CN1996982A

CN1996982A - 一种确定直接序列扩频ofdm中fft窗口位置的方法

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Publication number: CN1996982A
Application number: CNA2005101359099A
Authority: CN
Inventors: 康良川
Original assignee: FANGZHENG COMMUNICATION TECHNOLOGY Co Ltd
Current assignee: Beijing PKU Founder Broadband Network Technology Co., Ltd.
Priority date: 2005-12-31
Filing date: 2005-12-31
Publication date: 2007-07-11

Abstract

本发明涉及一种确定直接序列扩频OFDM中快速傅立叶变换窗口位置的方法，其中：在发送信号前，发射端在进行加循环前缀的处理之外，还进行加循环后缀的处理；在接收信号时，接收端在估计信道冲激响应后，先确定信道时域冲激响应的重心，再根据该重心的数据对快速傅立叶变换窗口的位置进行修正。本发明方法可以确定直接序列扩频OFDM的FFT最佳窗口位置，从而使不同扩频码之间的干扰最小化。

Description

一种确定直接序列扩频OFDM中FFT窗口位置的方法

技术领域

本发明涉及一种用于确定直接序列扩频OFDM(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，正交频分复用)的FFT(快速傅立叶变换)最佳窗口的位置，从而使不同扩频码之间的干扰最小化的方法，属于移动通信技术领域。

背景技术

直接序列扩频OFDM是将直接序列扩频调制方式和OFDM调制方式相结合的调制方式，从而达到将CDMA和OFDM结合起来的目的。直接序列扩频OFDM在接收端的信号处理，也可以分为OFDM信号处理和CDMA信号处理两部分。OFDM信号处理部分包括时间频和率同步、确定OFDM窗口位置以及FFT计算，这部分的OFDM信号处理与一般OFDM系统的信号处理可以完全相同。CDMA信号处理部分包括解扩和解码部分，这部分的CDMA信号处理与一般CDMA系统相应的信号处理相同。

图1是常规OFDM系统的信号处理方法。

常规OFDM系统加循环前缀和确定FFT窗口位置的方法如下所述：

1.加循环前缀

常规OFDM系统通常将一个OFDM符号的最后一段数据复制到最前面。设OFDM系统的FFT点数为N，循环前缀的长度为L，经过IFFT过后的数据为D_u(d₀，d₁，d₂，...，d_N-L+1，d_N-L+2，...，d_N-1)，则经过加循环前缀处理后的数据为D_s=(d_N-L，d_N-L+1，...，d_N-1，d₀，d₁，d₂，...，d_N-L+1，d_N-L+2，...，d_N-1)。

2.确定FFT窗口位置

设传输OFDM信号的通信信道的多径最大时延扩展为K(以采样周期为度量单位，该采样周期与将进行FFT变换的接收信号的采样周期相同)，并且满足K＜＝L(一般OFDM系统的基本要求)，接收信号中第m个OFDM符号的第一径到达的时刻为第n个采样数据的时刻，则FFT窗口位置的起点q满足n+K＜＝q＜＝n+L。

在直接序列扩频OFDM中确定FFT窗口位置时，如果采用与一般OFDM系统完全相同的方法，会引入多用户干扰。

发明内容

本发明的目的在于针对现有技术方案的缺陷，提供一种确定直接序列扩频OFDM的FFT最佳窗口位置，从而使不同扩频码之间的干扰最小化的方法。

为实现上述的发明目的，本发明采用下述的技术方案：

一种确定直接序列扩频OFDM中快速傅立叶变换窗口位置的方法，其中：在发送信号前，发射端在进行加循环前缀的处理之外，还进行加循环后缀的处理；

在接收信号时，接收端在估计信道冲激响应后，先确定信道时域冲激响应的重心，再根据该重心的数据对快速傅立叶变换窗口的位置进行修正。

较佳的，在接收信号时，首先利用第一和第二导频符号进行时间和频率同步。

较佳的，所述信道时域冲激响应通过如下的方法确定：

首先在发送端发送导频符号，在接收端，对导频符号进行快速傅立叶变换，然后去除调制数据，通过方向快速傅立叶变换，估计得到的信道时域冲激响应。

较佳的，所述信道时域冲激响应的重心位置根据如下的公式确定：

E＝∑^L-1 ₀|h(1)|²；

L＝∑^L-1 ₀(1|h(1)|²/E)；

M＝round(L)，

其中，M为所述信道时域冲激响应的重心位置。

较佳的，根据如下的公式对快速傅立叶变换窗口位置进行修正，

q＝q₀+M；

其中q₀是修正前的快速傅立叶变换窗口位置，q是修正后的快速傅立叶变换窗口位置。

较佳的，在进行进行时间和频率同步时，修正前的快速傅立叶变换窗口位置的起点q₀满足n+K＜＝q₀＜＝n+L，其中传输OFDM信号的通信信道的多径最大时延扩展为K，并且满足K＜＝L，接收信号中第m个OFDM符号的第一径到达的时刻为第n个采样数据的时刻。

较佳的，所述在发送信号前，发射端在进行加循环前缀的处理之外，还进行加循环后缀的处理，是将循环前缀(cp)加在OFDM符号的两边。

较佳的，所述将循环前缀加在OFDM符号的两边，是指将IFFT变换后的数据为Du＝(d₀，d₁，d₂，...，d_L-1，...，d_N-1)，经过加循环前缀和加循环后缀处理后，得到数据Ds＝(d_N-L1，d_N-L1+1，...，d_N-1，d₀，d₁，d₂，...，d_N-1，d₀，d₁，d₂，...，d_L2)，其中，N为OFDM系统的FFT点数，L₁为循环前缀的长度，L₁为不大于L/2的最大整数，L₂为循环后缀的长度，L₁+L₂＝L。

本发明所提供的方法可以使直接序列扩频OFDM中不同扩频码之间的相互干扰最小化，从而改善采用此调制方式的移动通信系统的通话效果。

附图说明

图1是常规OFDM系统的信号处理方法。

图2是本发明对扩频OFDM系统的信号处理过程。

图3是常规OFDM同步方法中同步位置偏离理想同步位置与误码率的关系图。

图4是本发明同步方法中同步位置偏离理想同步位置与误码率的关系图。

具体实施方式

在对本发明所述的方法予以详细的解说之前，首先简单介绍一下直接序列扩频OFDM中，因时域不严格同步而造成的不同扩频码之间相互干扰的原因及解决思路。

下面为了问题分析的简便性，不考虑噪声的影响。

设发射端的一个扩频码为C＝(c₀，c₁，c₂，...，c_N-1)，c_i∈(1，-1)，并且OFDM系统的FFT点N，将扩频码的第k个码片映射到OFDM系统的第k个子载波上，则发送端的信号为

T＝(t₀，t₁，t₂，...，t_N-1，t₀，t₁，t₂，...，t_L-1)

其中

t_n＝(1/sqrt(N))∑^N-1 ₀cke^jwnk，w＝2π/N。

在接收端，如果时间同步的结果是同步到一个OFDM符号的第m个数据上，即进行FFT计算的数据为

R＝(t_m，t_m+1，t_m+2，...，t_N-1，t₀，t₁，t₂，...，t_m-1)。

经过IFFT计算得到的数据为

X＝(x₀，x₁，x₂，...，x_N-1)

其中

x_n＝(1/sqrt(N))∑^N-1 ₀t_ke^-jwnk，w＝2π/N。

将t_k的表达式带入x_n，得到

x_n＝c_ne^jwnm

由上式可见，在OFDM系统中，如果接收端与发射端不是严格同步，将在接收端经过IFFT处理后的数据中引入相位旋转，类似于时域信号存在频偏。在常规OFDM系统中，这种差异可以通过信道估计和均衡消除，因此不需要严格的同步。

如果将扩频码用于OFDM系统，在频域子载波进行直接序列扩频，如果发射端和接收端不是严格的时间同步，则扩频码的不同码片存在不同的相位旋转，这将会造成不同用户之间的干扰。

然而，可以认为：

在白噪声信道下，通过求时域信道冲激响应的重心，可以达到时域完全同步。

在多径信道下，不可能对每一径都做到完全同步，通过求时域信道冲激响应的重心，使得接收端同步于时域信道冲激响应的重心位置，可以最小化用户干扰。

为此，在直接序列扩频OFDM系统中，本发明所提出的加循环前缀和确定FFT窗口位置的方法，以解决上述问题。具体说明如下。

作为一个示例，首先确定相关参数如下：

FFT点数：64；

可用子载波：48；

扩频码：C0＝(1-1 1 1 1-1-1-1 1 1 1-1 1 1-1 1)

C1＝(1-1 1 1-1 1 1 1 1 1 1-1-1-1 1-1)

C2＝(1-1-1-1 1-1 1 1 1 1-1 1 1 1 1-1)

C3＝(1-1-1-1-1 1-1-1 1-1-1-1-1 1-1-1)

循环前缀长度：16；

调制方式：BPSK；

帧结构：每帧250个OFDM符号，第一个、第二个和第三个OFDM符号为

同步符号，用于AGC调整、信号检测、频率同步和时间同步，

其余OFDM符号为业务符号，用于数据传输；

第一导频数据：P1＝(1 1 1-1-1 1-1 1 1 1-1-1)；

第二导频数据：P2＝(-1 1-1 1-1-1 1 1-1 1-1-1-1-1 1 1-1-1 1-1 1

1-1 1 1 1 1-1 1 1 1-1 1-1 1 1-1-1 1-1-1 1-1 1-1-1-1 1)；

传输信道：白噪声信道。

下面，结合图2说明本发明的确定FFT窗口位置的方法。在产生发射信号时，要进行如下的处理步骤：

1.产生第一导频符号。

第一导频符号形式为：Xp1＝(xp1，xp1，xp1，xp1，xp1)，其中xp1根据下式计算：

xp1(n)＝1/4*∑¹⁵ ₀(D(k)*e^jnkw)，w＝π/8，n＝0，1，2，...，15

D＝(0，P1(0)，P1(1)，...，P1(5)，0，0，0，P1(6)，P1(7)，...，P1(11))

2.产生第二和第三导频符号

第二导频符号形式为：Xp2＝(cpp2，xp2)，第三导频符号形式为：

Xp3＝(xp2，cpp3)，其中xp2根据下式计算：

xp2(n)＝1/8*∑⁶³ ₀(D(k)*e^jnkw)，w＝π/32，n＝0，1，2，...，63

D＝(0，P2(0)，P2(1)，...，P2(23)，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，P2(24)，P2(25)，...，P2(47))

cpp2＝(xp2(48)，xp2(49)，...，xp2(63))

cpp3＝(xp2(0)，xp2(1)，...，xp2(15))

3.产生业务符号

假设第m个业务符号的调制数据为d＝(d₀₀，d₀₁，d₀₂，d₀₃，d₁₀，d₁₁，d₁₂，d₁₃，d₂₀，d₂₁，d₂₂，d₂₃，)，其中d_ij∈(1，-1)。

(1)扩频。

扩频后的数据为KP＝(kp0，kp1，kp2)，其中kpi按下式计算：

kpi＝d_i0*C0+d_i1*C1+d_i2*C2+d_i3*C3，i＝0，1，2

(2)子载波映射

扩频后的数据与子载波的映射关系如下：

DM＝(0，kp0(0)，kp0(1)，...，kp0(15)，kp1(0)，kp1(1)，...，kp1(7)，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，kp1(8)，kp1(9)，...，kp1(15)，kp2(0)，kp2(1)，...，kp2(15))，其中DM(i)对应于第i个子载波。

(3)IFFT：

xdm(n)＝1/8*∑⁶³ ₀(DM(k)*e^jnkw)，w＝π/32，n＝0，1，2，...，63

4.加循环前缀和循环后缀

设OFDM系统的FFT点数为N，循环前缀的长度为L1，循环后缀的长度为L2。经过IFFT过后的数据为D_u＝(d₀，d₁，d₂，...，d_L-1，...，d_N-1)，则经过加循环前缀和加循环后缀处理后的数据为Ds＝(d_N-L1，d_N-L1+1，...，d_N-1，d₀，d₁，d₂，...，d_N-1，d₀，d₁，d₂，...，d_L2)，即相当于将循环前缀(cp)加在OFDM符号的两边，其中L1+L2＝L，L1为不大于L/2的最大整数。

具体到本实施例中，经过加循环前缀处理后的发射信号为Xdm＝(cpdm1，xdm，cpdm2)，其中

cpdm1＝(xdm(56)，xdm(1)，...，xdm(63))

cpdm2＝(xdm(0)，xdm(1)，...，xdm(7))。

在接收信号时，进行如下的处理：

1.利用第一、第二导频符号采用一般OFDM系统常用的时间和频率同步方法进行时间和频率同步

设接收端的采样率与发射端相同，则接收端的OFDM符号长度为N+L，设第一个OFDM符号的FFT窗口的起始位置位n(用一般OFDM系统采用的时间同步方法进行同步的结果)，则第k个OFDM符号的FFT窗口起始位置为n+(k-1)*(N+L)。

2.估计信道时域冲激响应

有很多方法估计信道时域冲激响应，以下给出一个非常典型的OFDM系统常用的估计信道时域冲激响应的方法。

A.在发送端发送导频OFDM符号，并且导频符号所调制的数据在发射端和接收端都是公知的。设FFT的点数为N，CP长度为L，导频符号所调制的数据为

P＝(p₀，p₁，p₂，...，p_N-1)，且p_i≠0，

则发送的导频符号为

S_d＝(d_N-L+1，d_N-L+2，...，d_N，d₀，d₁，d₂，...，d_N-1)，

或者

S_d＝(d₀，d₁，d₂，...，d_N-1，d₀，d₁，d₂，...，d_L-1)，

其中

d_i＝(1/sqrt(N))∑^N-1 ₀pke^jwik，w＝2π/N。

B.在接收端，对导频符号进行FFT计算。频偏校正、导频符号的位置和FFT窗口位置等处理由接收端同步功能模块完成。设同步后，接收端的导频符号为

R＝(r₀，r₁，r₂，...，r_N-1)

经过FFT变换后的数据为

R1＝(r1₀，r1₁，r1₂，...，1r_N-1)

其中

r1_i＝(1/sqrt(N))∑^N-1 ₀rke^-jwik，w＝2π/N。

C.去除调制数据。

R2＝(r2₀，r2₁，r2₂，...，r2_N-1)＝(r1₀/p₀，r1₁/p₁，r1₂/p₂，...，r2_N-1/p_N)

如果导频调制数据p_i∈(-1，0，1)，上式可以改用下式实现

R2＝(r2₀，r2₁，r2₂，...，r2_N-1)＝(r1₀·p₀，r1₁·p₁，r1₂·p₂，...，r2_N-1·p_N)

D.IFFT变换。最后估计得到的信道时域冲激响应为

h(n)＝(1/sqrt(N))∑^N-1 ₀r2ke^jwnk，w＝2π/N。

结合到本实施例所确定的情况，根据时间同步的结果，取第二导频信号Rp2＝(r_n，r_n+1，...，r_n+63)。

A.做FFT变换：

r1(n)＝1/8*∑⁶³ ₀(r_k*e^jnkw)，w＝π/32，n＝0，1，2，...，63

B.去除调制数据：

r2(n)＝r1(n)*D(n)，w＝π/32，n＝0，1，2，...，63

其中D＝(0，P2(0)，...，P2(23)，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，0，P2(24)，...，P2(47))

C.IFFT变换。最后估计得到的信道时域冲激响应为：

h(n)＝1/8*∑⁶³ ₀(r2(k)*e^-jnkw)，w＝π/32，n＝0，1，2，...，63

3.计算信道时域冲激响应的重心位置

根据下式计算信道时域冲激响应的重心位置M：

E＝∑^L-1 ₀|h(1)|²；

L＝∑^L-1 ₀(1|h(1)|²/E)；

M＝round(L)。

其中，round()的功能是四舍五入，函数round()也可以换成向下取整函数floor()或者向上取整函数ceil()。

4.修正FFT的窗口位置

修正过后的第k个OFDM符号的FFT窗口起始位置为

q＝n+M+(k-1)*(N+L)

修正后的快速傅立叶变换窗口位置q＝q₀+M

图3为常规OFDM同步方法中同步位置偏离理想同步位置与误码率的关系。图4显示了本发明的同步方法中同步位置偏离理想同步位置与误码率的关系。仿真条件为白噪声信道，比特能量噪声比(E_b/N₀)为8B，采用1/2码率的卷积编码(同WCDMA标准中的卷积编码，解码采用维特比阮判决译码，调制方式为16QAM。发射端和接收端的其它处理相同。由此可以清楚地看到，采用本发明同步方法的系统的误码率比采用常规方法的系统的误码率显著降低。

以上对本发明的具体实施方式进行了详细的解说。对于本技术领域的一般技术人员来说，在不背离本发明所述方法的精神和权利要求范围的情况下对它进行的各种显而易见的改变都在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种确定直接序列扩频OFDM中快速傅立叶变换窗口位置的方法，其特征在于：

在发送信号前，发射端在进行加循环前缀的处理之外，还进行加循环后缀的处理；

2.如权利要求1所述的确定直接序列扩频OFDM中快速傅立叶变换窗口位置的方法，其特征在于：

在接收信号时，首先利用第一和第二导频符号进行时间和频率同步。

3.如权利要求1所述的确定直接序列扩频OFDM中快速傅立叶变换窗口位置的方法，其特征在于：

所述信道时域冲激响应通过如下的方法确定：

4.如权利要求1所述的确定直接序列扩频OFDM中快速傅立叶变换窗口位置的方法，其特征在于：

所述信道时域冲激响应的重心位置根据如下的公式确定：

E＝∑^L-1 ₀|h(1)|²；

L＝∑^L-1 ₀(1|h(1)|²/E)；

M＝round(L)，

其中，M为所述信道时域冲激响应的重心位置。

5.如权利要求1所述的确定直接序列扩频OFDM中快速傅立叶变换窗口位置的方法，其特征在于：

根据如下的公式对快速傅立叶变换窗口位置进行修正，

q＝q₀+M；

6.如权利要求1所述的确定直接序列扩频OFDM中快速傅立叶变换窗口位置的方法，其特征在于：

在进行进行时间和频率同步时，修正前的快速傅立叶变换窗口位置的起点q₀满足n+K＜＝q₀＜＝n+L，其中传输OFDM信号的通信信道的多径最大时延扩展为K，并且满足K＜＝L，接收信号中第m个OFDM符号的第一径到达的时刻为第n个采样数据的时刻。

7.如权利要求1所述的确定直接序列扩频OFDM中快速傅立叶变换窗口位置的方法，其特征在于：

所述在发送信号前，发射端在进行加循环前缀的处理之外，还进行加循环后缀的处理，是将循环前缀加在OFDM符号的两边。

8.如权利要求7所述的确定直接序列扩频OFDM中快速傅立叶变换窗口位置的方法，其特征在于：

所述将循环前缀加在OFDM符号的两边，是指将IFFT变换后的数据为Du＝(d₀，d₁，d₂，...，d_L-1，...，d_N-1)，经过加循环前缀和加循环后缀处理后，得到数据Ds＝(d_N-L1，d_N-L1+1，...，d_N-1，d₀，d₁，d₂，...，d_N-1，d₀，d₁，d₂，...，d_L2)，其中，N为OFDM系统的FFT点数，L₁为循环前缀的长度，L₁为不大于L/2的最大整数，L₂为循环后缀的长度，L₁+L₂＝L。