，微带线的阻抗Z0变小。因而，如图29所示的那样，通过提高基板介电常数εr，从而能以更小的图形宽度实现相同的50Ω微带线。另外，如图30A及图30B所示的那样，通过提高基板介电常数εr，从而能以更小的图形面积实现相同的50Ω微带线。
在日本专利特开平04-282901号公报(专利文献1)及特开平06-291527号公报(专利文献2)中，揭示了利用上述方法来力图实现微带线小型化的技术。根据专利文献1及2，在介质基板上设置介电常数高于该介质基板的介电常数的介质，在该介质上形成微带线。
具体而言，在专利文献1中，揭示了以下结构。即，在包括微带线、绝缘物、及接地的高频电路中，形成有绝缘膜作为绝缘物，在其上利用薄膜形成有微带线。另外，在专利文献2中，揭示了具有以下结构的微带线谐振器。即，在介质基板的一面形成有导电体层作为接地层，在介质基板的另一侧面形成有带状的导电体线路，从而构成微带线。通过将该微带线的导电体线路切断为预定的长度，从而形成谐振器。然后，在存在于上述导电体层和上述导电体线路之间的介质构件的包含上述谐振器形成部位的区域中，形成有介电常数大于上述介质基板的介电常数的区域。
另外，在日本专利特开2000-278005号公报(专利文献3)及特开2008-35336号公报(专利文献4)中，在介质基板中，在与形成有微带线的导体图形的面相反一侧的面设置空洞，从而任意地设定空洞部分的基板有效介电常数。由此。可以调整微带线的阻抗。
具体而言，在专利文献3中，揭示了以下结构。即，分布常数元件包括：介质基板，上述介质基板隔着第一空间层配置于基体上，在表面具有特定的图形；以及屏蔽层，上述屏蔽层隔着第二空间层配置于覆盖上述特定图形的区域上。对上述第一空间层及上述第二空间层的至少一方填充介质材料，填充到上述第一空间层的介质材料与填充到上述第二空间层的介质材料相同或不同。另外，在专利文献4中，揭示了以下结构。即，高频电路基板包括：半导体元件；与该半导体元件相连接的阻抗匹配电路；与该阻抗匹配电路相连接的信号线路；在表面形成有该信号线路及上述阻抗匹配电路的介质基板；以及空洞部，上述空洞部形成于该介质基板的背面与形成有上述阻抗匹配电路的部分相对应的部分。
另外，在日本专利特开平8-78579号公报(专利文献5)中，揭示了高频用的安装装置。该安装装置包括导电性的封装盖板、及收纳于该盖板中的高频电路基板。在基板的两面形成有高频布线。两个高频布线通过设置于基板周缘部的连接布线而相互连接。将基板的侧周面和封装盖板的内表面间的间隔、即连接布线和封装盖板的内表面间的间隔设定为预定值。由此，可以调整连接布线的特性阻抗。
然而，在历来那样通过减薄基板厚度或提高基板介电常数来实现微带线小型化的方法中，存在以下各种问题。
首先，减薄基板厚度的方法在制造技术上存在界限，另外，基板变薄会导致基板的强度减弱。因此，对于将基板厚度减薄到某个值以上，不仅在技术上在质量上更是十分困难。
另外，在使用介电常数较高的基板的方法中，希望具有与当前所使用的介质基板相同的介质损耗角正切。即，若介质损耗角正切增大，则被传输的信号的损耗增大，因此在高频电路基板中需要介质损耗角正切较小的基板。然而，具有高介电常数且低介质损耗角正切的材料的种类不多，价格也较高。
为了解决这些问题，需要找到一种使用由当前所使用的介质材料构成的且具有某一值以上的厚度的基板、同时减小微带线尺寸的方法。
发明内容
本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于提供一种可以容易且低成本地实现微带线的小型化的高频电路、低噪声块下变频器、及天线装置。
为了解决上述问题，本发明的一个方面所涉及的高频电路包括：介质基板，上述介质基板具有第一主表面和设置于上述第一主表面的相反一侧的第二主表面；第一接地图形，上述第一接地图形设置于上述第二主表面；信号图形，上述信号图形设置于上述第一主表面，与上述介质基板及上述第一接地图形一起构成微带线；第二接地图形，上述第二接地图形设置于上述第一主表面，与上述信号图形隔开间隔设置；金属构件，上述金属构件与上述第二接地图形电连接，与上述信号图形隔开间隙相对；以及金属壳体，上述金属壳体与上述第一接地图形及上述第二接地图形电连接，收容上述介质基板、上述微带线、及上述金属构件。
最好将上述金属构件设置成使其围住上述信号图形，沿上述信号图形的延伸方向延伸。
最好将上述金属构件与上述金属壳体形成为一体。
最好使上述金属壳体具有缺口部，上述缺口部紧贴着上述第二接地图形，形成覆盖上述信号图形的空间，上述金属构件由上述缺口部构成。
为了解决上述问题，本发明的一个方面所涉及的低噪声块下变频器包括：混频器，上述混频器用于对接收到的无线信号进行变频；及高频电路，上述高频电路用于传输上述无线信号或利用上述混频器进行了变频的信号，上述高频电路包括：介质基板，上述介质基板具有第一主表面和设置于上述第一主表面的相反一侧的第二主表面；第一接地图形，上述第一接地图形设置于上述第二主表面；信号图形，上述信号图形设置于上述第一主表面，与上述介质基板及上述第一接地图形一起构成微带线；第二接地图形，上述第二接地图形设置于上述第一主表面，与上述信号图形隔开间隔设置；金属构件，上述金属构件与上述第二接地图形电连接，与上述信号图形隔开间隙相对；以及金属壳体，上述金属壳体与上述第一接地图形及上述第二接地图形电连接，收容上述介质基板、上述微带线、及上述金属构件。
为了解决上述问题，本发明的一个方面所涉及的天线装置包括：天线，上述天线接收无线信号；及低噪声块下变频器，上述低噪声块下变频器对上述无线信号进行放大且进行变频，上述低噪声块下变频器包括：混频器，上述混频器用于对上述无线信号进行变频；及高频电路，上述高频电路用于传输上述无线信号或利用上述混频器进行了变频的信号，上述高频电路包括：介质基板，上述介质基板具有第一主表面和设置于上述第一主表面的相反一侧的第二主表面；第一接地图形，上述第一接地图形设置于上述第二主表面；信号图形，上述信号图形设置于上述第一主表面，与上述介质基板及上述第一接地图形一起构成微带线；第二接地图形，上述第二接地图形设置于上述第一主表面，与上述信号图形隔开间隔设置；金属构件，上述金属构件与上述第二接地图形电连接，与上述信号图形隔开间隙相对；以及金属壳体，上述金属壳体与上述第一接地图形及上述第二接地图形电连接，收容上述介质基板、上述微带线、及上述金属构件。
根据本发明，能够容易且低成本地实现微带线的小型化。
关于本发明的上述及其他目的、特征、方面、及优点，将从以下参照附图理解的与本发明的相关的详细说明来了解。
附图说明
图1是具有包含本发明的实施方式1所涉及的高频电路的LNB的双向卫星收发系统的结构图。
图2是包含本发明的实施方式1所涉及的高频电路的LNB的功能框图。
图3是表示本发明的实施方式1所涉及的高频电路的结构的立体图。
图4A是表示本发明的实施方式1所涉及的高频电路的结构的剖视图。
图4B是表示本发明的实施方式1所涉及的高频电路的结构的俯视图。
图5是表示分别改变信号图形11和金属构件12的顶部间的距离Hu及信号图形11和金属构件12的壁部间的距离WL时微带线的阻抗变化的图。
图6A是图5中改变距离Hu时的曲线图。
图6B是图5中改变距离WL时的曲线图。
图7A是表示在信号频率f0为11.725GHz的情况下、分别改变距离Hu及距离WL变化时50Ω微带线的设计尺寸的图。
图7B是表示在信号频率f0为1.55GHz的情况下、分别改变距离Hu及距离WL变化时50Ω微带线的设计尺寸的图。
图8A是将图7A及图7B所示的距离Hu和线宽W之间的关系曲线化的图。
图8B是将图7A及图7B所示的距离WL和线宽W之间的关系曲线化的图。
图9A是将信号频率f0为11.725GHz的情况下的图7A所示的距离Hu和图形面积的关系曲线化的图。
图9B是将信号频率f0为11.725GHz的情况下的图7A所示的距离WL和图形面积的关系曲线化的图。
图10A是将信号频率f0为1.55GHz的情况下的图7B所示的距离Hu和图形面积的关系曲线化的图。
图10B是将信号频率f0为1.55GHz的情况下的图7B所示的距离WL和图形面积的关系曲线化的图。
图11是表示本发明的实施方式2所涉及的高频电路的结构的立体图。
图12是表示本发明的实施方式2所涉及的高频电路的结构的剖视图。
图13是表示本发明的实施方式3所涉及的高频电路的结构的立体图。
图14是表示本发明的实施方式3所涉及的高频电路的结构的剖视图。
图15是表示本发明的实施方式3所涉及的高频电路的实施例的立体图。
图16是表示本发明的实施方式3所涉及的高频电路的实施例的剖视图。
图17是表示图15及图16所示的实施例中的微带线的通过特性的图。
图18是表示从图15及图16所示的实施例的高频电路卸下了壳体34的情况下的微带线的通过特性的图。
图19是表示改变基板厚度时微带线的阻抗变化的图。
图20是将图19曲线化的图。
图21是表示改变基板的介电常数时微带线的阻抗变化的图。
图22是将图21曲线化的图。
图23是表示在信号频率f0为11.725GHz的情况下、改变基板厚度时50Ω微带线的设计尺寸的图。
图24是表示在信号频率f0为1.55GHz的情况下、改变基板厚度时50Ω微带线的设计尺寸的图。
图25是将图23及图24所示的基板厚度H和线宽W的关系曲线化的图。
图26A是将图23所示的基板厚度H和图形面积S的关系曲线化的图。
图26B是将图24所示的基板厚度H和图形面积S的关系曲线化的图。
图27是表示在信号频率f0为11.725GHz的情况下、改变基板介电常数εr时50Ω微带线的设计尺寸的图。
图28是表示在信号频率f0为1.55GHz的情况下、改变基板介电常数εr时50Ω微带线的设计尺寸的图。
图29是将图27及图28所示的基板介电常数εr和线宽W的关系曲线化的图。
图30A是将图27所示的基板介电常数εr和图形面积S的关系曲线化的图。
图30B是将图28所示的基板介电常数εr和图形面积S的关系曲线化的图。
具体实施方式
以下，用附图说明本发明的实施方式。此外，对图中相同或相当的部分标以相同标号，不再重复其说明。
(实施方式1)
(双向卫星收发系统)
图1是具有包含本发明的实施方式1所涉及的高频电路的LNB的双向卫星收发系统的结构图。
参照图1，双向卫星收发系统(天线装置)201包括：抛物面天线2、喇叭天线3、OMT(Orthogonal Mode Transfer：正交模转换器)4、LNB(LowNoise Block down converter：低噪声块下变频器)5、接收用同轴电缆6、室内单元7、发送用同轴电缆8、及发射器9。
从双向人造卫星1发送的RF信号(无线信号)由抛物面天线2汇聚。抛物面天线2相对于室内单元7也被称为“室外单元”。由抛物面天线2汇聚的RF信号由喇叭天线3进一步汇聚，发送到OMT4。OMT4按照正交极化波的方向对喇叭天线3发送来的RF信号进行分波。LNB5将从喇叭天线3经由OMT4发送来的RF信号变换为低噪且具有足够电平的IF(IntermediateFrequency：中频)信号。从LNB5输出的信号通过接收用同轴电缆6发送至室内单元(IDU)7。
另一方面，从室内单元7输出的信号通过发送用同轴电缆8发送至传输装置9。传输装置9将通过发送用同轴电缆8发送来的IF信号变换为具有足够电平的RF信号。从传输装置9输出的RF信号经由OMT4、喇叭天线3、及抛物面天线2，向双向人造卫星1发送。
利用该双向卫星收发系统201，用户能利用与室内单元7相连接的未图示的电视机及计算机等终端，接收所谓的卫星广播及网络连接服务的双向通信服务。
(LNB)
图2是包含本发明的实施方式1所涉及的高频电路的LNB的功能框图。
参照图2，LNB5具有两个输入一个输出的结构，包括：输入波导管60；LNA(Low Noise Amplifier：低噪放大器)61；BPF(Band Pass Filter：带通滤波器)62；混频器63；介质谐振振荡器(DRO：Dielectric ResonatorOscillator：)64、65；IF放大器66；电源控制电路69；及LPF(Low Pass Filter：低通滤波器)71。
LNA61包括HEMT(High Electron Mobility Transistor：高电子迁移率晶体管)61V、HEMT61H及HEMT61A。LPT71包括电感器67和电容器68。
输入到输入波导管60的频率为10.7GHz至12.75GHz的输入信号被设置于输入波导管60内的V极化波反射棒60R分为V极化波信号和H极化波信号。V极化波信号由输入波导管60内的天线探测器60V接收，发送至LNA61中的HEMT61V。H极化波信号由输入波导管60内的天线探测器60H接收，发送至LNA61中的HEMT61H。LNA61基于电源控制电路69的控制，对V极化波信号及H极化波信号的某一方进行低噪放大，输出到BPF62。即，LNA61中的HEMT61V在接收V极化波信号时，接收来自电源控制电路69的电源提供，对V极化波信号进行低噪放大并输出。另一方面，在接收H极化波信号时，由于来自电源控制电路69的电源提供被停止，因此HEMT61V不进行上述处理。另外，LNA61中的HEMT61H在接收H极化波信号时，接收来自电源控制电路69的电源提供，对H极化波信号进行低噪放大并输出。另一方面，在接收V极化波信号时，由于来自电源控制电路69的电源提供被停止，因此HEMT61H不进行上述处理。BPF62仅使输入的信号中所希望的频带通过，而去除像频带的信号。通过BPF62的信号输入到混频器63。
DRO64生成低频带用的频率为9.75GHz的振荡信号，输出到混频器63。另外，DRO65生成高频带用的频率10.6GHz的振荡信号，输出到混频器63。
电源控制电路69在接收低频带信号时不提供电源给DRO64，停止提供电源给DRO65。另外，电源控制电路69在接收高频带信号时不提供电源给DRO65，停止提供电源给DRO64。由此，根据低频带及高频带之间的切换，仅从DRO64或DRO65的某一方输出振荡信号。
混频器63接收来自DRO64或DRO65的振荡信号，在选择接收低频带信号时，将接收到的来自BPF62的信号变频为频率为905MHz至1950MHz的IF信号。另外，混频器63在选择接收高频带信号时，将接收到的来自BPF62的信号变频为频率为1100MHz至2150MHz的IF信号。
IF放大器66具有适当的噪声特性和增益特性，对接收到的来自混频器63的IF信号进行放大并输出到输出端子70。
另外，将输出端子70与作为接收机的电视接收机相连接，从而能够收看低频带及高频带的广播节目。
电源控制电路69通过LPF71接受直流偏压的提供及切换信号。另外，电源控制电路69基于来自接收机的切换信号，选择V极化波信号或H极化波信号，如上所述，控制电源提供给HEMT61V及HEMT61H。另外，电源控制电路69基于来自接收机的切换信号，选择低频带信号或高频带信号，如上所述，控制电源提供给DRO64及DRO65。此处，来自接收机的切换信号在表示V极化波信号的情况下，切换信号的直流电压为13V，在表示H极化波信号的情况下，切换信号的直流电压为17V。另外，来自接收机的切换信号在表示高频带信号的情况下，为22kHz的脉冲信号，在表示低频带信号的情况下，为只有直流分量的信号。此外，电源控制电路69提供电源给HEMT61A、混频器63、及IF放大器66。
此外，由于LPF71仅使低频带的信号通过，因此电源控制电路69不接受IF放大器66输出的IF信号。
(高频电路)
图3是表示本发明的实施方式1所涉及的高频电路的结构的立体图。图4A是表示本发明的实施方式1所涉及的高频电路的结构的剖视图。图4B是表示本发明的实施方式1所涉及的高频电路的结构的俯视图。
参照图3、图4A、及图4B，高频电路101包括：信号图形11；金属构件12；介质基板13；电子元器件14；第二接地图形15；第一接地图形16；以及金属壳体17、18。
介质基板13包括：安装有电子元器件14的第一主表面S1；及设置于第一主表面S1的相反一侧的第二主表面S2。第一接地图形16设置于第二主表面S2。信号图形11设置于第一主表面S1，与介质基板13及第一接地图形16一起构成微带线。第二接地图形15设置于第一主表面S1，与信号图形11隔开间隔设置。
金属壳体17、18与第二接地图形15及第一接地图形16电连接，收容且固定信号图形11、金属构件12、介质基板13、电子元器件14、第一接地图形16及第二接地图形15。更具体而言，以形成用于收容信号图形11、金属构件12、介质基板13、电子元器件14、第一接地图形16及第二接地图形15的空间19的方式，将金属壳体17组装到金属壳体18。金属壳体18紧贴第一接地图形16，通过设置于介质基板13的未图示的通孔而与第二接地图形15电连接。
金属构件12是通过对金属板进行冲压加工而制成的。金属构件12与第二接地图形15电连接，与信号图形11隔开间隙相对。具体而言，将金属构件12设置成使其围住信号图形11，沿着信号图形11的延伸方向延伸。金属构件12通过焊锡与第二接地图形15相连接。此外，金属构件12也可以利用螺钉等固定于介质基板13。
高频电路101中的微带线用作为用于传输图2所示的LNB5的RF信号及IF信号的线路。例如，通过将高频电路101应用于比其他信号线要长的IF放大器66和输出端子70之间的信号线，微带线的小型化效果更显著。
图5是表示分别改变信号图形11和金属构件12的顶部间的距离Hu及信号图形11和金属构件12的壁部间的距离WL时微带线的阻抗变化的图。图6A是图5中改变距离Hu时的曲线图。图6B是图5中改变距离WL时的曲线图。
在图5、图6A及图6B中，基板使用罗杰斯(Rogers)公司的RO4233。该基板在10GHz时的介电常数为3.33，在10GHz时的介质损耗角正切为0.0026。另外，该基板的厚度为0.5mm。另外，设置于该基板上的微带线的信号图形的厚度为0.036mm。将该微带线的特性阻抗设定为50Ω，线宽的设计值为1.1mm。另外，f0是用于测定的信号的频率。
参照图5及图6A，在将距离WL固定在1.0mm的状态下，通过减小距离Hu，微带线的阻抗Z0减小。
参照图5及图6B，在将距离Hu固定在0.5mm的状态下，通过减小距离WL，微带线的阻抗Z0减小。
由此，在高频电路101中，采用金属制的屏蔽结构体即金属构件12靠近微带线的信号图形11的上侧设置且接地的结构。利用该结构，并不需要像以往那样减薄基板厚度或提高基板介电常数，只要通过减小距离Hu及距离WL的至少一方，就能够减小微带线的阻抗。
图7A是表示在信号频率f0为11.725GHz的情况下、分别改变距离Hu及距离WL时50Ω微带线的设计尺寸的图。图7B是表示在信号频率f0为1.55GHz的情况下、分别改变距离Hu及距离WL时50Ω微带线的设计尺寸的图。
图8A是将图7A及图7B所示的距离Hu和线宽W之间的关系曲线化的图。
图8B是将图7A及图7B所示的距离WL和线宽W之间的关系曲线化的图。
图9A是将信号频率f0为11.725GHz的情况下的图7A所示的距离Hu和图形面积的关系曲线化的图。图9B是将信号频率f0为11.725GHz的情况下的图7A所示的距离WL和图形面积的关系分别曲线化的图。图10A是将信号频率f0为1.55GHz的情况下的图7B所示的距离Hu和图形面积的关系曲线化的图。图10B是将信号频率f0为1.55GHz的情况下的图7B所示的距离WL和图形面积的关系分别曲线化的图。
如图7A、图7B、图8A、图8B所示的那样，通过减小距离Hu及距离WL的至少一方，而不需要如以往的那样减薄基板厚度或提高基板介电常数，就能以更小的图形宽度实现相同的50Ω微带线。另外，如图7A、图7B、图9A、图9B及图10A、图10B所示的那样，通过减小距离Hu及距离WL的至少一方，而不需要如以往的那样减薄基板厚度或提高基板介电常数，就能以更小的图形面积实现相同的50Ω微带线。即，在高频电路101中，能在50Ω线的设计中减小微带线的信号图形宽度。
此处，在减小距离Hu或距离WL的情况下，通过微带线的信号在前进方向上的波长λg拉伸稍许。然而，在高频电路101中，相比波长λg的放大率，线宽W的缩小率及图形面积S的缩小率更大。因此，在例如围住微带线的金属壳体17离开微带线的信号图形10mm的结构中，在距离信号图形11的上侧及左右0.5mm的位置设置有屏蔽结构体的情况下，能够将微带线的信号图形11的面积缩小到77％至79％的尺寸。
然而，已有的通过减薄基板厚度来实现微带线小型化的方法存在制造困难的问题。另外，通过提高基板介电常数来实现微带线小型化的方法存在成本高的问题。
然而，本发明的实施方式1所涉及的高频电路包括与第二接地图形15电连接、与信号图形11隔开间隙相对的金属构件12。利用该结构，可以调整信号图形11和金属构件12的距离使得微带线具有所希望的阻抗，同时减小微带线的尺寸来减小电路面积。因而，能够容易地且低成本地实现微带线的小型化。因此，通过应用该高频电路，能够力图实现LNB及双向卫星收发系统的小型化。
此外，在图3、图4A、及图4B中，为了方便说明，仅示出了一个由金属构件12覆盖的信号图形，但实际上，大多数情况下金属构件12覆盖多个信号图形。在这种情况下，由微带线的小型化带来的效果更加明显。
另外，在本发明的实施方式1所涉及的高频电路中，将金属构件12设置成使得围住信号图形11，沿信号图形11的延伸方向延伸。利用该结构，能够使微带线具有所希望的阻抗，同时进一步减小其尺寸。
以下，用附图说明本发明的另一实施方式。此外，对图中相同或相当的部分标以相同标号，不再重复说明。
(实施方式2)
本实施方式与实施方式1所涉及的高频电路相比，涉及改变了金属构件的实现方法的高频电路。除了以下说明的内容以外，都与实施方式1所涉及的高频电路相同。
图11是表示本发明的实施方式2所涉及的高频电路的结构的立体图。图12是表示本发明的实施方式2所涉及的高频电路的结构的剖视图。
参照图11及图12，高频电路102包括：信号图形11；金属构件21；介质基板13；电子元器件14；第一接地图形16；第二接地图形15；以及金属壳体31、32。
金属壳体31、32与第二接地图形15及第一接地图形16电连接，收容且固定信号图形11、金属构件21、介质基板13、电子元器件14、第一接地图形16及第二接地图形15。更具体而言，以形成有用于收容信号图形11、金属构件21、介质基板13、电子元器件14、第一接地图形16及第二接地图形15的空间19的方式，将壳体31组装到壳体32。壳体32紧贴第一接地图形16，通过设置于介质基板13的未图示的通孔而与第二接地图形15电连接。
金属构件21与金属壳体31形成为一体。金属构件21通过金属壳体31、32与第一接地图形16电连接，并通过设置于介质基板13的未图示的通孔而与第二接地图形15电连接。金属构件21与信号图形11隔开间隙相对。
由于使金属构件21与金属壳体31形成为一体，因此与本发明的实施方式1所涉及的高频电路相比，特性稍有劣化，但是由于不需要将金属构件安装于介质基板，因此能够提高安装效率。
高频电路102的其他结构及动作都与实施方式1所涉及的高频电路相同，因此此处不再重复详细的说明。
以下，用附图说明本发明的又一实施方式。此外，对图中相同或相当的部分标以相同标号，不再重复说明。
(实施方式3)
本实施方式与实施方式1所涉及的高频电路相比，涉及改变了金属构件的实现方法的高频电路。除了以下的说明内容以外，都与实施方式1所涉及的高频电路相同。
图13是表示本发明的实施方式3所涉及的高频电路的结构的立体图。图14是表示本发明的实施方式3所涉及的高频电路的结构的剖视图。
参照图13及图14，高频电路103包括：信号图形11；介质基板13；电子元器件14；第二接地图形15；第一接地图形16；以及金属壳体33、34。
介质基板13包括安装有电子元器件14的主表面S3、及设置于主表面S3的相反一侧的主表面S4。第一接地图形16设置于主表面S3。信号图形11设置于主表面S4，与介质基板13及第一接地图形16一起构成微带线。信号图形11通过设置于介质基板13的通孔36、37，在安装于主表面S3的电子元器件14间连接。
第二接地图形15设置于主表面S4，与信号图形11隔开间隔设置。
金属壳体33、34与第二接地图形15及第一接地图形16电连接，收容且固定信号图形11、介质基板13、电子元器件14、第一接地图形16及第二接地图形15。更具体而言，以形成有用于收容信号图形11、介质基板13、电子元器件14、第一接地图形16及第二接地图形15的空间19的方式，将壳体33组装到壳体34。壳体34紧贴第二接地图形15，通过设置于介质基板13的未图示的通孔而与第一接地图形16电连接。
金属壳体34具有紧贴第二接地图形15且形成有覆盖信号图形11的空间35的缺口部38。缺口部38是金属壳体34的一部分，具有用于形成空间35的面。高频电路103中的缺口部38相当于本发明的实施方式1所涉及的高频电路的金属构件12。缺口部38与第二接地图形15电连接，与信号图形11隔开间隙相对。
图15是表示本发明的实施方式3所涉及的高频电路的例子的立体图。图16是表示本发明的实施方式3所涉及的高频电路的例子的剖视图。
图17是表示图15及图16所示的实施例中的微带线的通过特性的图。图18是表示从图15及图16所示的实施例的高频电路卸下壳体34的情况下的微带线的通过特性的图。
在图15至图18中，基板使用罗杰斯(Rogers)公司的RO4233。该基板在10GHz时的介电常数为3.33，在10GHz时的介质损耗角正切为0.0026。另外，该基板的厚度为0.5mm。另外，设置于该基板上的微带线的信号图形的厚度是0.036mm，宽度是0.6mm，长度是24mm，材质是铜，重量是1/2盎司。另外，壳体的材质是铝压铸。
参照图16，在壳体34中设置有凹部分即缺口部38，上述缺口部38形成距离信号图形11的主表面的距离c为例如0.5mm，距离信号图形11的左右的距离a、b为例如0.3mm的空间。即，对于壳体34的缺口部38的尺寸，将其横向宽度设定为距离信号图形11的左右0.3mm，且将其深度设定为距离信号图形11的主表面0.5mm。
信号输入侧的通孔36的孔径为0.4mm，顶宽为0.2mm。信号输出侧的通孔37的孔径为1.5mm，顶宽为0.5mm。
参照图17，用曲线S21表示本实施例的从通孔36到37的通过损耗。通过损耗在950MHz时为0.144dB，在2150MHz时为0.210dB。另外，用曲线S11表示输入端子即信号输入侧的通孔36中的反射特性。通孔36中的反射特性在950MHz时为31.342dB，在2150MHz时为18.665dB。另外，用曲线S22表示输出端子即信号输出侧的通孔37中的反射特性。通孔37中的反射特性在950MHz时为31.400dB，在2150MHz时为16.235dB。
另一方面，参照图18，用曲线S21表示在从本实施例的高频电路卸下壳体34从而使得微带线的信号图形上部开放的结构中从通孔36到37的通过损耗。通过损耗在950MHz时为0.302dB，在2150MHz时为0.601dB。另外，用曲线S11表示输入端子即信号输入侧的通孔36中的反射特性。通孔36中的反射特性在950MHz时为22.769dB，在2150MHz时为14.336dB。另外，用曲线S22表示输出端子即信号输出侧的通孔37中的反射特性。通孔37中的反射特性在950MHz时为24.875dB，在2150MHz时为15.784dB。
若比较图17及图18，可知：通过采用高频电路103的壳体34的结构，高频电路的通过损耗减小，且反射特性变得良好。这表示壳体34能将微带线的阻抗设定在50Ω附近。
即，相对于已有的介质基板中50Ω微带线的信号图形宽度为1.1mm，在高频电路103中，50Ω微带线的信号图形宽度为0.6mm，由此，可以设计微带线使其缩小大约55％。
而且，在本发明的实施方式3所涉及的高频电路中，金属壳体34具有紧贴第二接地图形15且形成有覆盖信号图形11的空间35的缺口部38。根据该结构，不需要像本发明的实施方式1及实施方式2所涉及的高频电路那样另行设置并安装金属构件，因此可以力图实现高频电路、LNB、及双向卫星收发系统的进一步小型化。
尽管对本发明进行了详细说明，但这只是用于举例表示，而非限定，可清楚地理解发明的范围由附加的权利要求范围解释。
Claims (6)
1.一种高频电路，其特征在于，包括：
介质基板，该介质基板具有第一主表面和设置于所述第一主表面的相反一侧的第二主表面；
第一接地图形，该第一接地图形设置于所述第二主表面；
信号图形，该信号图形设置于所述第一主表面，与所述介质基板及所述第一接地图形一起构成微带线；
第二接地图形，该第二接地图形设置于所述第一主表面，与所述信号图形隔开间隔设置；
金属构件，该金属构件与所述第二接地图形电连接，与所述信号图形隔开间隙相对；以及，
金属壳体，该金属壳体与所述第一接地图形及所述第二接地图形电连接，收容所述介质基板，所述微带线，及所述金属构件。
2.如权利要求1所述的高频电路，其特征在于，
将所述金属构件设置成使其围住所述信号图形，沿所述信号图形的延伸方向延伸。
3.如权利要求1所述的高频电路，其特征在于，
所述金属构件与所述金属壳体形成为一体。
4.如权利要求1所述的高频电路，其特征在于，
所述金属壳体具有紧贴着所述第二接地图形且形成有覆盖所述信号图形的空间的缺口部，
所述金属构件由所述缺口部构成。
5.一种低噪声块下变频器，包括：
混频器，该混频器用于对接收到的无线信号进行变频；以及，
高频电路，该高频电路用于传输所述无线信号或利用所述混频器进行了变频的信号，
所述高频电路包括：
介质基板，该介质基板具有第一主表面和设置于所述第一主表面的相反一侧的第二主表面；
第一接地图形，该第一接地图形设置于所述第二主表面；
信号图形，该信号图形设置于所述第一主表面，与所述介质基板及所述第一接地图形一起构成微带线；
第二接地图形，该第二接地图形设置于所述第一主表面，与所述信号图形隔开间隔设置；
金属构件，该金属构件与所述第二接地图形电连接，与所述信号图形隔开间隙相对；以及，
金属壳体，该金属壳体与所述第一接地图形及所述第二接地图形电连接，收容所述介质基板，所述微带线，及所述金属构件。
6.一种天线装置，包括：
天线，该天线接收无线信号；以及，
低噪声块下变频器，该低噪声块下变频器对所述无线信号进行放大并进行变频，
所述低噪声块下变频器包括：
混频器，该混频器用于对所述无线信号进行变频；以及，
高频电路，该高频电路用于传输所述无线信号或利用所述混频器进行了变频的信号，
所述高频电路包括：
介质基板，该介质基板具有第一主表面和设置于所述第一主表面的相反一侧的第二主表面；
第一接地图形，该第一接地图形设置于所述第二主表面；
信号图形，该信号图形设置于所述第一主表面，与所述介质基板及所述第一接地图形一起构成微带线；
第二接地图形，该第二接地图形设置于所述第一主表面，与所述信号图形隔开间隔设置；
金属构件，该金属构件与所述第二接地图形电连接，与所述信号图形隔开间隙相对；
金属壳体，该金属壳体与所述第一接地图形及所述第二接地图形电连接，收容所述介质基板，所述微带线，及所述金属构件。
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| RJ01 | Rejection of invention patent application after publication | ||
| RJ01 | Rejection of invention patent application after publication |
Application publication date: 20101124 |