CN101188448B - 一种智能天线的校准方法、装置及系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种智能天线的校准方法、装置及系统，其根据接收的导频符号，估计各个发射天线上对应子载波位置的频率响应、及各个发射天线上的信道冲击响应长度；利用所述信道冲击响应长度的最大值和各个发射天线上的频率响应，对各个发射天线上没有估计频率响应的子载波位置进行插值；根据插值后的频率响应计算各个发射天线的补偿系数，按照补偿系数对各个发射天线进行相应补偿，以使各个发射通路的频率响应一致。通过上述方案，本发明能够提高估计精度，减小运算量，降低干扰，实现更加简单灵活。

Description

一种智能天线的校准方法、装置及系统

技术领域

本发明涉及通信领域，尤其涉及一种OFDM-TDD系统中智能天线的校准方法、装置及系统。

背景技术

在正交频分复用-时分双工(OFDM-TDD：Orthogonal Frequency Division Multiplexing-Time Division Duplex)系统中，为降低终端之间的同频干扰，引进了智能天线技术。所述智能天线技术利用各个终端上行信道的信道估计，估计出期望终端的到达方向(DOA，Direction OfArrival)，根据该DOA在下行给各个天线附加适当的权重因子使波束指向期望终端，从而达到提高期望终端接收信号功率，降低终端之间的同频干扰。

然而，智能天线的使用有一个前提，即组成智能天线的各个天线阵元的电通道特性必须保持一致，这样才能保证波束主瓣指向期望终端的同时有小的副瓣。这种使组成智能天线各阵元电通道特性保持一致的技术也称作智能天线校准技术。

目前智能天线的校准方法分时域校准和频域校准两种，其分别是在时域和频域使各阵元电通道特性保持一致。结合OFDM系统的特点，现有在频域校准智能天线的方法主要是通过接收各个发射天线发射的频域导频序列，在接收端联合估计各个发射天线通路的频域响应，然后补偿各个发射天线频域响应的差别，从而实现各个发射天线发射电通道的频域校准。然而，在发射校准中，通常有N个发射通路(N为发射天线数)，该N个发射通路发射的信号叠加后在校准通路中接收，每一个发射通路的信号在校准通路中都受到其他发射通路噪声的影响，这样在接收端相当于降低了每一个发射通路导频符号的接收信噪比。

此外，针对长期演进项目(LTE，Long Time Evolution)系统的时隙结构，校准在上下行导频时隙的空闲时隙中进行，由于下行导频符号的回波，会对其后空闲时隙中的校准信号进行干扰，从而影响校准效果。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于提供一种OFDM-TDD系统中智能天线的校准方法、装置及系统，能够提高估计精度，减小运算量，降低干扰，实现起来更加简单、灵活。

实现本发明目的的技术方案如下：

一种智能天线的校准方法，包括：

根据接收的发射端将导频序列进行导频分配后获得的导频符号，估计各个发射天线上对应子载波位置的频率响应、及各个发射天线上的信道冲击响应长度；

利用所述信道冲击响应长度的最大值和各个发射天线上的频率响应，对各个发射天线上没有估计频率响应的子载波位置进行插值；

根据插值后的频率响应计算获得各个发射天线的补偿系数，该补偿系数用于对各个发射天线进行相应补偿。

优选的，按照频分复用方式产生导频符号。

优选的，按照码分复用方式产生导频符号。

优选的，还包括去除该导频符号中的循环前缀。

优选的，还包括对子载波的位置进行调整。

优选的，采用最小平方算法估计各个发射天线上对应子载波位置的频率响应。

优选的，对各个发射天线上没有估计频率响应的子载波频点采用最小均方误差算法插值。

此外，本发明提供一种智能天线的校准装置，包括：

子载波频率响应估计单元，用于根据接收的发射端将导频序列进行导频分配后获得的导频符号估计各个发射天线上对应子载波位置的频率响应；

信道冲击响应长度估计单元，用于估计各个发射天线上的信道冲击响应长度；

信道频率响应插值单元，用于利用所述信道冲击响应长度的最大值和各个发射天线上的频率响应，对各个发射天线上没有估计频率响应的子载波位置进行插值；

补偿系数计算单元，用于根据插值后的频率响应计算各个发射天线的补偿系数。

优选的，所述子载波频率响应估计单元采用最小平方算法估计各个发射天线上对应子载波位置的频率响应。

优选的，所述信道频率响应插值单元采用最小均方误差算法对各个发射天线上没有估计频率响应的子载波频点进行插值。

另外，本发明也提供一种智能天线的校准系统，包括发射端和接收端，其中，所述接收端包括：

子载波频率响应估计单元，用于根据接收的发射端将导频序列进行导频分配后获得的导频符号估计各个发射天线上对应子载波位置的频率响应；

信道冲击响应长度估计单元，用于估计各个发射天线上的信道冲击响应长度；

信道频率响应插值单元，用于利用所述信道冲击响应长度的最大值和各个发射天线上的频率响应，对各个发射天线上没有估计频率响应的子载波位置进行插值；

补偿系数计算单元，用于根据插值后的频率响应计算各个发射天线的补偿系数。

优选的，所述发射端包括导频符号产生单元，用于按照FDM方式产生导频符号。

优选的，所述发射端包括导频符号产生单元，用于按照CDM方式产生导频符号。

优选的，所述发射端还包括增加循环前缀单元，用于将导频符号中增加循环前缀；

相应的，所述接收端还包括去除循环前缀单元，用于将接收的导频符号去除循环前缀。

优选的，所述接收端还包括子载波位置调整单元，用于对子载波的位置进行调整。

优选的，所述子载波频率响应估计单元采用最小平方算法估计各个发射天线上对应子载波位置的频率响应。

优选的，所述信道频率响应插值单元采用最小均方误差算法对各个发射天线上没有估计频率响应的子载波频点进行插值。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

本发明提供一种OFDM系统中智能天线的校准方案，关键点是用较少的时间准确的估计出各个天线上的各个子载波的频率响应，同时将计算复杂度控制在一个可以接受的范围内。

本发明在频域对组成智能天线各阵元的电通道特性进行估计，给出了导频资源分配的CDM和FDM两种方式。利用导频的分配减少天线间的相互影响；在接收端用LS方法估计各个天线的信道响应；用MMSE方法进行各个子载波间的插值，同时进一步的压制噪声。由于MMSE算法中插值矩阵的计算可以用FFT/IFFT实现，从而减少了运算时间与运算量。这样，通过采用CDM(FDM)导频分配方案、LS算法及MMSE插值算法，提高了估计的精度，减小了运算量，且实现更加灵活简单。

在FDM方式中通过正交的导频设计，使各个天线上的导频在频域正交，这样在接收端相当于各个天线上的频率响应估计在错开的频点进行，从而通过不同频点上的噪声不会耦合的特性，避免了噪声的耦合。

在CDM方式中通过频域的相移因子实现时域的延迟，这样各个天线的有效导频实际上在时域是先后发送的，在每一个时间段只有一个发射天线进行校准，从而通过时分的特性也消除各个天线间噪声的耦合。

在接收端信道插值时采用了MMSE算法，该算法考虑了噪声的影响，通过选择σ的值，来进一步压制噪声。

此外，通过增加循环前缀来减小信道拖尾造成的干扰影响。利用选择循环前缀的长度来减少下行导频回波对校准导频符号的影响，由于在实际测试中可以发现在空闲时隙的前部干扰是比较强的，而后部的干扰比较弱，因此循环前缀加的越长，有效的校准导频符号越处于空闲时隙的后部，这样通过合理的选择循环前缀的长度，可以使干扰只存在于循环前缀信号中，从而尽可能的降低干扰，从而提高校准效果。

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步描述。

附图说明

图1是本发明智能天线校准方法流程图；

图2是本发明FDM导频分配示意图；

图3是本发明CDM导频分配示意图；

图4是本发明智能天线校准装置框图；

图5是本发明实现智能天线发射校准的系统示意图。

具体实施方式

本发明提出一种基于OFDM-TDD系统的调制解调特点，在频域对智能天线进行校准，使组成智能天线的各个阵元的电通道特性在频域上保持一致，其中包括振幅与相位的一致。智能天线的校准分为发射校准与接收校准，发射校准的原理是N根天线同时发，叠加后在1条接收校准通路中接收；而接收校准是校准通路发校准导频符号，由N根天线同时接收，对其中的任一根天线来讲，相当于发射校准中N＝1的情景，因此接收校准可以看作是发射校准的特例。下面以发射校准为例予以详细介绍。

首先，在发射端进行导频分配。

假设需要估计的子载波频点数为N_ea，实际估计的子载波频点为N_er，剩余的没有估计的子载波频点的频率响应依靠步骤6的子载波间插值算法实现。

(1)对于频分复用(FDM，Frequency Division Multiplex)方式，N_er的选择方法如下：

且N_er为2的幂次方数

将实际估计频率响应的N_er个子载波导频在K_a个天线上均匀分配，分配的方式如图2所示。

每一根天线上校准的子载波数为N_ant，则：

(2)对于码分复用(CDM，Code Division Multiplexing)方式，N_ant的选择方法如下：

且N_ant为2的幂次方数

其中K_I-1表示任意一根天线上两个子载波之间插值的点数。

将实际估计频率响应的N_ant个非零导频子载波在K_a个天线上均匀分配，分配的方式如图3所示。

然后，接收端收到导频符号后对其进行校准，如图1所示，具体过程包括以下步骤：

步骤1：接收端根据接收的导频符号，估计各个发射天线上对应子载波位置的频率响应。

(1)对于FDM方式

由R_i(k)，k＝1……N_er，得到各个发射天线的电通道频率特性LS估计如下：

$H_{\mathrm{LS},i}\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}\frac{R_i\left(k\right)}{X_i\left(k\right)}& \left\{k\right|X_i\left(k\right)\≠0\}\\ 0& \mathrm{else}\end{array}\right.$

(2)对于CDM方式

$H_{\mathrm{LS}}\left(k\right)=\frac{R\left(k\right)}{X_{1,\mathrm{phase}}\left(k\right)},k=1......N_{\mathrm{ant}}$

对其进行快速傅氏反变换(IFFT，Inverse Fast Fourier Transfer)变换，得到：

h_LS(n)＝ifft(H_LS，N_ant)，n＝1……N_ant

则：

h_LS，i(m)＝h_LS(n)，n＝(i-1)□shift+m，m＝1……shift

求其FFT变换

H_LS，i＝fft(h_LS，i，N_ant)

步骤2：估计各个发射天线上的信道冲击响应长度。

(1)对于FDM方式

将得到的H_LS，i(k)，k＝1……N_er进行IFFT反变换得到

h_LS，i(n)＝ifft(H_LS，i，N_er)，n＝1……N_er

求其功率得到：P_LS，i(n)＝|h_LS，i(n)|²，n＝1……N_er，定一个功率门限P_T，估计各个天线上的冲击响应长度为L_max，i＝max({n|P_LS，i(n)＞P_T})，定义

$L_{\max }=\max \{L_{\max ,1},L_{\max ,2}......L_{\max ,K_a}\}$

(2)对于CDM方式

由步骤1得到的h_LS，i出发计算，下面的步骤与FDM方式相同。

步骤3：利用所述的信道冲击响应长度的最大值和各个发射天线上的频率响应，对各个发射天线上没有估计频率响应的子载波位置进行插值。

(1)对于FDM方式

将H_LS，i(k)在尾部补N_ea-N_er个0，做矢量

做插值矩阵R_I＝W^HDW，其中

D＝diag{N_ea/K₀，…N_ea/K₀，0…0}，K₀＝L_max。

则插值后的各个天线的信道频率响应为：

H_mmse，i＝R_I(R_I+R_N，i)^-1H_LS，i

其中R_N，i＝σ·I，

为单位矩阵，σ为一个小值，设为0.01即可。

(2)对于CDM方式

将步骤1得到的H_LS，i进行插0操作，在每两个值之间插入K_I-1个0，得到的序列仍记为H_LS，i。后续的操作与FDM方式的方法相同。

步骤4：根据插值后的频率响应计算各个发射天线的补偿系数，根据补偿系数对各个发射天线进行相应补偿，以使各个发射通路的频率响应一致。

求各个发射天线通路的最大功率的平均值：

$P_{\mathrm{mean}}=\frac{1}{K_a}\underset{i=1}{\overset{K_a}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k}{\max }\left({\left|\right|H_{\mathrm{mmse},i}\left(k\right)\left|\right|}^2\right)$

其中||x||²表示求复数x的模的平方。

则每条链路上的补偿系数为：

$C_i=\frac{\mathrm{sqrt}\left(P_{\mathrm{mean}}\right)}{H_{\mathrm{mmse},i}\left(k\right)}k=1......N_{\mathrm{ea}},i=1......K_a$

用相应的补偿系数在基带对发射和接收的数据进行补偿，实现天线发射校准功能。

其中，还需要补充说明以下几点：

1、作为本发明应用的一个特定情况，即由于OFDM系统这种特定的调制方式，对导频符号的调制、发射、解调过程说明如下：

(1)对于FDM方式，假设发射的导频序列为X_i(k)k＝1……N_er，i＝1…K_a，那么发射的导频调制信号为：

x_i(n)＝ifft(X_i，N_er)，n＝1……N_er，i＝1……K_a

对每一个x_i信号加长度为L_CP(L_cp≥L_max，其中L_max为各个天线信道冲击响应的最大长度)的CP，得到

$x_{i,\mathrm{cp}}\left(m\right)=\left\{\begin{array}{cc}{x}_i\left(n\right),m=n+L_{\mathrm{cp}}& n=1......N_{\mathrm{er}}\\ x_i\left(n\right),m=1......L_{\mathrm{cp}}& n=N_{\mathrm{er}}-L_{\mathrm{cp}}+1......N_{\mathrm{er}}\end{array}\right.$

接收端收到的信号为：

$r_{\mathrm{cp}}\left(m\right)=\underset{i=1}{\overset{K_a}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i\left(m\right)*h_i\left(m\right)+n\left(m\right),m=1......N_{\mathrm{er}}+L_{\mathrm{cp}}$

其中h_i(m)表示每一根发射天线通道的信道冲击响应，n(m)表示高斯白噪声。算子*表示卷积。

在接收端经过去循环前缀(CP，Cylic Prefix)后得到的信号为：

r(m)＝r_cp(n)m＝1……N_er，n＝L_cp+1……N_er+L_cp

经过快速傅氏变换(FFT，Fast Fourier Transform)变换到频域得到的信号为：

$R\left(k\right)=\mathrm{fft}(r,N_{\mathrm{er}})$

$=\underset{i=1}{\overset{K_a}{\mathrm{\Σ}}}{X}_i\left(k\right)\·H_i\left(k\right)+N\left(k\right)k=1......N_{\mathrm{er}}$

其中N(k)＝fft(n，N_er)也是高斯白噪声；H_i(k)是每一根发射天线通道的频率响应。

(2)对于CDM方式

根据图3，可以看出各个天线上的导频是完全重叠的，在频域上会碰撞。为了避免碰撞，对不同天线上的导频进行相移，假设天线i上的导频符号为

X_i(k)，k＝1……N_ant，

注意X_i(k)中的元素构成Zadoff_chu序列。

相移的方法如下：

其中shift表示各个天线之间的相位偏移，假设各个天线电通道的冲击响应长度分别为

则

每一根天线上校准的非零子载波数为N_ant，且N_ant＞K_a·shift。

那么，每一根天线上发射的调制信号为：

x_i(n)＝ifft(X_i，phase，N_ant)，n＝1……N_ant，i＝1……K_a

对每一个x_i信号加长度为L_cp的CP(shift≤L_cp≤N_ant)，得到

$x_{i,\mathrm{cp}}\left(m\right)=\left\{\begin{array}{cc}{x}_i\left(n\right),m=n+L_{\mathrm{cp}}& n=1......N_{\mathrm{ant}}\\ x_i\left(n\right),m=1,......L_{\mathrm{cp}}& n=N_{\mathrm{ant}}-L_{\mathrm{cp}}+1......N_{\mathrm{ant}}\end{array}\right.$

接收端收到的信号为：

$r_{\mathrm{cp}}\left(m\right)=\underset{i=1}{\overset{K_a}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i\left(m\right)*h_i\left(m\right)+n\left(m\right),m=1......N_{\mathrm{ant}}+L_{\mathrm{cp}}$

其中h_i(m)表示每一根发射天线通道的信道冲击响应，n(m)表示高斯白噪声。算子*表示卷积。在接收端经过去CP后得到的信号为：

r(m)＝r_cp(n)m＝1……N_ant，n＝L_cp+1……N_ant+L_cp

经过FFT变换到频域得到的信号为：

$R\left(k\right)=\mathrm{fft}(r,N_{\mathrm{ant}})$

$=\underset{i=1}{\overset{K_a}{\mathrm{\Σ}}}{X}_i\left(k\right)\·H_i\left(k\right)+N\left(k\right)k=1......N_{\mathrm{ant}}$

2、上述步骤3和4之间还可以增加去频谱0点的步骤，即：

求每一个子载波上的功率P_i(k)＝|H_mmse，i(k)|²，k＝1……N_ea，i＝1……K_a，设定一个功率门限P_T0，认为H_mmse，i(k)＝0，if{k|P_i(k)＜P_T0}。并且将其标为不可用频点。

该步骤是为了消除频谱0点，因为频谱的0点是不可用点，这在实际的正常的天线发射通路中是比较少遇到的，只是一个偶然因素的考虑，来更完善该算法。

3、如果发射端发送的导频符号是按照FDM方式产生的，则接收端还包括对子载波的位置进行调整的步骤，具体如下：

由于在发射端的导频分配中，将子载波在各个天线之间分配，使各个天线所要估计的频率响应在频域上相互正交。在接收端要对子载波的位置进行重排，以获得各个天线输出的频率响应。

调整的方法如下：

调整前        调整后

式中的编号表示调整前后的接收数据对应的位置。箭头右边的每一列表示一个发射天线通道的导频符号输出，我们记为R_i(k)，k＝1……N_er。

如图4所示，为本发明校准装置框图。该装置位于接收端，包括：子载波频率响应估计单元41、信道冲击响应长度估计单元42、信道频率响应插值单元43、补偿系数计算单元44。

接收端接收的导频符号通过子载波频率响应估计单元41利用LS算法估计各个发射天线上对应子载波位置的频率响应；并由信道冲击响应长度估计单元42估计各个发射天线上的信道冲击响应长度；再通过信道频率响应插值单元43将估计信道冲击响应长度的最大值，利用各个发射天线上估计子载波频点的频率响应，利用MMSE算法对各个发射天线上没有估计频率响应的子载波频点进行插值；最后由补偿系数计算单元44根据插值后的各个发射天线的频率响应计算各个发射天线的补偿系数；计算获得的补偿系数用于对各个发射天线进行相应补偿，从而保证各个发射通路的频率响应一致。

为了更好的说明本发明方案，下面再通过一个具体实施例详细说明。图5为实现智能天线发射校准的系统示意图，具体过程如下：

首先由导频符号选取单元决定是采用CDM方式还是FDM方式，并产生相应的CDM(FDM)导频；导频符号分配单元将产生的导频在各个发射天线的各个子载波上分配，分配后的导频符号对应AC.1点，送入IFFT单元；将各个发射天线上的导频符号进行IFFT变换，变换到时域，时域的信号对应于AC.2点，送入CP增加单元；在CP增加单元中，将每一根发射天线上的时域导频符号加入CP，加入CP后的信号对应于AC.3点，送入发射机；

在发射机Tx中，将每一根发射天线上的加入CP的时域导频符号在相应发射天线上发送；在接收机Rx中，接收叠加以后的各个发射天线发射的校准导频符号，对应于AC.4点，送入CP去除单元；在CP去除单元中，将接收的信号去除CP，去除CP的信号对应于AC.5点，送入FFT单元；在FFT单元中，将接收的信号进行FFT变换，变换至频域，这时频域的信号对应于AC.6点，送入子载波位置调整单元；在子载波位置调整单元中，对于FDM方式，需要取出各个发射天线上各个频点的接收信号；对于CDM方式，这一步透传，没有任何操作。

子载波位置调整后的信号对应于AC.7点，送入子载波频率响应估计单元；在子载波频率响应估计单元中利用LS算法估计各个发射天线上对应子载波位置的频率响应，估计的频率响应信号对应于AC.8点，然后分别送入频率响应插值单元与信道冲击响应长度估计单元；在信道冲击响应长度估计单元中，估计各个发射天线上的信道冲击响应长度，取其最大值(AC.9点)，送入到信道频率响应插值单元；信道频率响应插值单元根据送入的各个发射天线上对应子载波位置的频率响应与冲击响应长度，利用各个发射天线上估计子载波频点的频率响应，对各个发射天线上没有估计频率响应的子载波频点进行最小均方误差(MMSE，Minimum Mean Square Error)插值，经过插值后的各个发射天线的频率响应信号对应于AC.10点，送入补偿系数计算单元；在补偿系数计算单元中，为了使各个发射天线频率响应一致，计算各个发射天线的补偿系数。

以上所述的本发明实施方式，并不构成对本发明保护范围的限定。任何在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的权利要求保护范围之内。

Claims (17)

1.一种智能天线的校准方法，其特征在于，包括：

根据接收的发射端将导频序列进行导频分配后获得的导频符号，估计各个发射天线上对应子载波位置的频率响应、及各个发射天线上的信道冲击响应长度；

利用所述信道冲击响应长度的最大值和各个发射天线上的频率响应，对各个发射天线上没有估计频率响应的子载波位置进行插值；

根据插值后的频率响应计算获得各个发射天线的补偿系数。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于：按照频分复用方式产生导频符号。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于：按照码分复用方式产生导频符号。

4.如权利要求2或3所述的方法，其特征在于：还包括去除该导频符号中的循环前缀。

5.如权利要求2所述的方法，其特征在于：还包括对子载波的位置进行调整。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于：采用最小平方算法估计各个发射天线上对应子载波位置的频率响应。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于：对各个发射天线上没有估计频率响应的子载波频点采用最小均方误差算法插值。

8.一种智能天线的校准装置，其特征在于，包括：

子载波频率响应估计单元，用于根据接收的发射端将导频序列进行导频分配后获得的导频符号估计各个发射天线上对应子载波位置的频率响应；

信道冲击响应长度估计单元，用于估计各个发射天线上的信道冲击响应长度；

信道频率响应插值单元，用于利用所述信道冲击响应长度的最大值和各个发射天线上的频率响应，对各个发射天线上没有估计频率响应的子载波位置进行插值；

补偿系数计算单元，用于根据插值后的频率响应计算各个发射天线的补偿系数。

9.如权利要求8所述的装置，其特征在于：所述子载波频率响应估计单元采用最小平方算法估计各个发射天线上对应子载波位置的频率响应。

10.如权利要求8所述的装置，其特征在于：所述信道频率响应插值单元采用最小均方误差算法对各个发射天线上没有估计频率响应的子载波频点进行插值。

11.一种智能天线的校准系统，包括发射端和接收端，其特征在于，所述接收端包括：

子载波频率响应估计单元，用于根据接收的发射端将导频序列进行导频分配后获得的导频符号估计各个发射天线上对应子载波位置的频率响应；

信道冲击响应长度估计单元，用于估计各个发射天线上的信道冲击响应长度；

信道频率响应插值单元，用于利用所述信道冲击响应长度的最大值和各个发射天线上的频率响应，对各个发射天线上没有估计频率响应的子载波位置进行插值；

补偿系数计算单元，用于根据插值后的频率响应计算各个发射天线的补偿系数。

12.如权利要求11所述的系统，其特征在于：所述发射端包括导频符号产生单元，用于按照FDM方式产生导频符号。

13.如权利要求11所述的系统，其特征在于：所述发射端包括导频符号产生单元，用于按照CDM方式产生导频符号。

14.如权利要求11所述的系统，其特征在于：所述发射端还包括增加循环前缀单元，用于将导频符号中增加循环前缀；相应的，所述接收端还包括去除循环前缀单元，用于将接收的导频符号去除循环前缀。

15.如权利要求12所述的系统，其特征在于：所述接收端还包括子载波位置调整单元，用于对子载波的位置进行调整。

16.如权利要求11所述的系统，其特征在于：所述子载波频率响应估计单元采用最小平方算法估计各个发射天线上对应子载波位置的频率响应。

17.如权利要求11所述的系统，其特征在于：所述信道频率响应插值单元采用最小均方误差算法对各个发射天线上没有估计频率响应的子载波频点进行插值。

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