CN101796755A - 通信装置 - Google Patents

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Abstract

当幅值为1的同相数据位于每一个子载波中时，时域信号的包络线波形在IDFT(离散傅里叶逆变换)处理频带中包括保护频带(304)。这样，如图3(c)所示，波形是旁瓣(306)绕着时间点0极大地扩展。为允许抑制旁瓣(306)，发射频谱的每一频带端部的幅值被平滑地减小。接着，在通信装置中，通过优化辅助导频子载波的频谱，可减少在时域上的波形扩展。

Description

通信装置
技术领域
本发明涉及通信装置，尤其涉及一种用于OFDM(正交频分复用)通信装置的传播信道估计技术。
背景技术
近年来，在研究OFDM通信技术方面做出了许多努力。当接收OFDM信号时，在解调过程之前执行频率补偿过程，以消除传播信道的副作用。频率补偿过程需要传播信道信息。
下述方法通常用于得到传播信道信息：发射器发射已知的导频符号；接收器将接收的导频符号转换为频域信号；频域信号变为由发射过程中使用的代码划分的频率响应。这样，从传播信道中得到频率响应。
然而，根据上述方法，包含在导频符号中的噪声分量类似地包含在频率响应中。噪声分量因此直接影响解调的精度。特别地，在QAM(四阶幅值调制)调制中，幅值中噪声直接降低解调性能并引起问题。
时间窗方法(也称作DFT(离散傅立叶变换)方法)是一种减少包含在频率响应中的噪声的技术。根据时间窗方法，频率/时间转换手段(其通常为IDFT(逆离散傅立叶变换))用于将频率响应转换为时间域上的脉冲响应。诸如时间窗之类的时间滤波器因此被用于减少或去除除了包含有效延迟波形的时域信号以外的时域信号。因此，时间/频率转换手段(即，DFT)被用于将得到的信号转换为频域信号，以得到噪声减少的频率响应。
在能够减少噪声达对应由时间滤波器减少的功率的量方面，这种方法是很好的。然而，若DFT/IDFT处理点不能匹配信号中子载波的数量，如由于模拟滤波器的性能，保护频带被包含在信号中的情况，时间滤波器过程可能不利地引起失真的信号带边缘。参见图9，下面将描述产生失真的原理。这里，为了简化说明，假设：当导频信号表示为频域上的信号时，信号频带具有幅值1，保护频带具有幅值0，及所有的子载波均是同相的。图9(a)示出了时域上导频信号的波形。还假设：矩形窗被用作时间滤波器，及时域上的时间窗的波形如图9(b)所示。该时间窗处理相当于图9(a)所示的波形乘以图9(b)所示的波形。这又对应于图9(a)所示的较宽扩展的脉冲波形的一部分的截止，导致原始信号中信息的丢失。
时间窗处理被认为是频域上的过程。时域上的乘法处理相当于频域上的卷积处理。图9(c)示出了导频符号的频谱，图9(d)示出了时间窗的频谱，图9(e)示出了对应两个频谱卷积的波形。如图9(e)所示，未包含在原始导频符号的频谱中的幅值被添加到频带的每一个端部。这可能导致传播信道估计期间的失真。
作为减少失真的方法，提出了在发射期间将辅助导频子载波添加到导频信号中，参见下面描述的非专利文件1。
下面将简要描述如非专利文件1所示的在发射之前将辅助导频子载波添加到导频信号中的方法。
图10(a)示出了设想的系统的频谱的示意图。在图10(a)中，附图标记1001表示数据符号使用的频带。附图标记1002表示将进行DFT/IDFT的频带。在这个系统中，如图10(b)所示，当利用在数据信号所使用的全部频带上幅值一致的导频信号1003通过DFT方法对传播信道进行估计时，频带边缘失真了，因此，减少了频带边缘估计的精度。
然而，如图10(c)所示，当在辅助导频子载波1005被添加到导频信号1003的每个相对的频带的边缘的情况下，导频符号1003被发射，并且接收器对包括辅助导频子载波1005的导频信号1003执行DFT方法时，总失真移动到辅助导频子载波的两端。因此，如图10(d)所示，传播信道估计错误移动到信号频带1001外(参见附图标记1006)。结果，提高了信号频带1001的传播信道估计的精度。
图11是示出被构造用于实现上述方法的发射器和接收器的构造的例子的示意图。图11(a)示出了发射器装置，及图11(b)示出了接收器装置。DFT/IDFT过程需要大量算术运算。因此，使用FFT(Fast Fourier Transform，快速傅里叶变换)/IFFT(Inverse Fast Fourier Transform，快速傅里叶逆变换)替换DFT/IDFT以减少算术运算的量。
下面首先描述发射器装置。假设发射信号是常用于无线LAN(局域网)的一种信号；每一个发射信号依次包含同步符号、导频符号及数据符号。首先，控制部分1109切换输入开关部分1103，并允许IFFT部分1104将来自同步码产生部分1101的信号转换为时域信号。GI(Guard Interval，保护间隔)添加部分1105将保护间隔添加到所述信号中。接着，D/A(Digital/Analog，数/模)转换部分1106将总信号转换成模拟信号。然后，无线电发射部分1107将模拟信号进行频率转换和功率放大，并发射该同步符号。控制部分1108接着将输入开关部分1103的输入源切换到导频码产生部分1102。导频码产生部分1102产生用于辅助导频子载波的代码和用于信号频带的代码。所产生的导频符号码类似于同步符号被处理，并作为导频符号被发射。
接着，导频符号被发射后，输入开关部分1103被切换到调制部分1108，以允许随后的数据符号被发射。调制部分1108由控制部分1109设定，以根据发射控制数据基于预定调制方案执行处理过程。该处理过程允许信号发射。所述信号使用带有如图10(c)所示的频谱的导频符号。
现在将描述接收器装置。无线电接收部分1111接收并将无线电信号转换成基带信号。A/D(模/数)转换部分1112将基带信号转换成数字信号。接着，同步和G/I去除部分1113利用导频符号执行符号同步，并去除保护间隔。在接收同步符号时，同步和G/I去除部分1113将接收定时(timing)通知给控制部分1123，所述接收定时接着被用于控制其它部分模块。已去除保护间隔的符号被发送到第一FFT部分1114，所述第一FFT部分1114将该符号转换为频域信号。控制部分1123执行控制，使得输出开关部分1115将导频符号发送到复数除法(complex division)部分1116，同时将数据符号发送给IFFT部分1117。利用用于发射导频符号的代码对导频符号进行复数除法处理。这样，导频符号被转换成包含辅助导频子载波的频带的频率响应。接着，IFFT部分1117将频率响应转换为与脉冲响应对应的时域信号。时域滤波器1118接着从脉冲响应中去除除了其中存在有效延迟波的时间期间以外的信号分量。第二FFT部分1119接着将脉冲响应再次转换为频率响应。之后，辅助导频子载波删除部分1120从频率响应中去除在发射期间添加的辅助导频子载波的频带的分量。辅助导频子载波删除部分1120将得到的信号作为来自信号频带的频率响应输入到传播信道校正部分1121。传播信道校正部分1121接着利用来自信号频带的频率响应，以补偿(equalize)数据符号。解调部分1122接着解调补偿的数据符号。
上述操作能够利用基于DFT方法的传播信道估计进行通信，减少了信号频带失真。非专利文件1为：“Discussion of Distortion in Propagation ChannelEstimaiton Based on the Time Window Method”Conference of the Insitute ofElectronics，Information and Communication Engineers in 2006，B-5-93。
发明内容
发明要解决的技术问题
将辅助导频子载波添加到导频符号的上述方法在减少来源于DFT方法的信号频带失真方面是很好的。
然而，添加有辅助导频子载波的导频符号的频谱被成形为与图9(c)所示波形类似的矩形。这样，导频符号的波形不利地在时域中保持相当宽的扩展。
本发明的目的是优化通信装置中辅助导频子载波的频谱，以减少波形在时域上的较宽扩展，另一目的是减少失真。
解决问题的手段
本发明一方面提供了一种无线电通信系统，其中，OFDM发射装置在导频符号的信号频带外添加辅助导频子载波，OFDM接收装置根据时间窗方法执行涉及辅助导频子载波的传播信道估计，所述无线电通信系统包括增益调整部分，用于根据衰减特性执行衰减，所述衰减特性适于随着与信号频带的距离的增加减小子载波的幅值。
本发明还提供了一种无线电通信系统，其中，OFDM发射装置在导频信号的信号频带外添加辅助导频子载波，并且，OFDM接收装置接收添加有辅助导频子载波的导频信号，将接收的导频符号进行时间/频率转换，利用在发射中使用的代码对该时间/频率转换得到的信号进行复数除法运算，对复数除法运算得到的信号进行频率/时间转换，通过减少或去除由频率/时间转换得到的信号的期间的幅值进行时间滤波处理，然后将时间滤波处理得到的信号进行时间/频率转换以确定频率响应，所述无线电通信系统包括增益调整部分，所述增益调整部分对于由发射装置添加的辅助导频子载波和由接收装置中的复数除法运算得到的信号的频带中的至少一个，执行根据衰减特性的衰减，复数求商运算得到的信号的频带包括所添加的辅助导频子载波，所述衰减特性适于随着与所述信号频带的距离的增加而减小辅助导频子载波的幅值。
该衰减特性优选为余弦函数。该衰减特性优选为汉明窗(hamming window)函数。而且，该衰减特性优选为根据与传播信道有关的信息而变化。
在上述系统中，进行时间滤波处理的的部分的起始位置和期间长度中的至少一个优选依赖传播信道的状态被改变。在这种情况下，传播信道的状态优选为噪声的量。可选地，传播信道的状态优选为延迟扩展(delay spread)。可选地，若传播信道涉及很少噪声，衰减特性优选为较大旁瓣抑制量。可选地，若传播信道的延迟扩展较小，衰减特性优选为与较大旁瓣抑制量对应。
本发明另一方面提供了一种OFDM发射装置，所述OFDM发射装置包括导频码产生部分和增益调整部分，在产生导频符号期间，导频码产生部分用于产生导频码，该导频码在信号频带以外的至少一部分频带上包括辅助导频子载波，所述增益调整部分用于随着与信号频带距离的增加而减小辅助导频子载波的幅值。OFDM发射装置优选进一步包括控制部分，所述控制部分用于根据传播信道的信息控制增益调整部分的衰减特性。
而且，本发明还提供了一种OFDM接收装置，包括：第一DFT部分，所述第一DFT部分用于接收添加有辅助导频子载波的导频符号，并将接收的导频符号进行时间/频率转换；复数除法部分，用于利用发射使用的代码将时间/频率转换的信号进行复数除法运算；增益调整部分，用于执行调整以使得由复数除法运算得到的信号的频带的幅值随着与信号频带之间距离的增加而衰减，通过复数除法得到的信号的频带包括所添加的辅助导频子载波；IDFT部分，用于使由幅值调整得到的信号进行频率/时间转换；时间滤波部分，用于通过减少或去除由频率/时间转换得到的信号的周期的幅值来执行时间滤波处理；及第二DFT部分，用于将时间滤波处理得到的信号进行时间/频率转换。所述OFDM接收装置优选进一步包括控制部分，所述控制部分用于根据与传播信道有关的信息控制增益调整部分的衰减特性。所述OFDM接收装置优选进一步包括控制部分，所述控制部分用于根据与传播信道有关的信息改变时间滤波的起始位置和期间长度中的至少一个。
本发明的另一方面提供了一种通信方法，其中，OFDM发射装置在导频信号的信号频带外添加辅助导频子载波，并且，所述OFDM接收装置根据时间窗方法执行涉及辅助导频子载波的传播信道估计，该无线电通信方法包括：根据衰减特性进行衰减的步骤，所述衰减特性适于随着与信号频带距离的增加减少子载波的幅值。
根据本发明的通信技术能够使辅助导频子载波的频谱得到优化，以减少时域波形的扩展(spread)。该通信技术还具有能够减少信号失真的优点。
附图说明
图1(a)示出了根据本发明实施例的发射器结构的例子的功能框图，及图1(b)示出了接收器的结构的例子的功能框图；
图2示出了帧结构的例子的视图；
图3示出了添加有辅助导频子载波的导频符号的频谱图；
图4(a)示出了时域信号包络的例子的图，所述时域信号包络是在使用汉明窗函数作为具有小主瓣宽度的函数的例子并且当具有大旁瓣抑制量的布兰克曼窗(Blackman window)函数用作辅助导频子载波的衰减特性的情况下获得的，及图4(b)示出了主瓣附近的包络波形的放大图的例子的图视；
图5(a)示出了根据本发明第一实施例的例子的导频信号图；图5(b)示出了得到的脉冲响应的示意图；图5(c)示出了插入了辅助导频子载波的导频信号频谱的示意图；
图6为根据本发明第二实施例的通信装置，其中，图6(a)示出了发射通信装置，及图6(b)示出了接收通信装置；
图7(a)示出了入射波和时间窗之间的正常关系图；图7(b)为在SNR较高时及延迟展开较小时所观察到的入射波和时间窗之间关系图；
图8示出了根据本发明第三实施例的接收器的结构的例子的功能框图；
图9示出了信号频带边缘产生失真的原理图，所述失真是时间滤波器处理的结果；
图10示出了非专利文件1描述的，在发射期间将辅助导频子载波添加到导频信号的方法图；
图11示出了实现图10所示的方法的发射器和接收器的结构的例子的视图。
符号说明：
101、导频码产生部分
102、增益调整部分
103、输入开关部分
104、同步码产生部分
105、调制部分
106、IFFT部分
107、保护间隔(GI)增加部分
108、D/A转换部分
109、无线电发射部分
110、控制部分
121、无线电接收部分
122、A/D转换部分
123、同步和GI去除部分
124、第一FFT部分
125、开关部分
126、复数除法部分
128、IFFT部分
129、时间滤波部分
130、第二FFT部分
131、辅助导频子载波删除部分
132、传播信道补偿部分
133、解调部分
134、控制部分
具体实施方式
下面结合附图描绘根据本发明实施例的通信技术。首先描述通信帧结构。这里，为了简明起见，将描述固定长度帧的例子。然而，本发明的应用并不限于固定长度帧，本发明可应用到可变长度帧或应用到可变长度、异步数据包的通信。
下面使用的帧在时间和频率方向上具有固定长度，并重复用于通信。图2(a)示出了帧结构的一个例子的图。如图2(a)所示，同步符号位于帧的头部。用于传播信道估计的导频符号位于同步符号之后。数据符号位于导频符号之后。附图标记201表示一个帧。图2(a)示出了帧201被重复地发射。同步符号202位于帧201的头部。在帧被接收时，同步符号202用于表示帧的头部。同步符号202常常是在时域方向上的特征信号。帧可包括一组OFDM符号。然而，帧可被用于除了OFDM信号以外的信号，因此下面将不作详细描述。在使用OFDM信号的一个例子中，可使用包括插入在每一子载波之后的空载波的信号，以便在时域上重复使用相同信号。导频符号203位于同步符号202之后。而且，数据符号组204位于导频符号203之后。省略数据符号组204的内容的详细描述。通常，数据符号组包括控制数据，所述控制数据表示在通信中实际使用的帧、后续帧和数据的结构。
图2(b)更详细地示出了一个帧的图。在帧201中，保护间隔205被添加到每一个OFDM符号中。添加保护间隔205是为了吸收延迟波的副作用。通过一个例子，下面将描述添加作为周期前缀(cyclic prefix)的部分OFDM符号的方法。
下面参照附图描述根据本发明第一实施例的通信技术。首先描述在本实施例中使用的添加有辅助导频子载波的导频符号频谱。实际使用的导频符号乘以用于白化(whitening)的频域上的特定码，以使用具有减少的PAPR的信号。然而，为了描述简明，省略用于白化的核心。
首先，下面将描述使用传统的辅助导频子载波的导频符号的频谱和时域上的导频符号的波形。图3(a)示出了一种使用传统辅助导频子载波的导频符号的频谱。辅助导频子载波302位于在信号频带上的导频子载波301的两个相对的端部，并与导频子载波301相邻。DFT/IDFT处理频带由附图标记303表示。没有子载波的保护频带304位于DFT/IDFT处理频带的每一相对端部。
假设幅值为1的同相数据位于每一个子载波中。接着，时间信号的包络波形在IDFT处理频带中包括保护频带304。这样，如图3(c)所示，该波形是：旁瓣306绕时间点0的位置较宽地扩展。
为了允许抑制旁瓣306，平滑减小发射频谱的每一频带端部的幅值。在本实施例中，在辅助导频子载波的频带中，邻接于信号频带的部分具有100％的幅值，幅值随着与信号频带之间距离的增加而减小。图3(b)示出了相应的频谱。辅助导频子载波305和308被设置在导频子载波301的各个端部，所述导频子载波301位于信号频带中。每一辅助导频子载波305和308的幅值随着与相应信号频带端部之间距离的增加而减小。
关于辅助导频子载波305和308的衰减程度，该衰减是有效的，与衰减的形状无关。然而，当衰减的形状为余弦函数、平方余弦函数、高阶余弦函数的曲线，或者类似的曲线时，衰减对于减小旁瓣是十分有效的。这是因为，时间轴上的输出波形与正弦函数的波形和导频符号的频谱的波形的卷积相当。该原理与用于频谱分析的时间窗函数抑制旁瓣的原因相同。
图3(c)中的附图标记307表示当用于汉明窗的表达式(1)中的函数作为辅助导频子载波的衰减特征时所观察到的时域上包络线的例子。
表达式(1)：
W(x)＝0.42-0.5cos 2πx(0≤x＜0.5π或0.5π≤x＜π)(1)
图3(c)示出了主瓣宽度略有增加，但旁瓣被抑制至少20dB。主瓣宽度和旁瓣抑制量是折衷关系。当衰减特性使旁瓣被抑制时，主瓣宽度增加。减少主瓣宽度会减少旁瓣抑制量。上述关系也适合用于频谱分析的窗函数。
主瓣宽度表示时间窗需要位于假设的脉冲位置多远的位置以防止降低性能。旁瓣抑制量表示在小噪声环境(换句话说，高SNR环境)中边界估计精度。这些值依赖于所使用的子载波的数量、进入通过(Pass)的假设最大延迟时间、噪声的假设程度而变化。这样，使用特定阈值不能直接地确定这些值。
图4(a)示出了时域信号的包络线的例子，所述时域信号的包络线是当汉明窗函数被用作具有较小主瓣宽度的函数时并且当具有大旁瓣抑制量的布兰克曼窗函数用作辅助导频子载波的衰减特性时得到的。布兰克曼窗函数表示如下：
表达式(2)：
W(x)＝0.42-0.5cos 2πx+0.08cos4πx
(0≤x＜0.5π或0.5π≤x＜π)  (2)
为了对比，也显示了以传统方式使用辅助导频子载波时(即，衰减特性对应矩形时)得到的包络线。
如图4(a)所示，在距主瓣足够远的点得到的旁瓣功率在以下情况之间至少相差40dB：辅助导频子载波的衰减特性为矩形的情况及使用汉明窗函数的情况。
图4(b)示出了主瓣附近包络线波形的放大图的例子。当使用汉明窗函数作为辅助导频子载波的衰减特性时，在距波形中心大约50点的点得到的功率为最小。这就表明，若提供的时间窗跨度距波形中心为50点，汉明窗函数允许最大功率量被容纳在时间窗内。
如上所述，哪个函数最大化传播信道精度取决于诸如子载波的数量和假设的传播环境等参数，因此不能被直接地确定。在本实施例的描述中，使用了汉明窗函数。
在本实施例中，将描述：发射器，其配置为随着距信号频带距离的增加，减少被添加到导频符号的信号频带的两个相对端部的辅助导频子载波的功率；及接收器，其配置为利用添加有辅助导频子载波的导频符号提高传播信道估计精度。
图1(a)示出了发射器配置的例子的功能框图。图1(b)示出了接收器的配置的例子的功能框图。
附图标记101表示导频码产生部分，所述导频码产生部分配置为产生导频码。附图标记102表示增益调整部分，其配置为根据下述的控制部分110的指令改变导频信号的幅值。附图标记103表示输入开关部分，其配置为：根据下述的控制部分110的指令，将到IFFT部分106的输入在同步信号产生部分104的输出、增益调整部分102的输出、调制部分105的输出之间转换。附图标记104表示同步码产生部分，其配置为产生帧同步码。附图标记105表示调制部分，其配置为根据控制部分110的指令调制发射数据。附图标记106表示IFFT部分，其配置为使输入开关部分103的输出执行IFFT。附图标记107表示保护间隔(GI)增加部分，其配置为将IFFT部分106输出的一部分作为周期前缀。附图标记108表示D/A转换部分，其配置为将数字信号转换为模拟信号。附图标记109表示无线电发射部分，其配置为：将输入信号转换为发射相应的基带信号所需的频率，放大基带信号的功率到所需要的值，然后通过天线发射得到的信号。附图标记110表示控制部分，其配置为根据帧发射计时和发射控制数据控制发射器的各模块。
附图标记121表示无线电接收部分，其配置为通过天线接收无线电波，从无线电波中提取所需的频带并将该频带转换为基带信号。附图标记122表示A/D转换部分，其配置为将模拟信号转换为数字信号。附图标记123表示同步和GI去除部分，其配置为在输入信号中检测帧同步符号，并从后续信号中去除保护间隔以提取OFDM符号。附图标记124表示第一FFT部分，其配置为将输入OFDM符号进行FFT。附图标记125表示开关部分，其配置为将输入信号输出到复数除法部分126和传播信道校正部分132其中之一。附图标记126表示复数除法(complex division)部分，其配置为对输入信号进行除以用于发射的导频符号码的复数求商运算(complex quotient)。附图标记128表示IFFT部分，其配置为将输入信号进行IFFT。附图标记129表示时间滤波部分，其配置为减少和去除输入时域信号的预定时间期间中的功率。附图标记130表示第二FFT部分，其配置为使输入信号执行FFT。附图标记131表示辅助导频子载波删除部分，其配置为将辅助导频子载波中的数据设置为零。附图标记132表示传播信道补偿部分，其配置为根据辅助导频子载波删除部分131输出的传播信道信息补偿由开关部分125输入的数据符号。附图标记133表示解调部分，其配置为根据控制部分134所指定的解调方案解调输入数据。附图标记134表示控制部分，其配置为根据由同步和GI去除部分输出的帧同步定时控制各个模块。
下面将详细描述各个模块的操作。首先描述发射器的操作。
本实施例使用具有图3(b)所示频谱的导频符号。以下将结合各个模块的操作描述如何发射具有如图3(b)所示频谱的导频符号。
首先，为了在发射导频符号之前在帧的头部发射上述同步符号，控制部分110将输入开关部分103的输入源转换到同步码产生部分104。这样，同步码被输入到IFFT部分106，同步码通过IFFT被转换成时间轴信号。该时域信号被输入到GI添加部分107。GI添加部分107将被转换为时域信号的同步码的一部分加入到该时域信号，作为保护间隔。D/A转换部分108接着将得到的信号转换成模拟信号。无线电发射部分109将模拟信号转换为发射所需的频率。无线电发射部分109放大得到的信号并发射放大的信号。
紧接在输入开关部分103将同步码输入到IFFT部分106之后，控制部分110将输入源转换到增益调整部分102。与此同时，控制部分110设置增益调整部分102并根据输入到增益调整部分102中的导频码的幅值调整每一子载波的幅值。
增益设置为使得辅助导频子载波的衰减特性对应于汉明窗函数。即，在上述的表达式(1)中，0≤x＜0.5π被赋给添加到信号频带的低频端的辅助导频子载波305的频带。而且，0.5π≤x＜π被赋给添加到信号频带的高频端的辅助导频子载波308的频带。
导频码产生部分101输出的大量导频符号码被输入到增益调整部分102，使得该导频码的数量与IFFT处理点相等。导频符号码具有由增益调整部分102调整的幅值，产生具有如图3(b)所示的频谱的信号。与同步符号相同，幅值被调整的信号接着通过IFFT部分106、GI增加部分107、D/A转换部分108和无线电发射部分109作为导频符号被发射。当输入开关部分103将幅值被调整的导频码输入到IFFT部分106后，控制部分110将输入转换到调制部分105。控制部分110进一步根据发射控制数据设置调制部分105，并连续发射数据，直到下一帧启动为止。当下一帧将要启动时，控制部分110将输入开关部分103的输入源转换到同步码产生部分104并重复上述过程。
这样，图2示出的帧结构可用于发射信号，所述信号使用具有图3(b)所示频谱的导频符号。因此，当在接收后的传播信道估计期间请求脉冲响应时，可发射导频符号，这允许功率在波形中心更适当地集中。此外，与传统的辅助导频子载波相比，本发明的辅助导频子载波允许限制幅值，因此，可有效地减少发射所需的功率，以提高发射器放大部分的功率效率。
下面描述接收器的操作。
首先，无线电接收部分121接收信号，并将信号转换成基带信号。接着，A/D转换部分122将基带信号转换成数字信号，并将该数字信号输出到同步和G/I去除部分123。同步和G/I去除部分123首先检测输入信号中的帧同步符号，并将帧启动定时输出到控制部分134。然后，同步和G/I去除部分123从后续接收信号中去除保护间隔以提取OFDM符号。同步和G/I去除部分123将OFDM符号输入到FFT部分124。可使用任何方法在帧同步符号中检测同步。例如，可使用下述方法：根据发射期间的时域波形检查接收信号和帧同步符号之间的相关性。呈现最明显相关的一部分波形被确定为帧头。接着，第一FFT部分124将由同步和G/I去除部分123提取的OFDM符号转换为频域信号，第一FFT部分124接着将频域信号输入到开关部分125。一旦由同步和G/I去除部分123通知帧启动定时，控制部分134将来自开关部分125的输出转换到复数除法部分126。这样，控制部分134将接收的导频符号输入到复数除法部分126。此后，对于后续数据符号，控制部分134将来自开关部分125的输出变换到传播信道补偿部分132。对输入到复数除法部分126的信号进行通过利用用于发射导频符号的代码相除的复数求商运算(complex quotient)。得到的信号被输入到IFFT部分128。IFFT部分128对输入信号执行IFFT，以将该信号转换为时域信号，即脉冲响应。辅助导频子载波在发射期间被添加到脉冲响应中，并因此使功率在脉冲响应中心处更适当地集中。此后，时间滤波器129从脉冲响应中去除除了有效信号以外的信号分量。第二FFT部分将得到的信号进行FFT以再次将该信号转换为频域信号。此后，辅助导频子载波删除部分131将由控制部分134指定的一部分辅助导频子载波的幅值设置为零，因此得到了在信号频带中去除噪声分量的频率响应。
在得到上述频率响应后，传播信道补偿部分132利用辅助导频子载波删除部分131输出的频率响应补偿由开关部分125输出的数据符号的频率。接着，解调部分133根据控制部分134所提供的解调信息执行解调操作。这样就得到了接收数据。
如上所述，在添加辅助导频子载波过程中，发射器发射导频符号，导频符号的幅值随着其与信号频带距离的增加而减小。当接收器执行涉及辅助导频子载波的DFT方法时，这使得能够对传播信道进行更精确地估计。
此外，在上述的本实施例中，导频子载波被连续布置在导频符号的信号频带中的所有子载波中。然而，本发明还适用于下列情形：当称作离散导频的导频载波被间断地布置时，基于DFT方法对传播信道进行估计。图5(a)示出了使用离散导频的导频符号的例子。这里，作为例子，导频载波和空载波被交替地设置在各个子载波中。附图标记501和502分别表示信号频带和DFT/IDFT处理频带。附图标记503和504分别表示导频载波和空载波。图5(b)示意地示出了脉冲响应，所述脉冲响应通过对作为发射上述导频符号的结果通过传播信道接收的信号进行除以发射使用的代码的复数求商运算及接着对得到的信号进行IDFT而得到。如附图标记505和506所示，在OFDM符号期间出现了相同的两个脉冲响应。其中一个脉冲响应(即，码505)由时间滤波器提取并接着执行DFT。接着，可确定信号频带中的频率响应。该处理是DFT方法本身。
此时，若导频符号所使用的信号频带501是图5(a)所示的DFT/IDFT处理频带502的一部分，如上所述，信号频带501的相对端部可能失真。
为了减少失真，辅助导频子载波被插入到信号频带的相对端部，所述辅助导频子载波的幅值随着其与信号频带之间距离的增加而减小。图5(c)示意地示出了插入有辅助导频子载波的导频信号的频谱。被调整幅值的辅助导频子载波508被添加到位于信号频带501的每一相对端部的频带507上。辅助导频子载波508以与信号频带501中的导频子载波的插入间隔相同的插入间隔被插入。这允许得到如图5(b)所示的两个脉冲响应。
当使用图5(c)所示的导频符号对传播信道进行估计时，那么在接收时，可根据DFT方法对包含辅助导频子载波的频带进行处理。即使使用离散导频，也可使用如图1例子所示配置的发射器和接收器。在发射期间适当设定增益调整部分102可产生导频符号，所述导频符号使用添加有具有减小的功率的假(dummy)子载波的离散导频。并且，在接收时，设定增益调整部分127，以从为空载波设定的点中删除数据，同时放大用于假子载波的点。此后，可能进行下述操作：时间滤波器129提取两个脉冲响应中的一个，及FFT部分130进行FFT。辅助导频子载波删除部分131删除除信号频带以外的信号。
在MIMO(多输入多输出)系统中可使用离散导频，以复用导频符号。在这种情况中，可类似地使用本实施例。
下面参照附图描述根据本发明的第二实施例。如上所述，辅助导频子载波的衰减特性依赖于相关的参数和使用辅助导频子载波的环境，并且不能被唯一地确定。本实施例示出了通信装置的配置的一个例子，该通信装置根据通信装置之间的传播信道的环境控制辅助导频子载波的衰减特性。
首先简要描述在根据本实施例的通信装置中所执行的控制。根据DFT方法提高传播信道估计精度的量可由时间滤波器去除信号的量来确定。因此，信号通过时间滤波器传送信号所需的时间量(即，时间窗期间)尽可能地小，并且通常被调整到假设的最大延迟时间。然而，若在提供保护频带时根据DFT方法估计传播信道，除非围绕来波提供某种程度的多余的时间窗，否则可能不利地降低估计精度。为了防止降低信道估计精度，及保证较大地提高信道估计精度，希望来波不被扩展。换句话说，希望脉冲波形的瓣较窄。另一方面，在高SNR区，因为基于DFT方法降低信道估计的水平比噪声水平相对要高，当脉冲响应波形的旁瓣没有被有效抑制时，有可能降低信道估计精度。然而，旁瓣抑制量的增加将较大地增加主瓣宽度，从而导致需要提供额外的时间窗宽度。
在本实施例中，通常添加适合减小主瓣宽度的辅助导频子载波。当SNR较高且延迟扩展较小时，添加辅助导频子载波，其适合更显著地抑制旁瓣。这在图7中示意地示出。
图7(a)示出了来波(到达的波)和时间窗之间的正常关系图。时间窗被设置为：较早到达的波和较晚到达的波均被容纳在时间窗中，并且从到达的波到时间窗的端部的距离较短。图7(b)为在SNR较高时及延迟扩展较小时所观察到的到达波和时间窗之间的关系图。当延迟较小时，时间窗端部被设置为距到达波有较长距离，时间窗的位置较正常时间窗的位置被设置为与较早的定时相应。
下面将参照图6描述如上操作的通信装置。图6(a)示出了发射通信装置。图6(b)示出了接收通信装置。通信装置的基本操作与图1(a)所示的发射装置的操作和图1(b)所示的接收装置的操作相同。在涉及相同操作的模块中使用与图1相同的附图标记和名称。下面将描述具有不同于图1的名称和操作的模块。
附图标记601表示无线电接收部分，所述无线电接收部分配置为接收由接收通信装置发射的SNR信息和延迟扩展信息。附图标记602表示控制部分，其配置为除图1(a)所示的控制部分110的操作外，根据无线电接收部分601发射的信息执行改变增益调整部分102的设置的操作。
附图标记611表示时间滤波部分，其能够改变减小或去除功率的时间期间，所述时间期间被包括在用于在控制部分614的指令下输入的时间信号的预定时域中。附图标记612表示延迟扩展估计部分，其配置为利用时间滤波部分611的输出估计延迟扩展。附图标记613表示SNR估计部分，其配置为根据时间滤波部分611的输入和输出估计SNR。附图标记614表示控制部分，其配置为：除了图1(b)中的控制部分134的操作以外，还执行下列操作：利用延迟扩展估计部分612和SNR估计部分613的输出，通过无线电发射部分615向发射通信装置通知与传播信道有关的延迟扩展信息和SNR信息的操作；及利用延迟扩展估计部分612和SNR估计部分613的输出，改变时间滤波部分611的设置的操作。附图标记615表示无线电发射部分，其配置为估计到达发射通信装置的延迟扩展信息和SNR信息。可使用任何方案用于无线电发射部分615和无线电接收部分601，假定该方案允许利用等待时间(latency)在无线电发射部分615和无线电接收部分601之间传送信息，利用所述等待时间无线电发射部分615和无线电接收部分601能够跟随传播信道中的变化。
下面将描述各模块如何根据上述方法操作以使用辅助导频子载波。
发射通信装置和接收通信装置在假设延迟扩展较大条件下开始操作。即，利用辅助导频子载波的衰减特性设置增益调整部分102和时间滤波部分611，所述辅助导频子载波包括减小的主瓣宽度。在本实施例中，汉明窗函数(上述的表达式1)被用作包括减小的主瓣宽度的辅助导频子载波的衰减特性。布兰克曼窗函数(上述的表达式2)被用作包括增加的旁瓣抑制量的辅助导频子载波的衰减特性。然而，可使用其它函数和除了由余弦函数导出的函数以外的函数。例如，凯撒(Kaiser)窗函数由表达式3表示：
表达式(3)：
w ( x ) = I 0 { πα 1 - ( 2 x - 1 ) 2 } I 0 ( πα ) - - - ( 3 )
其中，0≤x＜0.5π或0.5π≤x＜π，及I0表示第一类零阶修改贝塞耳(Bessel)函数。
这里，当α具有较小值时，该函数可用作用于小主瓣的函数；当α具有较大值时，该函数可用作用于大旁瓣抑制量的函数。
发射通信装置将用于减小的主瓣宽度的辅助导频子载波添加到导频符号并接着发射该导频符号。接收通信装置接收由发射通信装置发射的导频符号并估计传播信道。
由无线电接收部分121接收的导频符号被转换成基带信号。该基带信号接着由A/D转换部分122转换成数字信号。同步和G/I去除部分123首先在输入信号中检测帧同步符号，同步和G/I去除部分123接着将帧起始定时输入到控制部分614。然后，同步和G/I去除部分123从接收信号的后续部分中去除保护间隔以提取OFDM符号。同步和G/I去除部分123接着将OFDM符号输入到FFT部分124。FFT部分124将由同步和G/I去除部分123通过从接收信号中去除保护间隔得到的OFDM符号转换为频域信号。FFT部分124接着将频域信号输入到开关部分125。当由同步和G/I去除部分123通知帧起始定时时，控制部分614将来自开关部分125的输出转换到复数除法部分126。这样，控制部分614将接收的导频符号输入到复数除法部分126。此后，对于后续数据符号，控制部分614将来自开关部分125的输出变换到传播信道补偿部分132。根据得到的频率响应，由传播信道补偿部分132对数据符号进行频率补偿。接着，由解调部分133对得到的数据符号执行解调操作。
另一方面，对输入到复数除法部分126的信号进行除以发射导频符号所使用的代码的复数求商运算。所得到的信号被输入到IFFT部分128。IFFT部分128执行IFFT处理，以将该输入信号转换为时域信号，即脉冲响应。此后，设置在如图7(a)所示的正常时间窗位置的时间滤波器611从脉冲响应中去除除了有效的信号分量以外的信号分量。第二FFT部分将得到的脉冲响应进行FFT以再次将该响应转换为频域信号。此后，辅助导频子载波删除部分131将由控制部分614指定的一部分辅助导频子载波的幅值设置为零。因此得到了从信号频带中去除噪声分量的频率响应。
频率响应可如上所述被确定。延迟扩展估计部分612进一步估计延迟扩展。在这种情况下，可使用各种指标。在本实施例中，最后的有效延迟波的延迟时间被用作延迟扩展信息。可使用各种方法来确定有效延迟波。作为例子，所使用的最后时间包括在来自时间滤波部分611的输出信号中，且包括大于或等于预定阈值的幅值。而且，SNR估计部分613估计SNR。可使用各种方法来估计SNR。在本实施例中，基于噪声功率和信号功率计算SNR，所述噪声功率被认为是从输入到时间滤波部分611的信号的总功率中减去由时间滤波部分611输出的信号的总功率得到的值，所述信号功率被认为是由时间滤波部分611输出的信号的总功率。
所得到的延迟扩展信息和SNR信息被输入到控制部分614。控制部分614确定延迟扩展是否等于或小于预定阈值，以及SNR是否高于预定阈值，即，图7(b)所示的时间窗的位置是否与适当传播信道的相对应。一旦确定时间窗的位置与适当的传播信道相对应，控制部分614将时间滤波器611设定在图7(b)所示的窗位置。否则，控制部分614将时间滤波器611设定在图7(a)所示的窗位置。与此同时，控制部分614将延迟扩展信息和SNR信息通过无线电发射部分615通信给发射通信装置。
在发射通信装置中，控制部分602通过无线电接收部分601监视由接收通信装置发射的延迟扩展信息和SNR信息。因此，控制部分602确定具有较大旁瓣抑制量的辅助导频子载波是否展现适当的衰减特性，即，延迟扩展是否等于或小于预定阈值及SNR是否高于预定阈值。若带有较大旁瓣抑制量的辅助导频子载波展现适当衰减特性，则控制部分602设定用于增益调整部分102的值，以便辅助导频子载波的衰减特性提供大的旁瓣抑制量。否则，控制部分602设定用于增益调整部分102的值，以便辅助导频子载波的衰减特性提供小的主瓣宽度。
各个模块的操作如上所述。这样，可使用导频符号进行通信，所述导频符号中添加有适合于传播信道的状态的辅助导频子载波。
在本实施例中，传播信道中的噪声量和延迟扩展都被用作指标，根据该指标，辅助导频子载波的衰减特性被转换。然而，噪声量和延迟扩展其中任意一个可被用作指标。可替换地，两个指标可被加权。用于较大旁瓣抑制量的衰减特性可在延迟扩展较小时被设置，而用于减小的主瓣宽度的衰减特性可在延迟扩展较大时被设置。可替换地，用于减小的主瓣宽度的衰减特性可在噪声量较大时被设置，而用于较大旁瓣抑制量的衰减特性可在噪声量较小时被设置。当仅使用噪声量进行确定时，由于某些延迟波包括低噪声和长延迟时间，接收通信装置可改变时间窗位置和增加时间窗宽度。
此外，本实施例以下述方法为例子被描述。在所述方法中，基于接收器的报告得到与传播信道有关的信息。然而，如果时分双工(TDD)被用于通信，相同的传播信道同时被用于发射和接收。因此，发射器可使用接收时测量的传播信道信息作为用于发射的传播信道信息。这就消除了从接收器得到信息的需要。在这种情况下，可省略传播信道信息的发射和接收。
现在，下面参照附图描述根据本发明第三实施例的通信技术。
在第一和第二实施例中，添加有辅助导频子载波的导频符号被发射之前，频谱被校正以提高传播信道估计精度和发射功率效率。
在本实施例中，提供一种方法，在接收器侧施加与第一和第二实施例的效果相似的效果，如果添加根据传统方法的辅助导频子载波，即，带有矩形频谱的辅助导频子载波被添加。该方法不能提高发射功率效率，但与第一和第二实施例示出的方法相当能提高传播信道估计精度。发射装置可配置为与图11(a)示出的传统例子相同。
图8示出了根据本实施例的接收器的配置的功能框图。接收器的基本配置与第二实施例描述的接收通信装置相同。与第二实施例中的附图标记和名称相同的附图标记和名称被用于与第二实施例中的模块类似地操作的模块。本实施例不同于第二实施例之处在于：没有配置用于发射延迟扩展信息和SNR信息的无线电发射部分，及增益调整部分801位于IFFT部分128之前以校正辅助导频子载波的频带的幅值；控制部分802需要额外地控制增益调整部分801。
在第一和第二实施例中，辅助导频子载波的频谱在发射期间被校正。本实施例通过在发射期间发射辅助导频子载波的平谱(flat spectrum)，在接收时校正辅助导频子载波的频谱，产生与第一和第二实施例相同的效果。下面将详细描述每一个模块的操作。
由无线电接收部分121接收的导频符号被转换成基带信号。该基带信号由A/D转换部分122转换成数字信号。同步和G/I去除部分123首先在输入信号中检测帧同步符号，同步和G/I去除部分123接着将帧起始定时输入到控制部分802。然后，同步和G/I去除部分123从后接收信号的续部分中去除保护间隔以提取OFDM符号。同步和G/I去除部分123接着将OFDM符号输入到FFT部分124。FFT部分124将由同步和G/I去除部分123通过从接收信号中去除保护间隔得到的OFDM符号转换为频域信号。FFT部分124接着将频域信号输入到开关部分125。当由同步和G/I去除部分123通知帧起始定时时，控制部分802将来自开关部分125的输出转换到复数除法部分126。这样，控制部分802将接收的导频符号输入到复数除法部分126。此后，对于后续数据符号，控制部分802将来自开关部分125的输出改变到传播信道补偿部分132。根据得到的频率响应，由传播信道补偿部分132对数据符号进行频率补偿。接着，由解调部分133对得到的数据符号执行解调操作。
另一方面，对输入到复数除法部分126的信号进行除以发射导频符号所使用的代码的复数求商运算。得到的信号被输入到增益调整部分801。增益调整部分801校正辅助导频子载波的频谱。类似于第二实施例的情况，辅助导频子载波的衰减特性被设置为使得主瓣通常较狭窄；以及若SNR较高且延迟扩展较小，则增加旁瓣抑制量。在本实施例中，复数除法处理后跟随幅值校正处理。然而，由于两个处理对于子载波具有线性，可改变上述顺序。
此外，在本实施例中，由发射器添加的辅助导频子载波具有平谱。然而，如果发射器不提供平谱，调整可以是：根据来自发射器的频谱和接收器的校正的组合效果，使主瓣变窄或者旁瓣抑制量增加。
具有校正的辅助导频子载波的频带的幅值的信号被输入到IFFT部分128。IFFT部分128对该输入信号执行IFFT，以将该输入信号转换为时域信号，即脉冲响应。此后，时间滤波器611从脉冲响应中去除除了有效分量以外的信号分量。第二FFT部分130将得到的脉冲响应进行FFT以再次将该脉冲响应转换为频域信号。此后，辅助导频子载波删除部分131将由控制部分134指定的一部分辅助导频子载波的幅值设置为零。因此得到了从信号频带中去除噪声分量的频率响应。SNR和延迟扩展信息初始无法得到。第二控制部分802设定增益调整部分801和时间滤波部分611，以便设置辅助导频子载波的衰减特性，使得主瓣变狭窄。
可通过上述过程确定频率响应。延迟扩展估计部分612进一步估计延迟扩展。在这种情况下，可使用各种指标。在本实施例中，最后的有效延迟波的延迟时间被用作延迟扩展信息。可使用各种方法来确定有效延迟波。作为例子，所使用的最后时间包括在时间滤波部分611的输出信号中，并且包括大于或等于预定阈值的幅值。而且，SNR估计部分613估计SNR。可使用各种方法来估计SNR。在本实施例中，基于噪声功率和信号功率计算SNR，所述噪声功率被认为是输入到时间滤波部分611的信号的总功率减去由时间滤波部分611输出的信号的总功率得到的值，所述信号功率被认为是由时间滤波部分611输出的信号的总功率。
所得到的延迟扩展信息和SNR信息被输入到控制部分802。控制部分802确定延迟扩展是否等于或小于预定阈值，及SNR是否高于预定阈值，即，大旁瓣抑制量是否被允许。一旦确定大旁瓣抑制量被允许，控制部分801将时间滤波部分611设置在图7(b)所示的窗位置，以便辅助导频子载波提供大旁瓣抑制量。一旦较大旁瓣抑制量不被允许，控制部分801将时间滤波部分611设置在图7(a)所示的窗位置，以便辅助导频子载波提供较窄主瓣。
各个模块如上所述进行操作。这样，可实现与在适于传播信道的状态的辅助导频子载波被添加到导频符号的情况中的估计精度相当的估计精度。本实施例不能提高发射器的发射功率效率，但可有利地实现估计精度与添加有对应传播信道的状态的辅助导频子载波的导频符号的情况中的估计精度相当，而不需要反馈到发射器。
此外，在本实施例的说明中，辅助导频子载波的频谱的校正和时间滤波器的时间窗位置根据传播信道的延迟扩展信息和SNR被改变。即，用于实现估计精度的方法与上述第二实施例相同。然而，当对辅助导频子载波进行独立于传播信道的延迟扩展信息和SNR的特定频谱校正时，可实现与第一实施例所示的估计精度相当的估计精度。
工业应用
本发明可被用于通信装置。

Claims (16)

1.一种无线电通信系统，其中，OFDM发射装置在导频符号的信号频带外添加辅助导频子载波，及
其中，OFDM接收装置根据时间窗方法执行涉及辅助导频子载波的传播信道估计，所述无线电通信系统包括：
增益调整部分，所述增益调整部分配置用于根据衰减特性执行衰减，所述衰减特性适于随着与信号频带的距离的增加而减小子载波的幅值。
2.一种无线电通信系统，其中，OFDM发射装置在导频符号的信号频带外添加辅助导频子载波，及
其中，OFDM接收装置接收添加有辅助导频子载波的导频符号；
对接收的导频符号进行时间/频率转换；
对时间/频率转换得到的信号进行除以用于发射的代码的复数求商运算；
对复数求商运算得到的信号进行频率/时间转换；
通过减少或去除由频率/时间转换得到的信号的一部分的幅值，进行时间滤波处理；和
接着，对时间滤波处理得到的信号进行时间/频率转换以确定频率响应，所述无线电通信系统包括：
增益调整部分，所述增益调整部分配置为：对于由发射装置添加的辅助导频子载波、和复数求商运算得到的信号的频带中的至少一个，
执行根据衰减特性的衰减，复数求商运算得到的信号的频带包括所添加的辅助导频子载波，所述衰减特性适于随着与所述信号频带的距离增加而减小辅助导频子载波的幅值。
3.根据权利要求1或2所述的无线电通信系统，其特征在于，所述衰减特性为余弦函数。
4.根据权利要求1或2所述的无线电通信系统，其特征在于，所述衰减特性为汉明窗函数。
5.根据权利要求1或2所述的无线电通信系统，其特征在于，所述衰减特性根据与传播信道有关的信息改变。
6.根据权利要求2所述的无线电通信系统，其特征在于，进行时间滤波处理的期间的起始位置和期间长度中的至少一个依据传播信道的状态改变。
7.根据权利要求5或6所述的无线电通信系统，其特征在于，传播信道的状态为噪声量。
8.根据权利要求5或6所述的无线电通信系统，其特征在于，传播信道的状态为延迟扩展。
9.根据权利要求5所述的无线电通信系统，其特征在于，如果传播信道涉及很少噪声，则衰减特性为大旁瓣抑制量。
10.根据权利要求5所述的无线电通信系统，其特征在于，如果传播信道的延迟扩展小，则衰减特性为大旁瓣抑制量。
11.一种OFDM发射装置，所述OFDM发射装置包括：
导频码产生部分，所述导频码产生部分配置为在产生导频符号期间产生导频码，所述导频码在信号频带以外的至少一部分频带上包括辅助导频子载波，和
增益调整部分，所述增益调整部分配置用于随着与信号频带距离的增加而衰减辅助导频子载波的幅值。
12.根据权利要求11所述的OFDM发射装置，其特征在于，所述OFDM发射装置进一步包括：控制部分，所述控制部分用于根据与传播信道有关的信息控制增益调整部分的衰减特性。
13.一种OFDM接收装置，包括：
第一DFT部分，所述第一DFT部分配置用于接收添加有辅助导频子载波的导频符号，并对接收的导频符号进行时间/频率转换；
复数除法部分，所述复数除法部分配置用于对时间/频率转换得到的信号进行除以用于发射的代码的复数求商运算；
增益调整部分，配置用于执行校正以使得通过复数除法得到的信号的频带的幅值随着与信号频带之间距离的增加而衰减，通过复数除法得到的信号的频带包括所添加的辅助导频子载波；
IDFT部分，配置用于对幅值校正得到的信号进行频率/时间转换；
时间滤波部分，配置用于通过减少或去除由频率/时间转换得到的一部分信号的幅值来执行时间滤波处理；及
第二DFT部分，配置用于对时间滤波处理得到的信号进行时间/频率转换。
14.根据权利要求13所述的OFDM接收装置，所述OFDM接收装置进一步包括：控制部分，所述控制部分配置用于根据与传播信道有关的信息控制增益调整部分的衰减特性。
15.根据权利要求13所述的OFDM接收装置，所述OFDM接收装置进一步包括：控制部分，所述控制部分配置用于根据与传播信道有关的信息改变时间滤波期间的起始位置和宽度中的至少一个。
16.一种通信方法，其中，OFDM发射装置在导频符号的信号频带外添加辅助导频子载波，并且，OFDM接收装置根据时间窗方法执行涉及辅助导频子载波的传播信道估计，该通信方法包括：
根据衰减特性执行衰减的步骤，所述衰减特性适于随着与信号频带的距离的增加减小子载波的幅值。
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