CN101714967A - 信息处理器和信息处理方法、显示设备及程序 - Google Patents

Abstract

本发明提供了信息处理器和信息处理方法、显示设备及程序。信息处理器包括：接收部件，被配置来接收根据OFDM系统发送的OFDM信号；FFT运算部件，被配置来对OFDM信号在预定区间内的信号执行FFT；延迟谱估计部件，被配置来根据由接收部件接收的OFDM信号来估计延迟谱；符号间干扰量估计部件，被配置来通过使用由延迟谱估计部件估计出的延迟谱，来分别估计该预定区间内的多个候选的符号间干扰量；以及搜索部件，被配置来从该预定区间中的多个候选中搜索具有符号间干扰量估计部件所估计出的最小符号间干扰量的候选，并将关于这样搜出的候选的数据作为所述预定区间提供给FFT运算部件。

Description

信息处理器和信息处理方法、显示设备及程序

技术领域

本发明涉及信息处理器和信息处理方法、显示设备及程序，更具体地涉及在OFDM(正交频分复用)解调时完成FFT(快速傅立叶变换)处理的执行之后能够抑制信号质量恶化的信息处理器和信息处理方法、显示设备及程序。

背景技术

作为用于陆地数字广播的调制系统，提出了正交频分复用(OFDM)系统。该系统例如在日本专利特开2005-303440号公报被公开。OFDM系统指的是这样的系统，其中，使用了很多正交载波，并且利用相移键控(PSK)或正交幅度调制(QAM)来调制每一个正交载波。

在OFDM系统的情况下，由于整个传输频带被划分成很多子载波的部分，所以每一个子载波的频带变窄，并且传输速度变慢。但是，OFDM系统具有如下特征：当从总传输速度的角度考虑时，OFDM系统与现有调制系统并没有什么不同。

另外，OFDM系统还具有如下特征：因为很多子载波被相互并行地传输，所以符号速度变慢。由此，相对于一个符号的时间长度，可以缩短多径(multi-path)的时间长度。其结果是，OFDM系统还具有OFDM系统几乎不受多径影响的特征。

此外，在OFDM系统中，数据分别被分配给多个子载波。由此，可以通过使用在调制阶段用于执行逆傅立叶变换的逆快速傅立叶变换(IFFT)运算电路来配置发送电路。另外，可以通过使用在解调阶段用于执行傅立叶变换的快速傅立叶变换(FFT)运算电路来配置接收电路。

利用OFDM系统，以称为OFDM符号的度量单位来执行信号传输。

图1是示出OFDM符号的示图。

如图1所示，一个OFDM符号由作为在发送阶段执行IFFT处理的信号区间的有效符号与复制了有效符号的后半部分的波形的保护区间(下文中称为“GI”)组成。GI被插入在时间轴上有效符号之前的位置。

聚集如上所述的多个OFDM符号，从而形成一个OFDM传输帧。例如，综合服务数字广播-陆地(ISDB-T)标准被设置为用于日本的陆地数字广播的标准。在该ISDB-T标准中，从204个OFDM符号形成一个OFDM传输帧。

在用于接收OFDM传输帧的接收侧，为每一个OFDM符号的有效符号执行FFT处理，从而执行OFDM解调。

但是，在多径环境下，除了作为直接波的主波之外，在某些情况下还存在相对于主波延迟了预定时间之后到达的延迟波。在这样的情况下，即使对于同一OFDM符号，主波中的OFDM符号和延迟波中的OFDM符号的到达时间也不相同。于是，导致了符号间干扰(下文中称为“ISI”)，作为不同OFDM符号之间的干扰。

当延迟波在从主波的到达时间起不超过GI的时间范围内到达时，可以利用不受ISI影响的区间作为执行FFT处理的区间。其结果是，可以防止在完成FFT处理的执行之后的信号质量恶化。

发明内容

但是，在延迟波在从主波的到达时间起超过GI的时间范围内到达的情况下，即使在使用任何区间时，FFT处理也是对已受ISI影响的区间执行的。因此，完成FFT处理执行之后的信号受到ISI影响。

鉴于这样的情形而作出了本发明，因此希望提供能够在OFDM调制时抑制完成FFT处理执行之后的信号质量恶化的信息处理器和信息处理方法、显示设备及程序。

为了实现上述希望，根据本发明一个实施例，提供了一种信息处理器，其包括：接收部件，被配置来接收根据正交频分复用(OFDM)系统发送的OFDM信号；快速傅立叶变换(FFT)运算部件，被配置来对接收部件所接收的OFDM信号在预定区间内的信号执行FFT；延迟谱(delayprofile)估计部件，被配置来根据由接收部件接收的OFDM信号来估计延迟谱；符号间干扰量估计部件，被配置来通过使用由延迟谱估计部件估计出的延迟谱，来分别估计该预定区间内的多个候选的符号间干扰量；以及搜索部件，被配置来从该预定区间中的多个候选中搜索具有符号间干扰量估计部件所估计出的最小符号间干扰量的候选，并将关于这样搜出的候选的数据作为所述预定区间提供给FFT运算部件。

在符号间干扰量估计部件中，在与所述预定区间内的所述多个候选相对应的每一个滤波位置处分别布置表示符号间干扰区间的滤波系数在时间方向上变化并且变化形状是向下凸出形状的滤波器，并且通过使用所述滤波器对所述延迟谱执行滤波处理。其结果是，可以估计所述多个候选的符号间干扰量。

信息处理器还设有基准位置估计部件，该基准位置估计部件被配置来估计由所述延迟谱估计部件估计出的所述延迟谱的基准位置；并且所述符号间干扰量估计部件被使得通过使用关于所述基准位置估计部件所估计出的所述基准位置的数据来校正所述延迟谱。因此，符号间干扰量估计部件使得能够通过使用完成校正之后的延迟谱来估计符号间干扰量。

信息处理器还设有延迟扩展估计部件，该延迟扩展估计部件被配置来估计由所述延迟谱估计部件估计出的延迟谱的延迟扩展；并且所述搜索部件被使得将所述预定区间中的所述多个候选设置为主选择候选，基于由所述延迟扩展估计部件估计出的延迟扩展从所述主选择候选中选择次选择候选，并从这样选出的所述次选择候选中搜索具有由所述符号间干扰量估计部件估计出的最小符号间干扰量的候选。因此，搜索部件使得能够将关于这样搜出的候选的数据作为所述预定区间提供给所述FFT运算部件。

信息处理器还设有延迟扩展估计部件，该延迟扩展估计部件被配置来估计由所述延迟谱估计部件估计出的延迟谱的延迟扩展；并且所述符号间干扰量估计部件还被使得根据由所述延迟扩展估计部件估计出的延迟扩展来改变所述滤波器的形状。因此，符号间干扰量估计部件使得能够通过使用完成改变之后的滤波器来对所述延迟谱执行滤波处理。

根据本发明另一个实施例，提供了一种信息处理方法，该方法包括在接收到根据正交频分复用(OFDM)系统的OFDM信号的信息处理器对这样接收的OFDM信号在预定区间内的信号执行快速傅立叶变换(FFT)时的以下步骤：根据所接收的OFDM信号来估计延迟谱；通过使用这样估计出的延迟谱，来估计所述预定区间内的多个候选的符号间干扰量；以及从所述预定区间中的所述多个候选中搜索具有这样估计出的最小符号间干扰量的候选，并将这样搜出的候选确定为所述预定区间。

根据本发明又一个实施例，提供了一种用于指示计算机对一种接收装置进行控制的程序，该接收装置用于接收根据正交频分复用(OFDM)系统发送到其的OFDM信号，并对这样接收的OFDM信号在预定区间内的信号执行快速傅立叶变换(FFT)，所述程序包括如下步骤：根据所接收的OFDM信号来估计延迟谱；通过使用这样估计出的延迟谱，来估计所述预定区间内的多个候选的符号间干扰量；以及从所述预定区间中的所述多个候选中搜索具有这样估计出的最小符号间干扰量的候选，并将这样搜出的候选确定为所述预定区间。

在上述本发明的任意实施例中，接收根据OFDM系统所发送的OFDM信号，对这样接收的OFDM信号在预定区间中的信号执行快速傅立叶变换(FFT)，并根据这样接收的OFDM信号来估计延迟谱。此外，通过使用这样估计出的延迟谱来估计预定区间中的多个候选的符号间干扰量，并从该预定区间中的多个候选中搜索具有这样估计出的最小符号间干扰量的候选，并将这样搜出的候选确定为该预定区间。

根据本发明又一个实施例，提供了一种显示设备，其包括：接收部件，被配置来接收根据正交频分复用(OFDM)系统所发送的(OFDM)信号；快速傅立叶变换(FFT)运算部件，被配置来对由所述接收部件接收的OFDM信号在预定区间内的信号执行FFT；显示部件，被配置来在其上显示与由所述FFT运算部件执行了FFT的OFDM信号相对应的图像；延迟谱估计部件，被配置来根据由所述接收部件接收的所述OFDM信号来估计延迟谱；符号间干扰量估计部件，被配置来通过使用由所述延迟谱估计部件估计出的延迟谱，来分别估计所述预定区间内的多个候选的符号间干扰量；以及搜索部件，被配置来从所述预定区间中的所述多个候选中搜索具有所述符号间干扰量估计部件所估计出的最小符号间干扰量的候选，并将关于这样搜出的候选的数据作为所述预定区间提供给所述FFT运算部件。

在上述本发明的实施例中，接收根据OFDM系统所发送的OFDM信号，对这样接收的OFDM信号在预定区间中的信号执行快速傅立叶变换(FFT)，显示与执行了FFT的OFDM信号相对应的图像，并根据这样接收的OFDM信号来估计延迟谱。此外，通过使用这样估计出的延迟谱来估计预定区间中的多个候选的符号间干扰量，从该预定区间中的多个候选中搜索具有这样估计出的最小符号间干扰量的候选，并将这样搜出的候选确定为该预定区间。

根据本发明可以在OFDM解调时完成FFT处理的执行之后抑制信号质量的恶化。

附图说明

图1是示出OFDM符号的示图；

图2是示出根据本发明第一实施例的OFDM解调器的配置的框图；

图3是说明由图2所示的第一实施例的OFDM解调器执行的处理的流程图；

图4是示出SP信号向子载波的分配的示图；

图5是示出图2所示的第一实施例的OFDM解调器中的符号同步部件的详细配置的框图；

图6A和6B分别是说明使用延迟谱来估计ISI量的示图和时线图(time-line chart)；

图7是示出ISI估计滤波器的滤波形状的图形表示；

图8是示出延迟谱与ISI估计滤波器的滤波形状相互重叠的状态的图形表示；

图9A、9C和9E以及图9B、9D和9F分别是说明由图5所示的ISI估计部件执行的处理的图形表示和时线图；

图10A、10B和10C分别是说明图5所示的最小值搜索部件对FFT起始时间候选的搜索结果的时线图、图形表示和示图；

图11是说明由图5所示的符号同步部件执行的处理的流程图；

图12A和12D、图12B和12E以及图12C和12F分别是说明前回波(pre-echo)和后回波(post-echo)的示图、时线图和图形表示；

图13是示出根据本发明第二实施例的OFDM解调器的配置的框图；

图14是示出图13所示的符号同步部件的详细配置的框图；

图15A和15B分别是说明由图14所示的重心位置校正部件对延迟谱进行的校正的时线图；

图16是说明由图14所示的符号同步部件执行的处理的流程图；

图17是示出根据本发明第三实施例的OFDM解调器的配置的框图；

图18A和18B分别是说明延迟扩展的示图和时线图；

图19是示出图17所示的符号同步部件的详细配置的框图；

图20A、20B和20C分别是说明由图19所示的滤波形状可变ISI估计部件执行的处理的示图、时线图和图形表示；

图21A和21B分别是示出图19所示的最小值搜索部件对FFT起始时间候选的搜索结果的图形表示和示图；

图22是说明由图19所示的符号同步部件执行的处理的流程图；

图23是示出根据本发明第四实施例的OFDM解调器的配置的框图；

图24是示出图23所示的符号同步部件的详细配置的框图；

图25A和25B分别是示出在图24所示的ISI估计部件处接收的OFDM时域信号的示图和时线图；

图26A和26B分别是说明由图24所示的搜索范围限制最小值搜索部件执行的处理的图形表示和示图；

图27是说明由图24所示的符号同步部件执行的处理的流程图；以及

图28是示出应用了本发明的计算机的硬件配置的框图。

具体实施方式

在下文中，将参考附图主要详细描述根据本发明四个实施例(下文中分别称为第一到第四实施例)的信息处理器。因此，现在将以下面的顺序来给出描述。

1.第一实施例(通过使用延迟谱来获得合适的FFT区间的实施例)。

2.第二实施例(出于获取正确延迟谱的目的而对多个延迟谱进行校正的实施例)。

3.第三实施例(获得适合于执行FFT窗处理(window processing)的FFT区间的实施例)。

4.第四实施例(获得适合于执行FFT窗处理的FFT区间的另一个实施例)。

<1.第一实施例>

[OFDM解调器的配置]

图2是示出根据本发明第一实施例的作为信息处理器的OFDM解调器的配置的框图。

第一实施例的OFDM解调器10设有天线11、调谐器12、模数(A/D)转换部件13、正交解调部件14、符号同步部件15和FFT部件16。此外，OFDM解调器10还设有SP提取部件17、时间方向传输路径估计部件18、频率插值(interpolating)滤波器选择部件19、频率插值部件20、除法部件21、纠错部件22和显示部件23。

[OFDM解调器10的处理]

图3是说明由OFDM解调器10执行的处理(下文中称为“OFDM解调处理”)的流程图。

在步骤S1中，调谐器12将在天线11接收的RF信号频率变换为IF信号，并将得到的IF信号提供给A/D转换部件13。

在步骤S2中，A/D转换部件13对提供给其的IF信号执行A/D转换，并将得到的数字化IF信号提供给正交解调部件14。

在步骤S3中，正交解调部件14通过使用具有预定频率(载波频率)的载波信号对数字化IF信号进行正交解调，并输出基带的OFDM信号。

从正交解调部件14输出的基带OFDM信号在FFT运算之前是所谓的OFDM时域信号。正交解调的结果是，OFDM时域信号变为其中包含实轴分量(I通道信号)和虚轴分量(Q通道信号)的复信号。OFDM时域信号随后被提供给FFT部件16。

在步骤S4中，符号同步部件15通过使用从时间方向传输路径估计部件18发送而来的传输路径估计值组来确定FFT起始时间，并将关于FFT起始时间的数据提供给FFT部件16。这里，FFT起始时间指的是执行FFT处理的区间(下文中称为“FFT区间”)的起始时间。其结果是，FFT区间也被确定。由符号同步部件15执行的该一系列处理在下文中将被称为“符号同步处理”。后面将描述符号同步部件15和符号同步处理的细节。

在步骤S5中，FFT部件16对OFDM时域信号在基于FFT起始时间的FFT区间的范围内的数据执行FFT运算处理。通过执行FFT运算处理而获得的信号是所谓的在完成FFT运算的执行之后的频域信号。据此，在下文中，对OFDM时域信号执行FFT运算之后的信号将被称为“OFDM频域信号”。也就是说，从FFT部件16输出了OFDM频域信号，该信号要被提供给SP提取部件17和除法部件21的每一个。

在步骤S6中，SP提取部件17从OFDM频域信号中提取SP信号，并去除SP信号的调制分量。其结果是，在SP信号的各个位置处的传输路径特性被估计，并且SP信号被从SP提取部件17提供给时间方向传输路径估计部件18。

这里，SP信号指的是用于估计OFDM接收机侧的传输路径特性(频率特性)的散射导频信号(scattered pilot signal)。

除了用来传输数据的数据载波之外，SP信号还作为形成OFDM传输帧的OFDM符号存在。也就是说，SP信号也被分配给各个子载波。

图4示出了示出向各个子载波分配SP信号的示图。在图4中，一个圆圈符号表示一个OFDM符号。白圆圈符号表示作为传输对象的数据载波。此外，黑圆圈符号表示SP信号。

SP信号是具有已知幅度和相位的复向量。如图4所示，在OFDM传输帧中每三个子载波地布置SP信号。各自作为传输对象的数据载波被布置在每两个SP信号之间。在OFDM接收机中，在由于传输路径特性的影响而失真的状态下获得SP信号。通过相互比较接收阶段的SP信号和发送阶段的已知SP信号来获取传输特性。

返回来参考图3，在步骤S7中，时间方向传输路径估计部件18基于在SP信号的各个位置处的传输路径特性，估计在每一个OFDM符号其中布置有SP信号的子载波的时间方向上的传输路径特性。其结果是，对于所有OFDM符号，在频率方向上估计出每三个子载波的传输路径特性，并且关于这样估计出的传输路径特性的数据被从时间方向传输路径估计部件18输出。

应当注意，从时间方向传输路径估计部件18输出的数据被称为其中包含SP信号的子载波的传输路径估计值组。另外，其中包含SP信号的子载波的传输路径估计值组被适当地简称为传输路径估计值组。其中包含SP信号的子载波的传输路径估计值组被提供给符号同步部件15、频率插值滤波器选择部件19和频率插值部件20的每一个。

在步骤S8中，频率插值滤波器选择部件19基于其中包含SP信号的子载波的传输路径估计值组，选择在频率插值部件20中使用的频率插值滤波器的滤波器种类。频率插值滤波器选择部件19将表示这样选出的滤波器种类的频率插值滤波器选择信号提供给频率插值部件20。

在步骤S9中，频率插值部件20通过使用具有由频率插值滤波器选择信号表示的滤波器种类的频率插值滤波器，来对其中包含SP信号的子载波的传输路径估计值组执行滤波处理，从而估计频率方向的传输路径特性。其结果是，所有子载波的传输路径估计值组被获得，并且被从频率插值部件20提供给除法部件21。

在步骤S10，除法部件21将从FFT部件16发送来的每一个子载波的OFDM频域信号除以相应一个子载波的传输路径估计值。其结果是，执行了对传输路径的补偿。除法部件21将得到的针对每一个子载波的OFDM频域信号作为完成OFDM解调之后的信号输出到后续级中的电路。应当注意，这样输出的完成OFDM解调之后的信号在下文中将被称为“OFDM解调输出信号”。

OFDM解调输出信号被提供给纠错部件22。纠错部件22对在发送侧经过交织的信号执行解交织处理。其结果是，通过收缩译码(depuncture)、维特比译码、扩散信号(diffusion signal)去除和ReedSolomon(RS)译码而获得解码后的数据，然后将该解码后的数据从纠错部件22输出到显示部件23。显示部件23在其上显示与解码后的数据相对应的图像。

以下，将参考图5至图10A-10C描述符号同步部件15的细节。

[符号同步部件15的配置]

图5是示出图2所示的符号同步部件15的详细配置的框图。

符号同步部件15包括IFFT部件41、ISI估计部件42和最小值搜索部件43。

IFFT部件41对传输路径估计值组执行逆FFT变换(下文中称为“IFFT处理”)，并将得到的延迟谱提供给ISI估计部件42。

这里，延迟谱指的是从发送侧的装置(未示出)延伸至OFDM解调器10的传输路径在时域中的脉冲响应。

注意，在图5的用语“包含SP信号的子载波的传输路径估计值组”下方指示的箭头表示一个传输路径估计值。由此可见，传输路径估计值分别被赋予了子载波号。但是，当然，其中包含SP信号的子载波的传输路径估计值组中不包含关于其中包含SP信号的子载波以外的子载波的传输路径估计值。因此，应当注意，关于其中包含SP信号的子载波以外的子载波的子载波号的传输路径估计值各自变为零。

ISI估计部件42顺序地设置在FFT起始时间的候选(下文中称为“FFT起始时间候选”)，并顺序地估计FFT起始时间候选的ISI量。在完成对所有FFT起始时间候选估计ISI量之后，ISI估计部件42将所有FFT起始时间候选的每一个ISI量提供给最小值搜索部件43。

也就是说，例如，ISI估计部件42分别在与FFT起始时间候选相对应的各个滤波位置处布置预定滤波器。例如，ISI估计部件42布置了具有图5所示的ISI估计部件42的框中所图示的滤波形状的滤波器。该滤波器将在下文中被称为“ISI估计滤波器”。注意，后面将参考图7等描述ISI估计滤波器的细节。ISI估计部件42通过使用ISI估计滤波器对完成IFFT处理的执行之后的延迟谱执行滤波处理，从而分别估计各个FFT起始时间候选的ISI量。其结果是，分别估计出各个FFT区间候选的ISI量。

最小值搜索部件43从所有FFT起始时间候选中搜索具有最小ISI量的FFT起始时间候选，并输出这样搜索到的具有最小ISI量的FFT起始时间候选作为FFT起始时间。也就是说，例如，最小值搜索部件43搜索在图5所示的最小值搜索部件43的框中图示出的、作为最小点描述的黑色三角标记▲所指示的FFT起始时间候选，并输出由黑色三角标记▲指示的FFT起始时间候选作为FFT起始时间。其结果是，也确定了FFT区间。

[使用延迟谱估计ISI量]

图6A和6B分别是说明使用延迟谱估计ISI量的示图和时线图。

图6A是示出在多径环境下OFDM时域信号的结构的示图。此外，图6B是示出延迟谱的时线图。

在图6A和6B中，水平向右方向示出了时间方向，且各个时间分别表示OFDM时域信号的到达时间。

在图6A中，存在三条路径p1到p3，每一条路径都包含OFDM时域信号的直接波。

在图6A中，路径p1到p3的垂直宽度分别是等效于路径p1到p3的功率(下文中称为“路径功率”)的宽度。

在图6B中，分别以箭头形式表示路径p1到p3的延迟谱pp1到pp3。延迟谱pp1到pp3的到达时间分别表示路径p1到p3的有效符号YS和GI之间的时间。另外，延迟谱pp1到pp3的箭头长度是等效于路径p1到p3的路径功率的长度。注意，延迟谱pp1到pp3的箭头长度(路径功率)在下文中将分别被表示为“P1到P3”。

注意，在图6A中，刚好在各自作为FFT运算处理的对象的OFDM符号(图中用标号GI和YS标明的OFDM符号)之前的OFDM符号将在下文中被称为“前置OFDM符号MS”。另外，在各自作为FFT运算处理的对象的OFDM符号之后的OFDM符号在下文中将分别被称为“后置OFDM符号TS”。注意，这些假设也适用于下面的描述。

针对所有路径对经各路径的ISI侵蚀(erosion)的区间(下文中称为“ISI侵蚀区间”)的长度与路径功率的乘积求和，以该和的形式来获得ISI量。

现在，假设设置了如图6B所示的FFT区间候选。

在这种情况下，当以路径p1作为基准来考虑时，路径p2的ISI发生在除了作为路径p2的FFT运算处理对象的OFDM符号之外的OFDM符号中的FFT区间候选部分(图6A中由标号ISI标明的部分)中。该部分在时间方向上的长度在下文中将被称为“ISI侵蚀区间dt2”。另外，路径p3的ISI发生在除了作为路径p3的FFT运算处理对象的OFDM符号以外的OFDM符号中的FFT区间候选部分(图6A中由标号ISI标明的部分)中。该部分在时间方向上的长度在下文中将被称为“ISI侵蚀区间dt3”。在这种情况下，ISI量被估计为(dt2×P2+dt3×P3)。

注意，在图6A中，路径p2的ISI和路径p3的ISI分别发生在前置OFDM符号MS中。但是，应当注意，取决于FFT区间候选，ISI也可以发生在后置OFDM符号TS中。

可以通过使用ISI估计滤波器对延迟谱执行滤波处理来实现上述用于估计ISI量的运算。

[ISI估计滤波器的滤波形状]

图7是示出ISI估计滤波器的滤波形状的图形表示。

在图7中，纵轴表示增益形式的滤波系数，横轴表示抽头索引(tapindex)。注意，这也适用于示出ISI估计滤波器的滤波形状的任何后续图形表示。

图7所示的ISI估计滤波器FI具有如下形状：滤波系数在与GI的长度区间(下文中称为“GI区间”)相对应的抽头索引区间中变为零。注意，GI区间在时间上的后端(back end)(图中的GI区间的右端)在下文中将被称为“后端f1”。此外，GI区间在时间上的前端(front end)(图中的GI区间的左端)在下文中将被称为“前端f2”。并且，ISI估计滤波器FI具有如下形状：对于相对于后端f1的时间在后区间而言，滤波系数与离后端f1的距离(下文中称为“后端距离”)成比例增长。也就是说，ISI估计滤波器FI对于相对于后端f1的时间在后区间而言，具有梯度为α1(α1＞0)的线性线的形状。注意，梯度α1表示滤波系数相对于后端距离的增长率。虽然梯度α1可以具有任意值，但是在第一实施例中梯度α1被假设为1。另外，ISI估计滤波器FI还具有如下形状：对于相对于前端f2的时间在前区间而言，滤波系数与离前端f2的距离(下文中将称为“前端距离”)成比例地增长。也就是说，ISI估计滤波器FI对于相对于前端f2的时间在前区间而言，具有梯度为α2(α2＜0)的线性线的形状。注意，梯度α2表示滤波系数相对于前端距离的增长率。虽然梯度α2可以具有任意值，但是在第一实施例中梯度α2被假设为-1。

但是，图7所示的ISI估计滤波器的滤波形状仅仅是ISI估计滤波器FI的滤波形状的一个示例。ISI估计滤波器FI只要其具有向下凸出的形状就足矣。

[通过滤波处理来估计ISI量的原理]

接下来，将描述通过使用ISI估计滤波器FI执行滤波处理来估计ISI量的原理。

图8是示出延迟谱和ISI估计滤波器FI的滤波形状相互重叠的状态的图形表示。

在图8中，横轴表示到达时间。此外，纵轴(未示出)对于延迟谱而言表示路径功率，而对于ISI估计滤波器FI而言表示滤波系数。注意，这同样适用于各自示出延迟谱和ISI估计滤波器的形状相互重叠的状态的任何后续图。

注意，图8所示的延迟谱pp1到pp3分别与图6B所示的延迟谱pp1到pp3相同。另外，图8所示的ISI估计滤波器FI与图7所示的ISI估计滤波器FI相同。

如图8所示，ISI估计滤波器FI被布置为使得前端f2与FFT区间候选的时间上的前端(FFT起始时间候选)相一致(因此，使用前端f2处的到达时间作为FFT起始时间候选)。参考图8，虽然延迟谱pp1位于GI区间之内，但是延迟谱pp2和pp3存在于时间上分别位于后端f1之后的到达时间。现在，延迟谱pp2和pp3的后端距离分别被设置为DT2和DT3。在这种情况下，应用于延迟谱pp1的滤波系数为零。应用于延迟谱pp2的滤波系数成为延迟谱pp2的后端距离DT2。此外，应用于延迟谱pp3的滤波系数成为延迟谱pp3的后端距离DT3。

ISI估计部件42通过使用ISI估计滤波器FI对完成IFFT处理的执行之后的所有数据执行滤波处理。其结果是，完成IFFT处理的执行之后的所有数据被代入式(1)进行运算。结果，估计出ISI量：

其中，NN表示完成IFFT处理的执行之后的所有数据的数据点的数目(IFFT点的数目)。

在图8中，在完成IFFT处理的执行之后的所有数据中，具有作为(数据功率×滤波系数)的不为零的值的数据如下所示。也就是说，这样的数据仅仅是在与延迟谱pp2相对应的数据点的(P2×DT2)和在与延迟谱pp3相对应的数据点的(P3×DT3)。因此，完成IFFT处理的执行之后的所有数据被代入式(1)进行运算，结果获得了处理结果(P2×DT2+P3×DT3)。注意，后端距离DT2等于先前所述的ISI侵蚀区间dt2。此外，后端距离DT3等于先前所述的ISI侵蚀区间dt3。因此，该处理结果与(P2×dt2+P3×dt3)(即，先前所述的ISI量)一致。

可以以使用ISI估计滤波器FI执行滤波处理的方式来估计ISI量。在后续描述中，基本上采用估计ISI量的技术。

[ISI估计部件42的处理]

图9A到9F分别是说明由图5所示的ISI估计部件42执行的处理的图形表示。

图9A、9C和9E分别是各自示出延迟谱与ISI估计滤波器FI的滤波形状相互重叠的状态的图形表示。此外，图9B、9D和9F分别是示出FFT起始时间候选的ISI量的图形表示。

在图9B、9D和9F的每一个中，横轴表示FFT起始时间候选，且纵轴(未示出)表示ISI量。注意，这同样适用于各自针对FFT起始时间候选而示出ISI量的任何后续图。

图9A、9C和9E的每一个的延迟谱pp1到pp3分别与图6所示的延迟谱pp1到pp3相同。另外，图9A、9C和9E的每一个的ISI估计滤波器FI与图7所示的ISI估计滤波器FI相同。

注意，在图9A到9F的每一个中，ISI估计滤波器的滤波部件的数目为N。另外，从到达时间的顺序较早的滤波位置开始扫描(sweep)ISI估计滤波器。注意，从到达时间较早的滤波位置开始的第x个滤波位置在下文中将被称为第x(1≤x≤N)个滤波位置。

当在FFT起始时间候选为t1时(在FFT起始时间候选对应于第一滤波位置之时)开始扫描时，例如，在图9A和9B中，在GI区间中仅包含延迟谱pp1到pp3中的延迟谱pp1。

ISI估计部件42使用ISI估计滤波器FI对完成IFFT处理的执行之后的所有数据执行滤波处理。其结果是，完成IFFT处理的执行之后的所有数据被代入式(1)进行运算。结果估计出ISI量。

参考图9A，在完成IFFT处理的执行之后的所有数据中，仅延迟谱pp1到pp3具有作为路径功率的不为零的值。延迟谱pp1到pp3中的延迟谱pp1位于GI区间内。延迟谱pp2和pp3在时间上各自位于后端f1之后。延迟谱pp2和pp3的后端距离分别为DT2a和DT3a。因此，应用于延迟谱pp1、pp2和pp3的滤波系数分别是0、DT2a和DT3a。在完成IFFT处理的执行之后的所有数据之中，具有作为(路径功率×滤波系数)的不为零的值的数据如下所示。也就是说，这样的数据是在与延迟谱pp2相对应的数据点的(P2×DT2a)和在与延迟谱pp3相对应的数据点的(P3×DT3a)。因此，完成IFFT处理的执行之后的所有数据被代入式(1)进行运算，结果获得了处理结果(P2×DT2a+P3×DT3a)。其结果是，FFT起始时间候选t1的ISI量D1被估计为(pp2×DT2a+pp3×DT3a)。图9B示出了这样估计出的ISI量D1。

此外，ISI估计部件42将ISI估计滤波器FI重新布置在当前的第一滤波位置后面(在图中的右手方向上)的第二滤波位置处。

同样地，FFT起始时间候选t2及其后的ISI量被估计出。

也就是说，在FFT起始时间候选tk(2≤k≤N-1)之时(在第k个滤波位置的时间处)，例如，在图9C和9D中，延迟谱pp1到pp3中的延迟谱pp1到pp2位于GI区间内。

ISI估计部件42使用ISI估计滤波器FI对完成IFFT处理的执行之后的所有数据执行滤波处理。其结果是，完成IFFT处理的执行之后的所有数据被代入式(1)进行运算。结果估计出ISI量。

参考图9C，在完成IFFT处理的执行之后的所有数据中，仅延迟谱pp1到pp3具有作为路径功率的不为零的值。延迟谱pp1到pp3中的延迟谱pp1和pp2各自位于GI区间内。延迟谱pp3在时间上位于后端f1之后。延迟谱pp3的后端距离为DT3b。因此，应用于延迟谱pp1、pp2和pp3的滤波系数分别为0、0和DT3b。因此，在完成IFFT处理的执行之后的所有数据中，具有作为(路径功率×滤波系数)的不为零的值的数据为在与延迟谱pp3相对应的数据点的(P3×DT3b)。因此，完成IFFT处理的执行之后的所有数据被代入式(1)进行运算，结果获得了处理结果(P3×DT3b)。其结果是，FFT起始时间候选tk的ISI量Dk被估计为(pp3×DT3b)。图9D示出了这样估计出的ISI量Dk。

此外，ISI估计部件42将ISI估计滤波器FI重新布置在第(k+1)个滤波位置，该第(k+1)个滤波位置在当前的第k个滤波位置后面预定时间处。

在FFT起始时间候选tk之时，不仅延迟谱pp1而且延迟谱pp2也位于GI区间内。剩下的谱pp3的后端距离DT3b比FFT起始时间候选t1之时的后端距离DT3a短。因此，在FFT起始时间候选tk的ISI量Dk小于在FFT起始时间候选t1的ISI量D1。

同样地，FFT起始时间候选t(k+1)及其后的ISI量被估计出。

在FFT起始时间候选tN之时(在第N个滤波位置的时间处)，例如，在图9E和9F中，延迟谱pp1到pp3中仅延迟谱pp3包含在GI区间内。

ISI估计部件42使用ISI估计滤波器FI对完成IFFT处理的执行之后的所有数据执行滤波处理。其结果是，完成IFFT处理的执行之后的所有数据被代入式(1)进行运算。结果估计出ISI量。

参考图9E，在完成IFFT处理的执行之后的所有数据中，仅延迟谱pp1到pp3具有作为路径功率的不为零的值。延迟谱pp1到pp3中的延迟谱pp3位于GI区间内。延迟谱pp1和pp2在时间上各自位于前端f2之前。延迟谱pp1和pp2的前端距离分别为DT1c和DT2c。因此，应用于延迟谱pp1、pp2和pp3的滤波系数分别为DT1c、DT2c和0。因此，在完成IFFT处理的执行之后的所有数据中，具有作为(路径功率×滤波系数)的不为零的值的数据如下所示。也就是说，这样的数据是在与延迟谱pp1相对应的数据点的(P1×DT1c)和在与延迟谱pp2相对应的数据点的(P2×DT2c)。因此，完成IFFT处理的执行之后的所有数据被代入式(1)进行运算，结果获得了处理结果(P1×DT1c+P2×DT2c)。其结果是，FFT起始时间候选tN的ISI量DN被估计为(P1×DT1c+P2×DT2c)。图9F示出了这样估计出的ISI量DN。

在FFT起始时间候选tN之时，在GI区间中仅包含具有小路径功率的延迟谱pp3。因此，在FFT起始时间候选tN的ISI量DN大于在FFT起始时间候选tk的ISI量Dk。

以上述方式分别估计出所有FFT起始时间候选t1到tN的ISI量。其结果是，如图9F所示，所有FFT起始时间候选的IFI量中的每一个变化，从而具有向下凸出的形状。结果，如以下将描述的，可以搜出具有最小ISI量的FFT起始时间候选。

[最小值搜索部件43的搜索结果]

图10A到10C分别是说明由图5所示的最小值搜索部件43作出的对FFT起始时间候选的搜索结果的时线图、图形表示和示图。

图10A是示出延迟谱的时线图。图10B是示出关于FFT起始时间候选的ISI量的图形表示。此外，图10C是示出OFDM时域信号的结构的示图。

图10A所示的延迟谱pp1到pp3分别与图6所示的延迟谱pp1到pp3相同。另外，图10B所示的FFT起始时间候选的ISI量分别与图9F所示的FFT起始时间候选的ISI量相同。

参考图10B，所有ISI量中的最小ISI量是ISI量Dk。因此，获得ISI量Dk之时的FFT起始时间候选(FFT起始时间候选tk)被搜出作为FFT起始时间。

如图10C所示，该FFT起始时间与路径p1的GI和有效符号YS之间的边界一致。在这种情况下，可以了解，仅具有最小路径功率的路径p3受到ISI影响，并且ISI量毫无疑问变为最小。

[符号同步部件15的处理]

图11是说明由图5所示的符号同步部件15执行的处理(图3所示的步骤S4中的符号同步处理)的流程图。

在步骤S21中，符号同步部件15的IFFT部件41对传输路径估计值组执行IFFT处理，从而获得延迟谱。

在步骤S22中，ISI估计部件42在扫描ISI估计滤波器的同时对延迟谱执行滤波处理，从而估计FFT起始时间候选的ISI量。

在步骤S23中，最小值搜索部件43搜索具有最小ISI量的FFT起始时间候选作为FFT起始时间，并输出关于具有最小ISI量的FFT起始时间候选的数据。

<2.第二实施例>

接下来，将详细描述根据本发明第二实施例的OFDM解调器。

在第二实施例的OFDM解调器的情况下，出于获取正确延迟谱的目的而对延迟谱进行校正。

注意，为了辅助理解第二实施例的OFDM解调器，现在将针对获取正确延迟谱的校正目的进行描述。

如前所述，在ISDB-T标准中，以每三个子载波中布置一个的方式来布置SP信号。因此，当对其中包含SP信号的传输路径估计值组执行IFFT处理时，出现了对每1/3个有效符号Tu(Tu/3)进行折叠(alias)而导致的虚幻(phantom)延迟谱。换而言之，即使对于相同的其中包含SP信号的子载波的传输路径估计值组，也可能有两种情况，即，以下将描述的前回波的情况和后回波的情况。

[前回波和后回波]

图12A和12D、图12B和12E以及图12C和12F分别是说明前回波和后回波的示图、时线图和图形表示。

图12A是示出在前回波的情况中的OFDM时域信号的结构的示图。图12B是示出在前回波的情况中的延迟谱的时线图。图12C是示出在前回波的情况中的传输路径估计值组的图形表示。此外，图12D是示出在后回波的情况中的OFDM时域信号的结构的示图。图12E是示出在后回波的情况中的延迟谱的时线图。图12F是示出在后回波的情况中的传输路径估计值组的图形表示。

参考图12A，OFDM时域信号包括路径p1和路径p2。当路径p2被设置为基准时，路径p1在设为基准的路径p2之前。前回波指的是这样的在前路径。在这种情况下，如图12B所示，路径p1的延迟谱pp1也在时间上位于设为基准的路径p2的延迟谱pp2之前。图12C示出了在完成与这些延迟谱pp1和pp2相对应的IFFT处理的执行之前的传输路径估计值组。

参考图12D，OFDM时域信号包括路径p2和路径p3。这里，路径p2与图12A所示的路径p2相同。当路径p2被设为基准时，路径p3相对于设为基准的路径p2被延迟了。后回波指的就是这样的延迟路径。在这种情况下，如图12E所示，路径p3的延迟谱pp3也在时间上位于设为基准的路径p2的延迟谱pp2之后。图12F示出了在完成与这些延迟谱pp1和pp3相对应的IFFT处理的执行之前的传输路径估计值组。

图12F所示的传输路径估计值组与图12C所示的传输路径估计值组一致。因此，仅从通过对传输路径估计值组执行IFFT处理而获得的延迟谱无法识别出前回波和后回波。

对于符号同步部件15而言，需要识别出前回波和后回波，从而获得正确的延迟谱(下文中称为“真实延迟谱”)。

于是，在第二实施例之前和之后的每一个实施例中，通过IFFT处理而获得的延迟谱被校正为真实延迟谱。当执行该校正时，需要以成为基准的特定点为中心来旋转延迟谱。成为基准的位置在下文中被称为“基准位置”。应当注意，后面将描述延迟谱的旋转。

如上所述，校正延迟谱的目的是为了获得真实延迟谱。

[OFDM解调器的配置]

图13是示出根据本发明第二实施例的OFDM解调器的配置的框图。

注意，在图13中，分别用相同标号来标明与图2相对应的那些部件，并且为了简化起见这里适当地省略了对其的描述。

图13所示的OFDM解调器100与图2所示的OFDM解调器10具有基本相同的配置。但是，向图13所示的OFDM解调器100添加了相关峰值重心计算部件111，作为用于获取重心位置的块，其中的重心位置将在后面被描述为基准位置。另外，在图13所示的OFDM解调器100中，提供了符号同步部件112作为用于基于重心位置来确定FFT区间的块，而不是提供图2所示的OFDM解调器10中的符号同步部件15。

也就是说，OFDM解调器100设有天线11、调谐器12、A/D转换部件13、正交解调部件14、FFT部件16、SP提取部件17和时间方向传输路径估计部件18。此外，OFDM解调器100还设有频率插值滤波器选择部件19、频率插值部件20、除法部件21、纠错部件22、显示部件23、相关峰值重心计算部件111和符号同步部件112。

相关峰值重心计算部件111执行用于将从正交解调部件14发送来的OFDM时域信号延迟有效符号长度Tu，并获得完成延迟之后的OFDM时域信号与未经延迟的OFDM时域信号之间的相关的相关处理。其结果是，获得了相关值组。相关峰值重心计算部件111对这样获得的相关值组执行移动平均处理。得到的相关值组中的每一个相关值可被视为简单延迟谱。相关峰值重心计算部件111通过使用式(2)来获得关于所有简单延迟谱的重心位置(下文中适当地称为“重心位置”)：

重心位置＝[∑(路径功率×到达时间)]/[∑(路径功率)]......(2)

其中，∑指的是执行了移动平均处理的相关值组的所有数据点的累加，并且路径功率指的是与简单延迟谱相对应的路径功率。因此，可以以简单延迟谱的长度的形式获得路径功率。此外，相关峰值重心计算部件111将关于这样获得的重心位置的数据提供给符号同步部件112。

符号同步部件112通过使用从时间方向传输路径估计部件18发送来的传输路径估计值组来估计延迟谱。符号同步部件112通过使用关于重心位置的数据来校正延迟谱。此外，符号同步部件112根据完成校正之后的延迟谱来确定FFT起始时间，并将关于FFT起始时间的数据提供给FFT部件16。由符号同步部件112执行的这样一系列处理将在下文中被称为“符号同步处理”。后面将描述符号同步部件112和符号同步处理的细节。

[符号同步部件112的配置]

图14是示出图13所示的符号同步部件112的详细配置的框图。

注意，在图14中，分别用相同标号来标明与图5相对应的那些部件，并且为了简化起见这里适当地省略了对其的描述。

图14所示的符号同步部件112与图5所示的符号同步部件15具有基本相同的配置。但是，向图14所示的符号同步部件112添加了重心位置校正部件131，作为用于基于重心位置来校正延迟谱的块。

也就是说，符号同步部件112包括IFFT部件41、ISI估计部件42、最小值搜索部件43和重心位置校正部件131。

[由重心位置校正部件131执行的处理的细节]

重心位置校正部件131对延迟谱进行校正以使得从IFFT部件41发送其上数据的重心位置成为中心，并将关于完成校正后的延迟谱的数据提供给ISI估计部件42。也就是说，重心位置校正部件131以特定延迟谱作为基准位置来进行旋转。例如，重心位置校正部件131删除所有延迟谱中距离重心位置Tu/6或更远的延迟谱。重心位置校正部件131新增加这样删除的延迟谱的折叠延迟谱，相反，该折叠延迟谱距离谱的中心位置Tu/6或更近。

图15A和15B分别是说明由图14的重心位置校正部件131作出的延迟谱校正的时线图。

图15A是示出校正之前的延迟谱的时线图。此外，图15B是示出校正之后的延迟谱的时线图。

参考图15A，延迟谱pp1和pp2作为校正之前的延迟谱而存在。

现在，假设如图15A所示，重心位置被给出在关于延迟谱pp2的右手侧。

重心位置校正部件131删除延迟谱pp1和pp2中距离重心位置Tu/6或更远的那个延迟谱。其结果是，如图15B所示，延迟谱pp1被删除。重心位置校正部件131新增加这样删除的延迟谱pp1的折叠延迟谱pp1′，相反，该折叠延迟谱pp1′距离谱的中心位置Tu/6或更近。其结果是，如图15B所示，新增加了延迟谱pp1′。

也就是说，在图15B中，延迟谱pp1和pp1′中的延迟谱pp1′被设置为真实延迟谱。因此，后回波被识别出。

以如上所述的方式，重心位置校正部件131识别前回波和后回波，从而使得可以校正延迟谱的错误。换而言之，重心位置校正部件131通过使用关于重心位置的估计信息可以提高对延迟谱的估计精度。因此，重心位置校正部件131可以提高对ISI量的估计精度，其结果是，可以高精度地确定FFT区间。

[符号同步部件112的处理]

图16是说明由图14所示的符号同步部件112执行的处理的流程图。

注意，图16所示的步骤S61中的处理与图11所示的步骤S21中的处理相同。另外，图16所示的步骤S63和S64中的处理与图11所示的步骤S22和S23中的处理相同。因此，为了简化起见这里省略了对步骤S61、S63和S64中的处理的描述。

在步骤S62中，符号同步部件112的重心位置校正部件131对延迟谱进行校正以使得来自IFFT部件41的重心位置成为中心，并将关于完成校正之后的延迟谱的数据提供给ISI估计部件42。

<3.第三实施例>

接下来，将详细描述根据本发明第三实施例的OFDM解调器。

在第三实施例的OFDM解调器的情况下，当执行FFT窗处理时，获得合适的FFT区间。

为了辅助理解第三实施例的OFDM解调器，首先，将针对FFT窗处理以及在执行FFT窗处理时合适的FFT区间来给出描述。

已知有如下处理：该处理用于在较短延迟扩展环境中(即，在延迟扩展比GI区间短的环境中)通过使用不受ISI影响的GI的区间(下文中称为“不受ISI影响的GI区间”)来提高完成FFT处理之后的S/N比。该处理就是FFT窗处理。例如在日本专利特开2005-303440号公报中描述了FFT窗处理。执行FFT窗处理时合适的FFT区间指的是使得可以最大限度地采取不受ISI影响的GI区间的FFT区间。

[OFDM解调器的配置]

图17是示出根据本发明第三实施例的OFDM解调器的配置的框图。

注意，在图17中，分别用相同标号来标明与图13相对应的那些部件，并且为了简化起见这里省略了对其的描述。

图17所示的OFDM解调器200具有与图13所示的OFDM解调器100基本相同的配置。但是，图17所示的OFDM解调器200设有FFT部件211和频率插值滤波器选择部件212，而不是设有图13所示的OFDM解调器100中的FFT部件16和频率插值滤波器选择部件19。此外，图17中的OFDM解调器200还设有符号同步部件213，而不是设有图13所示的OFDM解调器100的符号同步部件112。

也就是说，OFDM解调器200设有天线11、调谐器12、A/D转换部件13、正交解调部件14、SP提取部件17、时间方向传输路径估计部件18和频率插值部件20。此外，OFDM解调器200还设有除法部件21、纠错部件22、显示部件23、相关峰值重心计算部件111、FFT部件211、频率插值滤波器选择部件212和符号同步部件213。

频率插值滤波器选择部件212从其中包含SP信号的子载波的传输路径估计值获取延迟扩展，并将关于延迟扩展的数据提供给符号同步部件213。这里，延迟扩展指的是分布了真实延迟谱的时域。例如，频率插值滤波器选择部件212从其中包含SP信号的子载波的传输路径估计值组获得真实延迟谱。频率插值滤波器选择部件212从这样获得的真实延迟谱获得延迟扩展。

[延迟扩展]

图18A和18B分别是说明延迟扩展的示图和时线图。

图18A是示出OFDM时域信号的结构的示图。此外，图18B是真实延迟谱的时线图。

参考图18B，真实延迟谱pp1到pp3在图中以从左手侧开始的顺序存在。因此，真实延迟谱pp1到pp3的范围从时间上最靠前的延迟谱pp1到时间上最靠后的延迟谱pp3的时域被获得作为延迟扩展。

符号同步部件213通过使用延迟扩展和重心位置根据来自时间方向传输路径估计部件18的传输路径估计值组来确定FFT起始时间，并将关于这样确定的FFT起始时间的数据提供给FFT部件211。其结果是，也确定了FFT区间。另外，符号同步部件213还根据延迟扩展来确定不受ISI影响的GI区间，并将该不受ISI影响的GI区间通知给FFT部件211。由符号同步部件213执行的这样一系列处理在下文中将被称为“符号同步处理”。后面将描述符号同步部件213和符号同步处理的细节。

FFT部件211在考虑到不受ISI影响的GI区间的情况下设置合适的FFT窗，并对延迟谱执行FFT处理。FFT部件211将完成FFT处理的执行之后的信号作为OFDM频域信号提供给除法部件21。

[符号同步部件213的配置]

图19是示出图17所示的符号同步部件213的详细配置的框图。

在图19中，分别用相同标号标明与图14所示相对应的那些部件，并且为了简化起见这里适当地省略了对其的描述。

图19所示的符号同步部件213设有滤波形状可变ISI估计部件221，而不是设有图14所示的ISI估计部件42。

也就是说，符号同步部件213包括IFFT部件41、最小值搜索部件43、重心位置校正部件131和滤波形状可变ISI估计部件221。

滤波形状可变ISI估计部件221根据延迟扩展改变ISI估计滤波器FI的滤波形状。滤波形状可变ISI估计部件221在扫描完成滤波形状改变之后的ISI估计滤波器FI的同时，通过使用ISI估计滤波器FI来对从重心位置校正部件131发送来的完成校正之后的延迟谱执行滤波处理。其结果是，FFT起始时间候选的ISI量被估计出。

[滤波形状可变ISI估计部件221的处理]

图20A、20B和20C分别是说明由图19所示的滤波形状可变ISI估计部件221执行的处理的示图、时线图和图形表示。

图20A是示出OFDM时域信号的结构的示图。图20B是示出延迟谱的时线图。此外，图20C是示出ISI估计滤波器FI的滤波形状的图形表示。

图20C所示的ISI估计滤波器FI具有与图7所示的ISI估计滤波器FI基本相同的形状。但是，在图20B所示的ISI估计滤波器FI的情况下，根据延迟扩展而改变了滤波系数变为零的区间(下文中称为“零区间”)的长度。也就是说，零区间的长度被改变为延迟扩展的长度。

也就是说，这意味着延迟扩展与零区间通常相互一致。因此，ISI估计滤波器的零区间的前端f2与所有延迟谱中时间上最靠前的延迟谱相一致。在这种情况下，零区间的后端f1也与所有延迟谱中时间上最靠后的延迟谱相一致。因此，当ISI估计滤波器被布置在满足该条件的滤波位置时，ISI量被估计为零。另一方面，即使当从满足该位置的滤波位置在任意时间方向上移动ISI估计滤波器时，ISI量也变为大于零。因此，当将零区间的长度改变为延迟扩展的长度时，通常仅获得ISI量变为最小的一个FFT起始时间候选。

[最小值搜索部件43的搜索结果]

图21A和21B分别是说明由图19所示的最小值搜索部件43对FFT起始时间候选的搜索结果的图形表示和示图。

图21A是示出FFT起始时间候选的ISI量的图形表示。此外，图21B是示出OFDM时域信号的结构的示图。

注意，通过使用ISI估计滤波器对图20B所示的延迟谱执行滤波处理来获得图21A所示的FFT起始时间候选的ISI量。

同样如图21A所示，当ISI估计滤波器FI的零区间被设置为延迟谱的长度时，仅获得ISI量变为最小的一个FFT起始时间候选。这样获得的该仅一个FFT起始时间候选被设置为FFT起始时间。其结果是，如图21B所示，路径p1和p2中的时间在前路径p1的GI与有效符号YS之间的边界被获取作为FFT起始时间。结果，不受ISI影响的GI区间变为最大。其结果是，可以提高完成FFT处理执行之后的S/N比。

[符号同步处理]

图22是说明由图19所示的符号同步部件213执行的处理的流程图。

注意，图22所示的步骤S111和S112中的处理与图16所示的步骤S61和S62中的处理相同。此外，图22所示的步骤S114和S115中的处理与图16所示的步骤S63和S64中的处理相同。因此，为了简化起见这里省略了对步骤S111、S112、S114和S115中的处理的描述。

在步骤S113中，滤波形状可变ISI估计部件221根据延迟扩展来改变ISI估计滤波器FI的滤波形状。

<4.第四实施例>

接下来，将详细描述根据本发明第四实施例的OFDM解调器。

在第四实施例的OFDM解调器的情况下，同样在执行FFT窗处理时获得了合适的FFT区间。

[OFDM解调器的配置]

图23是示出第四实施例的OFDM解调器的配置的框图。

注意，在图23中，分别用相同标号标明与图17相对应的那些部件，并且为了简化起见这里适当地省略了对其的描述。

图23所示的OFDM解调器300具有与图17所示的OFDM解调器200基本相同的配置。但是，图23所示的OFDM解调器300设有频率插值滤波器选择部件311和符号同步部件312，而不是设有图17所示的OFDM解调器200中的频率插值滤波器选择部件212和符号同步部件213。另外，在图23所示的OFDM解调器300中去除了图17所示的OFDM解调器200中的相关峰值重心计算部件111。利用相关峰值重心计算部件111获得了作为基准位置的重心位置。取代相关峰值重心计算部件111，利用频率插值滤波器选择部件311获得后面将描述的作为基准位置的谱中心位置。

也就是说，OFDM解调器300设有天线11、调谐器12、A/D转换部件13、正交解调部件14、SP提取部件17、时间方向传输路径估计部件18和频率插值部件20。此外，OFDM解调器300还设有除法部件21、纠错部件22、显示部件23、FFT部件211、频率插值滤波器选择部件311和符号同步部件312。

频率插值滤波器选择部件311基于其中包含SP信号的子载波的传输路径估计值组来获得在频率插值部件20中使用的频率插值滤波器的滤波器种类，以便使完成均衡后的S/N比最大化。另外，频率插值滤波器选择部件311获得成为滤波对象的时域的中心位置作为谱中心位置，以便使完成均衡之后的S/N比最大化。此外，频率插值滤波器选择部件311将表示这样选择的滤波器种类的频率插值滤波器选择信号提供给频率插值部件20。另外，频率插值滤波器选择部件311将关于这样获得的谱中心位置的数据提供给符号同步部件312。并且，频率插值滤波器选择部件311根据其中包含SP信号的子载波的传输估计值来获得延迟扩展，并将关于这样获得的延迟扩展的数据提供给符号同步部件312。

符号同步部件312通过使用谱中心位置和延迟扩展，根据从时间方向传输路径估计部件18发送来的传输路径估计值组来确定FFT起始时间，并将关于FFT起始时间的数据提供给FFT部件211。其结果是，也确定了FFT区间。由符号同步部件312执行的这样一系列处理将在下文中被称为“符号同步处理”。后面将描述符号同步部件312和符号同步处理的细节。

[符号同步部件312的配置]

图24是示出图23所示的符号同步部件312的详细配置的框图。

在图24中，分别用相同标号标明与图19相对应的那些部件，并且为了简化起见这里适当地省略了对其的描述。

图24所示的符号同步部件312设有ISI估计部件42(参见图14)和搜索范围限制最小值搜索部件332，而不是设有图19所示的滤波形状可变ISI估计部件221和最小值搜索部件43。此外，图24所示的符号同步部件312还设有中心位置校正部件331，而不是设有图19所示的重心位置校正部件131。

也就是说，符号同步部件312包括IFFT部件41、ISI估计部件42、中心位置校正部件331和搜索范围限制最小值搜索部件332。

注意，中心位置校正部331执行与重心位置校正部件131所执行的处理基本相同的处理。但是，在中心位置校正部件331的情况下，通过使用谱中心位置而不是使用重心位置来对延迟谱执行校正。

[ISI估计部件42所接收的OFDM时域信号]

图25A和25B分别是示出由图24所示出的ISI估计部件42接收的OFDM时域信号的示图和时线图。

图25A是示出OFDM时域信号的结构的示图。此外，图25B是示出延迟谱的时线图。

图25所示的OFDM时域信号包括两个路径p1和p2。

注意，在这种情况下，同样假定了短延迟扩展环境，即，延迟扩展比GI区间短的环境。

利用ISI估计部件42，在扫描图7所示的ISI估计滤波器FI的同时对图25B所示的延迟谱执行滤波处理。在这种情况下，需要FFT起始时间候选的如图26A所示后面将描述的ISI量。

[搜索范围限制最小值搜索部件332的处理]

搜索范围限制最小值搜索部件332是向图6等所示的最小值搜索部件43添加根据延迟扩展来限制针对FFT起始时间候选的搜索区间的功能的块。搜索范围限制最小值搜索部件332例如将针对FFT起始时间候选的搜索区间限制于范围从位于谱中心位置之前1/2个延迟扩展的位置到位于谱中心位置之后1/2个延迟扩展的位置的区间。搜索范围限制最小值搜索部件332从这样限制的搜索区间搜索具有最小ISI量的FFT起始时间候选。

图26A和26B分别是说明由图24所示的搜索范围限制最小值搜索部件332执行的处理的图形表示和示图。

图26A是示出FFT起始时间候选的ISI量的图形表示。此外，图26B是示出对具有最小ISI量的FFT区间候选的搜索结果的示图。

注意，通过使用图7所示的ISI估计滤波器对图25B所示的延迟谱执行滤波处理来获得如前所述的图26A所示的FFT起始时间候选的ISI量。

参考图26A，从搜索区间(图中没有阴影的区间)中搜出位于谱中心位置之前1/2个延迟扩展处的FFT起始时间候选，作为具有最小ISI量的FFT起始时间候选。注意，位于谱中心位置之前1/2个延迟扩展处的FFT起始时间候选在下文中将被称为“前回波位置的FFT起始时间候选”。不仅仅是这个示例，在许多情况下，前回波位置的FFT起始时间候选被搜索作为具有最小ISI量的FFT起始时间候选。

搜索范围限制最小值搜索部件332将这样搜出的FFT起始时间候选确定为FFT起始时间。其结果是，如图26B所示，与路径p1和p2中的时间在前路径p1中的GI与有效符号YS之间的边界相对应的时间被获得作为FFT起始时间。这样，不受ISI影响的GI区间变为最大。其结果是，可以获得与第三实施例的情况相同的、关于完成FFT处理之后的S/N比增强的效果。

[符号同步部件312执行的处理]

图27是说明由图24所示的符号同步部件312执行的处理的流程图。

注意，图27所示的步骤S131中的处理与图22所示的步骤S111中的处理相同。此外，图27所示的步骤S133中的处理与图16所示的步骤S63中的处理相同。因此，为了简化起见这里省略了对步骤S131和S133中的处理的描述。

在步骤S132中，符号同步部件312的中心位置校正部件331对延迟谱进行校正，以使得从IFFT部件41提供其上数据的谱中心位置成为中心，并将这样校正后的延迟谱提供给ISI估计部件42。

在步骤S134中，搜索范围限制最小值搜索部件332将针对FFT起始时间候选的搜索区间限制于范围从位于谱中心位置之前1/2延迟扩展的帧位置到位于谱中心位置之后1/2延迟扩展的位置的区间。搜索范围限制最小值搜索部件332从这样限制的搜索区间中搜索具有最小ISI量的FFT起始时间候选，并输出关于这样搜出的具有最小ISI量的FFT起始时间候选的数据。

注意，现在将结合由图24所示的符号同步部件312执行的确定FFT起始时间的方法，来描述确定执行FFT窗处理时的简单FFT起始时间的方法(下文中将称为“简单FFT起始时间确定方法”)。

利用该确定简单FFT起始时间的方法，通过根据谱中心位置和延迟扩展的简单计算来确定FFT起始时间。

也就是说，利用该确定简单FFT起始时间的方法，(谱中心位置-延迟扩展/2)被获得作为前回波位置的FFT起始时间候选。前回波位置的FFT起始时间候选被设置为FFT起始时间，从而使得可以确定与符号同步部件312中的情况相同的真正FFT起始位置。

上述一系列处理可通过硬件执行，或者可通过软件执行。当通过软件执行该一系列处理时，从程序记录介质将构成软件的程序安装在并入专用硬件的计算机中。或者，从程序记录介质将各种程序例如安装在可以执行各种功能的通用个人计算机中。

[硬件配置]

图28是示出通过使用程序执行上述一系列处理的计算机的硬件配置的框图。

在该计算机中，CPU 401、只读存储器(ROM)402和随机访问存储器(RAM)403通过总线404彼此连接。

I/O接口405也与总线404相连。诸如键盘、鼠标或麦克风之类的输入部件406、诸如显示设备或扬声器之类的输出部件407、诸如硬盘或非易失性存储器之类的存储部件408与I/O接口405相连。并且，诸如网络接口之类的通信部件409和用于驱动诸如磁盘、光盘、磁光盘或者半导体存储器之类的可移动介质411的驱动器410也与I/O接口405相连。

利用以如上所述的方式配置的计算机，CPU 401通过I/O接口405和总线404将例如存储在存储部件408中的程序加载到RAM 403，并执行这样加载到其中的程序，从而执行上述一系列处理。

想要计算机(CPU 401)执行的程序例如被记录在像要提供的磁盘(包括软盘)一样的可移动介质411中。程序被记录在可移动介质411中作为要提供的封装介质。注意，光盘(例如，致密盘-只读存储器(CD-ROM))、数字多功能盘(DVD)、磁光盘、半导体存储器等被用作封装介质。或者，通过诸如局域网(LAN)、因特网或数字卫星广播(DSB)之类的无线或有线传输介质来提供程序。

此外，可通过将可移动介质411装载到驱动器410，从而通过I/O接口405将程序安装在存储部件408中。另外，可通过无线或有线传输介质在通信部件409处接收程序，以将其安装在存储部件408中。除此之外，程序还可预先安装在ROM 402或存储部件408中。

注意，想要计算机执行的程序可以是这样的程序，根据该程序可以按这里所描述的顺序以时间序列的方式来执行处理；或者可以是这样的程序，根据该程序相互并行地执行处理，或者在例如作出调用时的必要定时处执行处理。

另外，本发明的实施例决不限制于上述实施例，因此，在不脱离本发明的要旨的情况下可以作出各种改变。

本申请包含与2008年9月29日向日本专利局提交的日本优先专利申请JP 2008-250285所公开的主题相关的主题，该申请的全部内容通过引用而结合于此。

本领域技术人员应当了解，在所附权利要求或其等同物的范围内，可以依据设计要求和其它因素进行各种修改、组合、子组合和变更。

Claims (11)

1.一种信息处理器，包括：

接收装置，用于接收根据正交频分复用系统所发送的正交频分复用信号；

快速傅立叶变换运算装置，用于对由所述接收装置接收的所述正交频分复用信号在预定区间内的信号执行快速傅立叶变换；

延迟谱估计装置，用于根据由所述接收装置接收的所述正交频分复用信号来估计延迟谱；

符号间干扰量估计装置，用于通过使用由所述延迟谱估计装置估计出的延迟谱，来分别估计所述预定区间内的多个候选的符号间干扰量；以及

搜索装置，用于从所述预定区间中的所述多个候选中搜索具有所述符号间干扰量估计装置所估计出的最小符号间干扰量的候选，并将关于这样搜出的候选的数据作为所述预定区间提供给所述快速傅立叶变换运算装置。

2.根据权利要求1所述的信息处理器，其中，在所述符号间干扰量估计装置中，在与所述预定区间内的所述多个候选相对应的每一个滤波位置处分别布置表示符号间干扰区间的滤波系数在时间方向上变化并且变化形状是向下凸出形状的滤波器，并且通过使用所述滤波器对所述延迟谱执行滤波处理，从而估计所述多个候选的符号间干扰量。

3.根据权利要求2所述的信息处理器，其中，各自具有向下凸出形状的多个滤波器中的滤波器具有最小滤波系数的范围与所述正交频分复用信号的保护区间长度的范围相同。

4.根据权利要求1所述的信息处理器，还包括基准位置估计装置，该基准位置估计装置用于估计由所述延迟谱估计装置估计出的所述延迟谱的基准位置；

其中，所述符号间干扰量估计装置通过使用关于所述基准位置估计装置所估计出的所述基准位置的数据来校正所述延迟谱，并通过使用完成校正之后的延迟谱来估计符号间干扰量。

5.根据权利要求1所述的信息处理器，还包括延迟扩展估计装置，该延迟扩展估计装置用于估计由所述延迟谱估计装置估计出的延迟谱的延迟扩展；

其中，所述搜索装置将所述预定区间中的所述多个候选设置为主选择候选，基于由所述延迟扩展估计装置估计出的延迟扩展从所述主选择候选中选择次选择候选，并从这样选出的次选择候选中搜索具有由所述符号间干扰量估计装置估计出的最小符号间干扰量的候选，并将关于这样搜出的候选的数据作为所述预定区间提供给所述快速傅立叶变换运算装置。

6.根据权利要求2所述的信息处理器，还包括延迟扩展估计装置，该延迟扩展估计装置用于估计由所述延迟谱估计装置估计出的延迟谱的延迟扩展；

其中，所述符号间干扰量估计装置还根据由所述延迟扩展估计装置估计出的延迟扩展来改变所述滤波器的形状，并通过使用完成改变之后的所述滤波器来对所述延迟谱执行滤波处理。

7.一种信息处理方法，在接收到根据正交频分复用系统的正交频分复用信号的信息处理器对这样接收的正交频分复用信号在预定区间内的信号执行快速傅立叶变换时，包括以下步骤：

根据所接收的正交频分复用信号来估计延迟谱；

通过使用这样估计出的延迟谱，来估计所述预定区间内的多个候选的符号间干扰量；以及

从所述预定区间中的所述多个候选中搜索具有这样估计出的最小符号间干扰量的候选，并将这样搜出的候选确定为所述预定区间。

8.一种程序，用于指示计算机对一种接收装置进行控制，该接收装置用于接收根据正交频分复用系统发送到该接收装置的正交频分复用信号，并对这样接收的所述正交频分复用信号在预定区间内的信号执行快速傅立叶变换以执行控制处理，所述程序包括如下步骤：

根据所接收的正交频分复用信号来估计延迟谱；

通过使用这样估计出的延迟谱，来估计所述预定区间内的多个候选的符号间干扰量；以及

从所述预定区间中的所述多个候选中搜索具有这样估计出的最小符号间干扰量的候选，并将这样搜出的候选确定为所述预定区间。

9.一种显示设备，包括：

接收装置，用于接收根据正交频分复用系统所发送的正交频分复用信号；

快速傅立叶变换运算装置，用于对由所述接收装置接收的所述正交频分复用信号在预定区间内的信号执行快速傅立叶变换；

显示装置，用于在其上显示与由所述快速傅立叶变换运算装置执行了快速傅立叶变换的正交频分复用信号相对应的图像；

延迟谱估计装置，用于根据由所述接收装置接收的所述正交频分复用信号来估计延迟谱；

符号间干扰量估计装置，用于通过使用由所述延迟谱估计装置估计出的延迟谱，来分别估计所述预定区间内的多个候选的符号间干扰量；以及

搜索装置，用于从所述预定区间中的所述多个候选中搜索具有所述符号间干扰量估计装置所估计出的最小符号间干扰量的候选，并将关于这样搜出的候选的数据作为所述预定区间提供给所述快速傅立叶变换运算装置。

10.一种信息处理器，包括：

接收部件，被配置来接收根据正交频分复用系统所发送的正交频分复用信号；

快速傅立叶变换运算部件，被配置来对由所述接收部件接收的所述正交频分复用信号在预定区间内的信号执行快速傅立叶变换；

延迟谱估计部件，被配置来根据由所述接收部件接收的所述正交频分复用信号来估计延迟谱；

符号间干扰量估计部件，被配置来通过使用由所述延迟谱估计部件估计出的延迟谱，来分别估计所述预定区间内的多个候选的符号间干扰量；以及

搜索部件，被配置来从所述预定区间中的所述多个候选中搜索具有所述符号间干扰量估计部件所估计出的最小符号间干扰量的候选，并将关于这样搜出的候选的数据作为所述预定区间提供给所述快速傅立叶变换运算部件。

11.一种显示设备，包括：

接收部件，被配置来接收根据正交频分复用系统所发送的正交频分复用信号；

快速傅立叶变换运算部件，被配置来对由所述接收部件接收的所述正交频分复用信号在预定区间内的信号执行快速傅立叶变换；

显示部件，被配置来在其上显示与由所述快速傅立叶变换运算部件执行了快速傅立叶变换的正交频分复用信号相对应的图像；

延迟谱估计部件，被配置来根据由所述接收部件接收的所述正交频分复用信号来估计延迟谱；

符号间干扰量估计部件，被配置来通过使用由所述延迟谱估计部件估计出的延迟谱，来分别估计所述预定区间内的多个候选的符号间干扰量；以及

搜索部件，被配置来从所述预定区间中的所述多个候选中搜索具有所述符号间干扰量估计部件所估计出的最小符号间干扰量的候选，并将关于这样搜出的候选的数据作为所述预定区间提供给所述快速傅立叶变换运算部件。

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