CN101669340A

CN101669340A - 解调设备和解调方法

Info

Publication number: CN101669340A
Application number: CN200880013867A
Authority: CN
Inventors: 二见哲宏; 水谷祐一
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2007-04-27
Filing date: 2008-04-25
Publication date: 2010-03-10
Anticipated expiration: 2028-04-25
Also published as: EP2150009A4; WO2008136376A1; CN101669340B; JP2008278173A; US20100119014A1; JP4655232B2; EP2150009A1; EP2150009B1; US8374290B2

Abstract

本发明涉及用于在输入信号的信道被反转时比以前更快地解调输入信号的解调设备和解调方法。相关器152计算表示这样的相关性的相关性值，所述相关性即在由插入在输入信号中的已知序列的正确的延迟检测值的符号所组成的已知的延迟检测序列和通过输入信号的延迟检测而获取的接收的延迟检测序列之间的相关性。如果相关性值的虚部小于0，则信道控制部132在向帧同步电路122馈送信号之前切换输入信号的信道。本发明可以被说明性地应用于卫星广播接收设备。

Description

解调设备和解调方法

技术领域

本发明涉及解调设备和解调方法。更具体地，本发明涉及用于解调被分离为I-信道和Q-信道的两个信号的输入信号的解调设备和解调方法。

背景技术

对于解调被数字调制的信号的解调设备，示例性地考虑到接收信号的调谐器和诸如A/D变换器之类的下游部件之间的连线的方便，其调谐器的输出信道可以或可以不基于同极地(在相同极性之间)与下游部件的输入信道连接或连接在相同信道之间；还存在在不同极性之间(即，基于异极地)或在不同信道之间进行连接的情况。在这种情况下，当输入信号被许可进入解调设备时，可以在极性上对I信道(同相分量)和Q-信道(正交分量)中的一个或二者进行反转，或者可以切换I-信道和Q-信道。

图1到图6示出了调谐器11和下游的A/D(模拟/数字)变换器12-1和12-2之间的连接模式、以及在每种连接模式中被许可进入解调设备13的输入信号的I-信道和Q-信道之间的相位关系。

在图1的连接模式中，调谐器11的I-信道输出端子被基于同极地连接至A/D变换器12-1；调谐器11的Q信道输出端子被基于同极地连接至A/D变换器12-2；经历了A/D变换的I-信道信号被基于同极地输入到解调设备13的I-信道输入端子；经历了A/D变换的Q-信道信号被基于同极地输入到解调设备13的Q-信道输入端子。所以如图1中的右手侧上所示，I-信道信号被作为同相分量输入到解调设备13，并且Q-信道信号被作为正交分量输入。即，输入信号的I-信道和Q-信道被以同极且同相的方式输入到解调设备13。在以下的描述中，图1的连接模式被称为基础模式。

在图2的连接模式中，调谐器11的I-信道输出端子被基于同极地连接至A/D变换器12-2；调谐器11的Q-信道输出端子被基于同极地连接至A/D变换器12-1；经历了A/D变换的Q-信道信号被基于同极地输入到解调设备13的I-信道输入端子；并且经历了A/D变换的I-信道信号被基于同极地输入到解调设备13的Q-信道输入端子。所以如图2中的右手侧上所示，I-信道信号被作为正交分量输入到解调设备13，且Q-信道信号被作为同相分量输入。即，相比于基础模式，输入信号的I-信道和Q-信道在被输入到解调设备13时，在相位上被反转。在以下的描述中，I-信道和Q-信道的相位反转被称为I-信道和Q-信道的反转或被简称为信道的反转。

在图3的连接模式中，调谐器11的I-信道输出端子被基于异极地连接至A/D变换器12-1；调谐器11的Q-信道输出端子被基于同极地连接至A/D变换器12-2；经历了A/D变换的I-信道信号被基于异极地输入到解调设备13的I-信道输入端子；并且经历了A/D变换的Q-信道信号被基于同极地输入到解调设备13的Q-信道输入端子。所以如图3中的右手侧上所示，相比于图2的连接模式，输入信号的I-信道和Q-信道在被输入到解调设备13时，各自被偏移+π/2弧度。

在图4的连接模式中，调谐器11的I-信道输出端子被基于同极地连接至A/D变换器12-1；调谐器11的Q-信道输出端子被基于异极地连接至A/D变换器12-2；经历了A/D变换的I-信道信号被基于同极地输入到解调设备13的I-信道输入端子；并且经历了A/D变换的Q-信道信号被基于异极地输入到解调设备13的Q-信道输入端子。所以如图4中的右手侧上所示，相比于图2的连接模式，输入信号的I-信道和Q-信道在被输入到解调设备13时，各自被偏移-π/2弧度。

在图5的连接模式中，调谐器11的I-信道输出端子被基于同极地连接至A/D变换器12-2；调谐器11的Q-信道输出端子被基于异极地连接至A/D变换器12-1；经历了A/D变换的Q-信道信号被基于异极地输入到解调设备13的I-信道输入端子；并且经历了A/D变换的I-信道信号被基于同极地输入到解调设备13的Q-信道输入端子。所以如图5中的右手侧上所示，相比于基础模式，输入信号的I-信道和Q-信道在被输入到解调设备13时，各自被偏移-π/2弧度。

在图6的连接模式中，调谐器11的I-信道输出端子被基于异极地连接至A/D变换器12-2；调谐器11的Q-信道输出端子被基于同极地连接至A/D变换器12-1；经历了A/D变换的Q-信道信号被基于同极地输入到解调设备13的I-信道输入端子；并且经历了A/D变换的I-信道信号被基于异极地输入到解调设备13的Q-信道输入端子。所以如图6中的右手侧上所示，相比于基础模式，输入信号的I-信道和Q-信道在被输入到解调设备13时，各自被偏移+π/2弧度。

在图5和6的连接模式中，相较于基础模式仅在被许可进入解调设备13的输入信号中的相位旋转量上存在差别；信道的反转没有发生。所以，可以通过适当地执行相位控制来正确地解调输入信号。

另一方面，在图2到4的连接模式中，被许可进入解调设备13的输入信号的信道被反转，所以不能仅通过相位控制来正确解调输入信号。

另外，在传输/接收时执行的上变换或下变换可能导致从调谐器11输出的信号的I-信道和Q-信道中的一个或两个的反转。

传统上，在这种情况下，从调谐器11输出的信号的I-信道和Q-信道的极性被预先检测，并且调谐器11和A/D变换器12-1和12-2之间的连线被相应确定，这防止了被许可进入解调设备13的输入信号的信道的反转。可替代地，到解调设备13的输入信号的信道的反转被基于从调谐器11输出的信号的I-信道和Q-信道的极性以及调谐器11和A/D变换器12-1和12-2之间的连线而预先检测，并且解调设备13的外部设置被相应改变，这允许输入信号的信道被切换。

然而，存在很多种类型的调谐器并且它们的特性依类型而不同。另外，通信系统中的发送和接收点之间存在很多共同的载体，从而很难检测由于所涉及的上变换和下变换而导致的信道的极性反转的存在与否。在这种情况下，传统上，解调设备13的用户可以监控来自上游的处理系统的输入信号，同时验证由解调设备13进行的同步取得的结果，并且可以改变解调设备13的外部设置以根据需要切换输入信号的信道。然而，这对于用户来说是非常麻烦的过程。

为了克服这个麻烦，提出了在发现输入信号的信道极性被反转的情况下自动在极性上反转输入信号的I-信道和Q-信道之一的技术(例如，参见专利文献1)。

图7示出了以上引用的专利文献1中描述的发明被应用于图1到6中所示的解调设备13的示例。图7中的解调设备13包括：控制输入信号的信道极性的信道控制电路41、提供输入信号的帧同步控制的帧同步电路42、执行输入信号的相位同步控制的相位同步电路43、以及执行输入信号的误差校正和解码的误差校正和解码电路44。

例如，误差校正和解码特别在DVB-S.2标准(用于卫星广播的标准传输规范)下的解调处理中执行。在解调设备13中，信道控制电路41在由误差校正和解码电路44进行的Viterbi解码期间监控帧同步的情形。如果异步状态被检测到预定的时间段，则信道控制电路41以π/4为单位调解I-信道和Q-信道的相位，或者仅反转I-信道的极性。这使得即使在发现输入信号的信道被反转的情况下，也可以自动将输入信号的I-信道反转极性以供正确解调。

专利文献1：日本专利早期公开No.平5-160863。

发明内容

【技术问题】

然而，图7的解调设备13在解调处理的最后阶段，基于误差校正和解码电路44的同步情形来控制输入信号的信道极性，从而使得其花费时间来正确地执行解调。

鉴于以上情况作出本发明，并且本发明提供了在发现输入信号的信道被反转的情况下允许输入信号比以前更快地被解调的配置。

【技术方案】

根据本发明的第一方面，提供了一种用于解调被分解为I-信道信号和Q-信道信号的输入信号的解调设备，该解调设备包括：相关性检测装置，用于计算在由插入在所述输入信号中的已知值的符号所组成的已知序列和由通过检测所述输入信号而获取的符号所形成的接收序列之间的相关性值；以及信道控制装置，用于在所述已知序列和对应于所述已知序列的所述接收序列之间的相关性被发现是负相关性的情况下，切换所述输入信号的信道。

如果在所述输入信号的信道被切换之后的预定时间段内所述输入信号的帧同步没有被建立，则所述信道控制装置可以再次切换所述输入信号的信道。

该解调设备可以进一步包括：置信水平确定装置，用于基于所述相关性值的大小来确定所述相关性值的置信水平；其中，如果所述相关性值的置信水平被确定为不充分，则所述信道控制装置可在所述输入信号的解码同步的结果的基础上切换所述信道。

所述已知序列在被插入到所述输入信号中时可以通过π/2移位BPSK(二相相移键控)被调制。

该解调设备可以进一步包括：置信水平确定装置，用于基于所述相关性值的偏转角的大小来确定所述相关性值的置信水平；其中，如果所述相关性值的置信水平被确定为不充分，则所述信道控制装置可以在所述输入信号的解码同步的结果的基础上切换所述信道。

根据本发明的一个方面，提供了一种用于解调设备的解调方法，其中该解调设备用于解调被分离为I-信道信号和Q-信道信号的输入信号，该解调方法包括以下步骤：计算在由插入在所述输入信号中的已知值的符号所组成的已知序列和由通过检测所述输入信号而获取的符号所形成的接收序列之间的相关性值；以及在所述已知序列和对应于所述已知序列的所述接收序列之间的相关性被发现是负相关性的情况下，切换所述输入信号的信道。

根据本发明的一个方面，由插入在输入信号中的已知值的符号所组成的已知序列和由通过检测输入信号而获取的符号所形成的接收序列之间的相关性值被计算。如果发现已知序列和对应于该已知序列的接收序列之间的相关性是负相关性，则切换输入信号的信道。

【有益效果】

根据本发明的一个方面，可以校正输入信号的信道的反转。特别地，在输入信号的信道被发现反转的情况下，根据本发明的一个方面可以比以前更快地解调输入信号。

附图说明

图1是示出调谐器和A/D变换器之间的第一连接模式的视图。

图2是示出调谐器和A/D变换器之间的第二连接模式的视图。

图3是示出调谐器和A/D变换器之间的第三连接模式的视图。

图4是示出调谐器和A/D变换器之间的第四连接模式的视图。

图5是示出调谐器和A/D变换器之间的第五连接模式的视图。

图6是示出调谐器和A/D变换器之间的第六连接模式的视图。

图7是示出传统的解调设备的典型结构的框图。

图8是示出作为本发明的一个实施例来实施的解调设备的框图。

图9是示出复平面上的来自π/2移位BPSK的符号的映射模式的视图。

图10是说明由图8的解调设备执行的帧同步处理的流程图。

图11是示出在输入信号的信道没有被反转的情况下，在接收插入在输入信号中的已知序列时，有效的复平面上的接收点的视图。

图12是示出在输入信号的信道没有被反转的情况下，与已知序列相对应的接收序列中的接收的延迟检测值和已知的延迟检测值之间的关系的视图。

图13是示出在输入信号的信道没有被反转的情况下，与已知序列相对应的接收序列中的接收的延迟检测值和已知的延迟检测值之间的关系的另一视图。

图14是示出在输入信号的信道没有被反转的情况下，峰值时间的相关性值的相位的视图。

图15是示出在输入信号的信道被反转的情况下，在接收插入在输入信号中的已知序列时，有效的复平面上的接收点的视图。

图16是示出在输入信号的信道被反转的情况下，与已知序列相对应的接收序列中的接收的延迟检测值和已知的延迟检测值之间的关系的视图。

图17是示出在输入信号的信道被反转的情况下，与已知序列相对应的接收序列中的接收的延迟检测值和已知的延迟检测值之间的关系的另一视图。

图18是示出在输入信号的信道被反转的情况下，峰值时间的相关性值的相位的视图。

图19是说明与图10的帧同步处理相对应地执行的信道控制处理的第一实施例的流程图。

图20是说明图19的步骤S21中的确定处理的视图。

图21是说明与图10的帧同步处理相对应地执行的信道控制处理的第二实施例的流程图。

图22是说明与图10的帧同步处理相对应地执行的信道控制处理的第三实施例的流程图。

图23是说明与图10的帧同步处理相对应地执行的信道控制处理的第四实施例的流程图。

图24是说明图23的步骤S61中的确定处理的视图。

图25是说明与图10的帧同步处理相对应地执行的信道控制处理的第五实施例的流程图。

图26是示出个人计算机的典型结构的框图。

参考标号说明

111：调谐器 112：A/D变换器

113：解调设备 121：信道控制电路

122：帧同步电路 123：相位同步电路

124：误差校正和解码电路 131：置信水平确定部

132：信道控制部 141：相关性检测部

142：同步确定部 151：延迟检测值

152：相关器 161：峰值检测电路

162：同步确定电路

具体实施方式

现在将参考附图描述本发明的一些实施例。

图8是示出应用了本发明的接收系统的框图。图8中的接收系统101说明性地接收和解调符合DVB-S.2标准的广播信号(下文中也称为输入信号)。

DVB-S.2标准是高于由ETSI(欧洲电信标准协会)标准化的通用的DVB-S的标准。相对于DVB-S标准，DVB-S.2寻求通过引入多相移键控和LDPC(低密度奇偶校验)码，来改善每个频率单元的频率利用效率和C/N比(载波噪声比)。另外，为了确保低C/N比之处的同步性能，DVB-S.2引入了用于在物理层上传送信息的同步导频信号和标准化的PL(物理层)报头。

根据DVB-S.2标准，PL报头和同步导频信号在被传送时，通过π/2移位BPSK(二相相移键控)被调制。图9是示出复平面上的来自π/2移位BPSK的符号的映射模式的视图。奇数符号的映射模式在图9的左手侧示出，偶数符号的映射模式在右手侧示出。即，在复平面上，奇数符号被以这样的方式映射：当值为0时其偏转角位于π/4，并且当值为1时其偏转角位于5π/4；偶数符号被映射，从而使得在值为0时其偏转角位于3π/4，且在值为1时其偏转角位于7π/4。结果，相邻符号之间的相位差被限制到±π/2。

返回图8，接收系统101被构造为包括调谐器111、A/D变换器112-1和112-2、以及解调设备113。

调谐器111接收符合DVB-S.2标准的输入信号，将所接收的输入信号分离为I-信道和Q-信道的两个信号，并向A/D变换器112-1和112-2供应这两个信号。在随后的描述中，I-信道的信号可以被称为I-信道信号，并且Q-信道的信号可以被称为Q-信道信号。

A/D变换器112-1和112-2对输入的I-信道信号或Q-信道信号进行模拟-数字变换，并将变换后的信号供应给解调设备113中的信道控制电路121。被许可进入A/D变换器112-1和112-2的信号输入的信道和极性说明性地取决于调谐器111与A/D变换器112-1和112-2之间的连接，如以上参考图1到6所讨论的。

解调设备112被构造为包括信道控制电路121、帧同步电路122、相位同步电路123以及误差校正和解码电路124。

如随后将参考图19特别描述的，信道控制电路121在向帧同步电路122馈送信号之前，对来自A/D变换器112-1和112-2的输入信号的信道进行切换，从而使得将通过输出端子121A和121B输出到下游的帧同步电路122的信号的I-信道和Q-信道之间具有正确的相位关系，即，使得Q-信道的相位将落后I-信道的相位π/2。

信道控制电路121被构造为包括置信水平确定部131和信道控制部132。

如随后将参考图22特别描述的，置信水平确定部131确定从相关器152供应的相关性值的置信水平，并向信道控制部132通知确定结果。

如随后将参考图19特别描述的，信道控制部132在向帧同步电路122供应信号之前，基于相关性值、关于相关性值的置信水平的确定结果、发送自同步确定电路162的帧同步情形、或发送自误差校正和解码电路124的解码同步情形，在必要时对来自A/D变换器112-1和112-2的输入信号的信道进行切换。

顺便指出，切换输入信号的信道意味着对一方面的将从输出端子121A输出的信号和另一方面的将从输出端子121B输出的信号之间的相位关系进行反转。例如，用于切换输入信号的信道的方法可以包括：使用选择器等来切换将从输出端子121A和121B输出的信号，以及使用反相器等装备来反转将从输出端子121A和121B输出的信号之一的极性，以反转其间的相位关系。

帧同步电路122以帧为单位执行输入信号的同步控制。另外，帧同步电路122向相位同步电路123馈送从信道控制电路121未经更改地供应的输入信号。帧同步电路122被构造为包括相关性检测部141和同步确定部142。并且相关性检测部141被构造为包括延迟检测器151和相关器152。另外，同步确定部142被构造为包括峰值检测电路161和同步确定电路162。

延迟检测器151通过进行前一符号的复共轭和当前符号的复数乘法，执行输入信号中的复数符号序列(下文中也称为接收序列)的延迟的检测，并将通过延迟检测而获取的值(下文中该值也将被称为接收的延迟检测值)输出到相关器152。

如将参考图10特别描述的，相关器152对接收的延迟检测值的符号序列(下文中该序列也被称为接收的延迟检测序列)与周期性地插入在输入信号中的诸如PL报头和同步导频信号的一部分之类的已知值的序列(下文中也称为已知序列)中的正确的延迟检测值(下文中也称为已知的延迟检测值)的符号序列进行相关，并将作为该相关的结果而被获取的相关性值供应给同步确定部142中的峰值检测电路161和信道控制电路121。

在随后的描述中，假设相关器152计算一方面的与在输入信号中的每个报头的开头插入的PL报头的SOF(帧开始)的已知序列相对应的已知的延迟检测序列与另一方面的接收的延迟检测序列之间的相关性值。

峰值检测电路161检测在帧间隔处出现的相关性值的峰值和该峰值的时间(下文中也称为峰值时间)，并向同步确定电路162供应表示如此检测出的峰值和峰值时间的信号。

同步确定电路162基于由峰值检测电路161检测出的相关性值的峰值和峰值时间，获取输入信号的逐帧同步。同步确定电路162向信道控制电路121供应表示相关性值的峰值时间和帧同步情形的信号。另外，同步确定电路162向相位同步电路123供应表示输入信号中的每帧的开始位置和帧同步情形等等的信号。

相位同步电路123在向误差校正和解码电路124供应输入信号之前对输入信号中的每个符号的相位误差进行校正。

误差校正和解码电路124对输入信号执行LDPC和BCH解码、或诸如Viterbi解码和Reed-Solomon解码之类的误差校正处理(FEC(前向误差校正))，并向下游设备供应产生的TS(传输流)分组。另外，误差校正和解码电路124向信道控制电路121供应表示通过误差校正和解码处理得出的解码同步情形的信号。

也可以使A/D变换器112-1和112-2被包括在解调设备113中。

下面参考图10说明的是由帧同步电路122执行的帧同步处理。

在步骤S1中，延迟检测器151执行延迟的检测。具体地，延迟检测器151通过进行前一符号的复共轭和当前符号的复数乘法来执行输入信号的延迟的检测，并向相关器152输出从延迟检测获取的值。

在步骤S2中，相关器152计算相关性值。具体地，相关器152使用以下表达式(1)来计算表示接收的延迟检测序列和已知的延迟检测序列之间的相关性的相关性值：

[表达式1]

表达式(1)中的值K是通过从在输入信号中的每帧的开头插入的已知序列中的符号的数目中减1获取的。并且值d_i表示输入到相关器152中的接收的延迟检测序列中的第i个值。

相关器152向信道控制电路121和峰值检测电路161供应计算出的相关性值。

同时，考虑两种情况之间的差别，即，一方面输入信号的信道没有被反转的情况和另一方面输入信号的信道被反转的情况之间的差别。

首先，考虑输入信号的信道没有被反转的情况。出于简要和说明的目的，假设插入在输入信号中的已知序列的值为0011。在这种情况下，与该已知序列相对应的已知的延迟检测序列的值为j，j，j。

图11是示出在输入信号的信道没有被反转的情况下，在接收插入在输入信号中的已知序列时，有效的复平面上的接收点的视图。如果假设A1表示已知序列中的第一符号，B1表示已知序列中的第二符号，C1表示已知序列中的第三符号，D1表示已知序列中的第四符号，则与符号A1、B 1、C1和D1相对应的接收序列中的复平面上的接收点如下：

点A1N(cos(π/4+Δθ)，jsin(π/4+Δθ))

点B1N(-sin(π/4+2Δθ)，jcos(π/4+2Δθ))

点C1N(-cos(π/4+3Δθ)，-jsin(π/4+3Δθ))

点D 1N(sin(π/4+4Δθ)，-jcos(π/4+4Δθ))

其中，Δθ表示由频率误差导致的每个符号的相位旋转角。

在以上情况下，对应于已知序列的接收序列中的相邻符号之间的延迟检测值(即，接收的延迟检测值)被给定为B1N·A1N^*＝C1N·B1N^*＝D1N·C1N^*＝e ^j(π/2+Δθ)。如图12中所示，相位相对于已知序列的延迟检测值(即，已知的延迟检测值)旋转了+Δθ。并且，已知的延迟检测序列和对应于已知序列的接收的延迟检测序列之间的相关性值，即峰值时间处的相关性值，基于以上示出的表达式(1)被定义为以下表达式(2)：

相关性值＝e ^j(π/2+Δθ)+e^j(π/2+Δθ)+e ^j(π/2+Δθ)

＝3e^j(π/2+Δθ)

＝3(cos(π/2+Δθ)+jsin(π/2+Δθ)) (2)

如所述的，在输入信号的信道没有被反转的情况下，值Δθ越小，与已知序列相对应的接收的延迟检测值和已知的延迟检测值越接近于相同相位(即，正相关性越高)，如图12和图13中所示。

另外，在理想的接收环境中，峰值时间处的相关性值被给定为ke^j(π/2+ ^Δθ)(其中，K是通过从已知序列的符号数目中减1获取的，如以上表达式(1)中所示)。如图14中所示，相关性值可以被表示在相对于Q轴正方向的+Δθ的角度处。

接着，考虑输入信号的信道被反转的情况。

在输入信号的信道被反转的情况下，与输入信号的信道没有被反转的情况相比，由频率误差导致的每个符号的相位旋转角的旋转方向被颠倒。所以，如图15中所示，在接收以上描述的已知序列“0011”中的符号A1、B1、C1和D1的序列时，有效的复平面上的接收点如下：

点A1R(cos(π/4-Δθ)，jsin(π/4-Δθ))

点B1R(sin(π/4-2Δθ)，-jcos(π/4-2Δθ))

点C1R(-cos(π/4-3Δθ)，-jsin(π/4-3Δθ))

点D1R(-sin(π/4-4Δθ)，jcos(π/4-4Δθ))

在以上情况下，与已知序列相对应的接收序列的接收的延迟检测值被给定为B1R·A1R^*＝C1R·B1R^*＝D1R·C1R^*＝e^{j(-π/2-Δθ)}。如图16中所示，相位相对于已知序列的已知的延迟检测值旋转了π-Δθ。并且，已知的延迟检测序列和对应于已知序列的接收的延迟检测序列之间的相关性值基于以上示出的表达式(1)由以下表达式(3)定义：

相关性值＝e ^{j(-π/2-Δθ)}+e ^{j(-π/2-Δθ)}+e ^{j(-π/2-Δθ)}

＝3e^{j(-π/2-Δθ)}

＝3(cos(-π/2-Δθ)+jsin(-π/2-Δθ)) (3)

如所述的，在输入信号的信道被反转的情况下，值Δθ变得越小，已知的延迟检测值和与已知序列相对应的接收的延迟检测值变得更接近于相反相位(即，负相关性越高)，如图16和图17中所示。

另外，在理想的接收环境中，峰值时间处的相关性值被给定为Ke^j(-π ^/2-Δθ)。如图18中所示，相关性值可以被表示在相对于Q轴负方向的-Δθ的角度处。

返回到图10中的步骤S3中，峰值检测电路161检测相关性值的峰值。具体地，峰值检测电路161检测在帧间隔处出现的相关性值的峰值和峰值时间，并向同步确定电路162供应表示如此检测出的峰值和峰值时间的信号。

在步骤S4中，同步确定电路162确定帧同步。说明性地，如果高于预定阈值的相关性值的峰值在预定时间段上连续出现，则同步确定电路162确定帧同步已经建立。然后，同步确定电路162向信道控制电路121和相位同步电路123供应表示帧同步情形(即，帧同步是否建立)的信号。并且，如果发现建立了帧同步，则同步确定电路162向相位同步电路123供应表示输入信号中的每个帧的开始位置的信号。另外，同步确定电路162向信道控制电路121供应表示相关性值的峰值时间的信号。

然后，控制返回到步骤S1，并且步骤S1到S4被重复执行。

下面参考图19的流程图说明的是信道控制处理的第一实施例是如何由信道控制电路121与图10的帧同步处理相对应地执行的。

在步骤S21中，信道控制部132确定相关性值的虚部是否等于或大于0。如以上参考图14讨论的，在输入信号的信道没有被反转的理想的接收环境中，峰值时间处的相关性值被给定为Ke^j(π/2Δθ)。另一方面，如参考图18所描述的，在输入信号的信道被反转的理想的接收环境中，峰值时间处的相关性值被给定为Ke^{j(-π/2-Δθ)}。因此，在输入信号的信道没有被反转且角度Δθ落入±π/2区间的情况下，相关性值的虚部在峰值时间处取正值，并且已知的延迟检测序列和对应于已知序列的接收的延迟检测序列之间的相关性变为正相关性，如图20的左手侧视图中的阴影部分所示。同时，如果输入信号的信道被反转并且角度Δθ落入±π/2区间，则相关性值的虚部在峰值时间处取负值，并且已知的延迟检测序列和对应于已知序列的接收的延迟检测序列之间的相关性变为负相关性，如图20的右手侧视图中的阴影部分所示。

利用以上描述的特性，如果峰值时间处的相关性值的虚部小于0并且如果角度Δθ落入±π/2区间，则信道控制部132确定输入信号的信道被反转。然后，控制被传递到步骤S22。

在步骤S22中，信道控制部132切换输入信号的信道，从而终止信道控制处理。其信道被如此切换的输入信号经历下游的解调处理。

如果在步骤S21中发现峰值时间处的相关性值的虚部等于或大于0并且如果角度Δθ落入±π/2区间，则信道控制部132确定输入信号的信道没有被反转。然后，信道控制部132在不切换输入信号的信道的情况下终止信道控制处理。输入信号被继续提供给下游的解调处理。

如所描述的，如果发现输入信号的信道被反转，则可以基于中途通过帧同步而计算出的相关性值，比以前更快地、正确地控制输入信号的信道的切换，即，不像图7中的解调设备13那样在信道切换之前等待误差校正处理中的解码同步的结果。

另外，不需要预先确定在数据交换点之间的上变换和下变换之后每个信道的极性是否被反转且不需要安排调谐器111和A/D变换器112-1和112-2之间的连接以便不反转输入信号的信道。如果发现输入信号的信道被反转，则可以自动校正输入信号的信道，以使得未调制的原始数据总是比以前更快地、正确地被恢复。

另外，可以说明性地通过验证相关性值的最高位是0还是1来确定相关性值的虚部是否等于或高于0。因此，以上的确定处理可以使用有助于使电路的尺寸比以前更小的简化电路结构来实现。

下面参考图21的流程图说明的是信道控制处理的第二实施例是如何被信道控制电路121与图10的帧同步处理相对应地执行的。

在步骤S41中，信道控制部132基于来自同步确定电路162的信号来确定帧同步是否已经建立。如果发现帧同步还没有建立，则控制被传递到步骤S42。

在步骤S42中，信道控制部132确定是否经过了预定的时间段。如果发现还没有经过预定的时间段，即，如果发现帧异步的状态还没有持续预定的时间段，则控制返回到步骤S41。重复执行步骤S41和S42，直到在步骤S41中发现已经建立了帧同步为止，或者直到在步骤S42中发现已经经过了预定的时间段为止。

如果在步骤S42中发现已经经过了预定的时间段，即，如果帧异步的状态已经持续了预定的时间段，则控制被传递到步骤S43。

在步骤S43中，如在前面描述的图19的步骤S22中那样，切换输入信号的信道。然后，控制返回到步骤S41，并且重复执行步骤S41到S43，直到在步骤S41中确定建立了帧同步。即，在预定间隔处切换输入信号的信道，直到帧同步被建立为止。

如果在步骤S41中确定建立了帧同步，则终止信道控制处理。

如所描述的，如果发现输入信号的信道被反转，则可以基于在解码同步的上游的帧同步的结果，比以前更快地、正确地控制输入信号的信道的切换，即，不像图7的解调设备13那样在信道切换之前等待误差校正处理中的解码同步的结果。

以下参考图22的流程图说明的是信道控制处理的第三实施例是如何被信道控制电路121与图10的帧同步处理相对应地执行的。

在步骤S61中，置信水平确定部131确定相关性值的幂是否高于预定阈值。相关性值的幂变得越高，相关性值的绝对值变得越大。理想地，峰值时间处的相关性值为K²。相反，相关性值的幂越高，相关性值的绝对值越大。即，在接收的延迟检测序列和已知的延迟检测序列之间出现了强相关性关系，其指示相关性值的高置信水平。如果发现相关性值的幂高于预定阈值，则置信水平确定部131向信道控制部132通知：相关性值的置信水平足够高。然后，控制被传递到步骤S62。

步骤S61和S62中的处理类似于以上描述的图19中的步骤S21和S22。在终止信道控制处理之前，基于相关性值的虚部的值来控制输入信号的信道的切换。

同时，如果在步骤S61中发现相关性值的幂低于预定值，则置信水平确定部131向信道控制部132通知：相关性值的置信水平低。然后，控制被传递到步骤S64。

在步骤S64中，信道控制部132基于来自误差校正和解码电路124的信号来确定解码同步是否建立。如果未发现建立了解码同步，则控制被传递到步骤S65。

在步骤S65中，信道控制部132确定是否经过了预定的时间段。如果发现未经过预定的时间段，即，如果发现解码异步的状态尚未持续预定的时间段，则控制返回到步骤S64。重复执行步骤S64和S65，直到在步骤S64中发现建立了解码同步为止，或者直到在步骤S65中发现已经经过了预定的时间段为止。

如果在步骤S65中发现已经经过了预定的时间段，即，如果发现解码异步的状态已经持续了预定的时间段，则控制被传递到步骤S66。

在步骤S66中，与在上述图16的步骤S22中一样，切换输入信号的信道。然后，控制返回到步骤S64，并且重复执行步骤S64到S66，直到在步骤S64中确定建立了解码同步。即，在预定间隔处切换输入信号的信道，直到解码同步被建立为止。

如果在步骤S64中确定建立了解码同步，则终止信道控制处理。

如所描述的，如果相关性值的置信水平由于相关性值的幂次高而被确定为高，则信道控制处理的第三实施例基于相关性值来控制输入信号的信道的切换。如果置信水平由于相关性值的幂次低而被确定为低，则第三实施例在不使用相关性值的情况下基于下游的解码同步的情形来控制输入信号的信道的切换。这样，可以比以前更精确地控制输入信号的信道的切换。

可替代地，在步骤S64到S66中，可以执行与图21的步骤S41到S43中相同的处理。即，可以基于帧同步情形来控制输入信号的信道的切换。

另外，可以不基于相关性值的幂而直接基于相关性值的大小，来确定相关性值的置信水平。

下面参考图23的流程图说明的是信道控制处理的第四实施例是如何被信道控制电路121与图10的帧同步处理相对应地执行的。

图23中的处理基本与图22中的相同，除了与图22的步骤S61相对应的步骤S81以外。

即，在步骤S81中，置信水平确定部131确定相关性值的偏转角是否落入预定区间。更具体地，在相关性值的偏转角被表示在-π到+π区间的情况下，如果相关性值的偏转角满足以下的表达式(4)的条件，即，如果相关性值的偏转角落入图24中的阴影部分所示的区间中，则置信水平确定部131确定相关性值的偏转角落入了预定区间，并且向信道控制部132通知：相关性值的置信水平足够高。然后，控制被传递到步骤S82，并且执行步骤S82和随后步骤。

α≤|相关性值的偏转角|≤π-α (4)

具体地，如果例如值Δθ小且改变很小，并且如果相关性值的偏转角接近±π/2，则确定相关性值的置信水平为高。然后，基于相关性值的虚部的值，来控制输入信号的信道的切换。

如果在步骤S81中，相关性值的偏转角没有满足表达式(4)的条件，即，如果相关性值的偏转角处于图24中的阴影部分所示的区间外，则置信水平确定部131确定相关性值的偏转角处于预定区间外，并且向信道控制部132通知：相关性值的置信水平为低。然后，控制被传递到步骤S84，并且执行步骤S84和随后的步骤。

即，当相关性值的偏转角说明性地由于值Δθ大或改变大而接近0或π时，确定相关性值的置信水平为低。然后，在不使用相关性值的情况下，基于下游的解码同步的结果来控制输入信号的信道的切换。这样，可以比以前更精确地切换输入信号的信道。

可替代地，在步骤S84到S86中，可以执行与图21的步骤S41到S43中相同的处理。即，可以基于帧同步情形来控制输入信号的信道的切换。

下面参考图25的流程图说明的是信道控制处理的第五实施例是如何被信道控制电路121与图10的帧同步处理相对应地执行的。

在步骤S101和S102中，执行与上述图19的步骤S21和S22中相同的处理。即，基于相关性值的虚部的值来控制输入信号的信道的切换。

然后，在步骤S103到S105中，执行与上述图22的步骤S64到S66中相同的处理。即，基于下游的解码同步的结果来控制输入信号的信道的切换。

以上的步骤使得在输入信号的初始信道由于以下原因被错误切换之后恢复输入信号的初始信道成为可能：即，由于发现值Δθ在±π/2区间以外或者由于在发现相关性值的置信水平低的情况下将相关性值的虚部的值用作进行切换的基础。因此，输入信号的信道可以比以前更精确地被切换。

可替代地，在步骤S103到S105中，可以执行与图21的步骤S41到S43中相同的处理。即，可以基于帧同步情形来控制输入信号的信道的切换。

用于计算相关性值的方法不限于以上讨论的那些。如果其他方法能够计算表示接收的延迟检测序列和已知的延迟检测序列之间的相关性的方向和大小的相关性值，也可以采用其他方法。

以上描述示出了这样的示例，其中，对应于各延迟检测值的相关性值被加总求和，以在确定是否切换输入信号的信道时被使用。可替代地，对应于各延迟检测值的相关性值的平均值可被说明性地用于该确定。

另外，即使由于噪声或频率误差的影响，已知的延迟检测序列和对应于已知序列的接收的延迟检测序列之间的相关性值不一定显著地变为峰值，也可以基于已知的延迟检测序列和对应于已知序列的接收的延迟检测序列之间的相关性值的虚部的值来确定输入信号的信道是否被反转。

本发明可以被说明性地应用于解调根据DVB-S.2标准来调制的信号的解调设备，以及结合有这种解调设备的设备(例如，卫星广播接收设备)。

另外，本发明可以被以这样的方式应用于解调根据DVB-S.2标准以外的其他标准被调制的输入信号的解调设备：已知序列和接收序列之间的相关性关系在输入信号的信道没有被反转的情况和输入信号的信道被反转的情况之间明显不同，本发明可以被进一步应用到结合有这种解调设备的设备。

上述步骤和处理系列可以由硬件或软件执行。在基于软件的处理将被执行的情况下，组成软件的程序可以被预先结合在供程序执行的计算机的专用硬件中，或者被从适当的程序记录介质安装到能够基于安装的程序来执行不同功能的通用个人计算机或类似装备中。

图26是示出用于利用程序来执行上述步骤和处理系列的计算机的典型硬件结构的框图。

在计算机中，CPU(中央处理单元)201、ROM(只读存储器)202、以及RAM(随机存取存储器)203通过总线204互连。

输入/输出接口205也被连接至总线204。输入/输出接口205被连接至包括键盘、鼠标、麦克风等的输入部206、由显示器和扬声器等形成的输出部207、包括硬盘、非易失性存储器等的存储部208、包括网络接口等的通信部209、驱动诸如磁盘、光盘、磁光盘或半导体存储器之类的可移除介质211的驱动210。

在如上所述构造的计算机中，CPU 201经由输入/输出接口205和总线204说明性地将程序从存储部208装载到RAM 203中用于执行，从而执行以上描述的步骤和处理系列。

说明性地，由计算机(CPU 201)执行的程序被提议记录在构成诸如磁盘(包括柔性盘)、光盘(CD-ROM(压缩盘-只读存储器)、DVD(数字通用盘)等)、磁光盘或者半导体存储器之类的封装介质的可移除介质211上，或者通过诸如局域网、互联网或者数字卫星广播之类的无线或有线传输介质而被分发。

并且，当可移除介质211被附接至驱动210时，程序可经由输入/输出接口205被安装到存储部208中。程序还可以在被通信部209经由有线或无线传输介质接收之后，被安装到存储部208中。可替代地，程序还可以被预先安装在ROM 202或存储部208中。

另外，由计算机执行的程序例如在被调用时，可以被以时序为基础按本说明书的示出顺序处理，被并行处理，或者在其他情况下被以适当的时控方式处理。

在本说明书中，术语“系统”指由多个组件设备组成的整个设备。

应该理解，本发明在被实现时不限于以上描述的实施例，并且可以对本发明作出各种修改、改变和替换，只要落入所附权利要求或其等同物的范围即可。

Claims

1.一种用于解调被分离为I-信道信号和Q-信道信号的输入信号的解调设备，所述解调设备包括：

相关性检测装置，用于计算在由插入在所述输入信号中的已知值的符号所组成的已知序列和由通过检测所述输入信号而获取的符号所形成的接收序列之间的相关性值；以及

信道控制装置，用于在所述已知序列和对应于所述已知序列的所述接收序列之间的相关性被发现是负相关性的情况下，切换所述输入信号的信道。

2.根据权利要求1所述的解调设备，其中，如果在所述输入信号的信道被切换之后的预定时间段中所述输入信号的帧同步没有被建立，则所述信道控制装置再次切换所述输入信号的信道。

3.根据权利要求1所述的解调设备，还包括：

置信水平确定装置，用于基于所述相关性值的大小来确定所述相关性值的置信水平；

其中，如果所述相关性值的所述置信水平被确定为不充分，则所述信道控制装置在所述输入信号的解码同步的结果的基础上切换所述信道。

4.根据权利要求1所述的解调设备，其中，所述已知序列在被插入到所述输入信号中时通过π/2移位BPSK(二相相移键控)被调制。

5.根据权利要求4所述的解调设备，还包括：

置信水平确定装置，用于基于所述相关性值的偏转角的大小来确定所述相关性值的置信水平；

6.一种用于解调设备的解调方法，所述解调设备用于解调被分离为I-信道信号和Q-信道信号的输入信号，所述解调方法包括以下步骤：

计算在由插入在所述输入信号中的已知值的符号所组成的已知序列和由通过检测所述输入信号而获取的符号所形成的接收序列之间的相关性值；以及

如果所述已知序列和对应于所述已知序列的所述接收序列之间的相关性被发现是负相关性，则切换所述输入信号的信道。