CN102577206A - 用于检测数字传输系统的dqpsk符号序列中的奇偶校验错误的方法和设备 - Google Patents

用于检测数字传输系统的dqpsk符号序列中的奇偶校验错误的方法和设备 Download PDF

Info

Publication number
CN102577206A
CN102577206A CN2011800025893A CN201180002589A CN102577206A CN 102577206 A CN102577206 A CN 102577206A CN 2011800025893 A CN2011800025893 A CN 2011800025893A CN 201180002589 A CN201180002589 A CN 201180002589A CN 102577206 A CN102577206 A CN 102577206A
Authority
CN
China
Prior art keywords
symbol
dqpsk
parity check
parity
dqpsk symbol
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN2011800025893A
Other languages
English (en)
Other versions
CN102577206B (zh
Inventor
法比安·尼古拉斯·汉斯科
格哈特·巴乌赫
桃瑞丝·弗吕格
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Huawei Technologies Co Ltd
Original Assignee
Huawei Technologies Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Huawei Technologies Co Ltd filed Critical Huawei Technologies Co Ltd
Publication of CN102577206A publication Critical patent/CN102577206A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN102577206B publication Critical patent/CN102577206B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/63—Joint error correction and other techniques
    • H03M13/6325—Error control coding in combination with demodulation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/37—Decoding methods or techniques, not specific to the particular type of coding provided for in groups H03M13/03 - H03M13/35
    • H03M13/3746—Decoding methods or techniques, not specific to the particular type of coding provided for in groups H03M13/03 - H03M13/35 with iterative decoding
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0061—Error detection codes
    • H04L1/0063—Single parity check
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
    • H04L27/2331—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation wherein the received signal is demodulated using one or more delayed versions of itself

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Probability & Statistics with Applications (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
  • Error Detection And Correction (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Detection And Correction Of Errors (AREA)

Abstract

本发明涉及一种用于检测数字传输系统的DQPSK符号序列中的奇偶校验错误的方法，其包括：确定(101)第一经解调符号r1作为第一DQPSK符号x(n-2)与第二DQPSK符号x(n-1)之间的奇偶校验；确定(102)第二经解调符号r2作为第二DQPSK符号x(n-1)与第三DQPSK符号x(n)之间的奇偶校验，其中所述第一DQPSK符号x(n-2)、所述第二DQPSK符号x(n-1)和所述第三DQPSK符号x(n)是所述DQPSK符号序列中相邻的符号；确定(103)第一奇偶校验符号p1作为第四DQPSK符号x(n-k)与所述第三DQPSK符号x(n)之间的奇偶校验；确定(104)第二奇偶校验符号p2作为第五DQPSK符号x(n-k-m)与所述第四DQPSK符号x(n-k)之间的奇偶校验，其中所述第三DQPSK符号x(n)、所述第四DQPSK符号x(n-k)和所述第五DQPSK符号x(n-k-m)是所述DQPSK符号序列中不同的且不相邻的符号；确定(105)超奇偶校验符号q1作为所述第五DQPSK符号x(n-k-m)与所述第三DQPSK符号x(n)之间的奇偶校验；以及通过将所述第一奇偶校验符号p1和所述第二奇偶校验符号p2的组合与所述超奇偶校验符号q1进行比较来检测(106)所述DQPSK符号序列中的奇偶校验错误，其中两个DQPSK符号之间的奇偶校验描述所述两个DQPSK符号之间的相位差。

Description

用于检测数字传输系统的DQPSK符号序列中的奇偶校验错误的方法和设备
技术领域
本发明涉及DQPSK(差分正交相移键控)通信系统中的错误检测。
背景技术
对于数字传输系统，尤其是光学传输系统，传输会对噪声敏感。使用差分解码来减少由相位滑动引起的差错突发。软差分(SD)解码表现出对非线性相位噪声的良好容限。然而，差分解码在发射装置与接收装置之间的B2B(背靠背)传输中会引起误码率(BER)损耗。在软差分解码的情况下，在做出决策之前将两个连续值相乘。因此，总噪声功率加倍，其转变为(光学)信噪比降级。为了减少差分解码损耗，有多种已知的方法用于符号相位估计(MSPE)。然而，这些方法的实施方案较复杂。或者，非冗余错误校正(NEC)是用来减少差分损耗的经典方案。然而，非冗余错误校正可能带来不良的性能。
差分解码与普通的M-PSK相比大约使错误率加倍，但这可以通过仅对信噪比Eb/N0的少量增加来克服。由于在通信系统中的发射器与接收器之间将存在物理信道，因此，此信道将大体上对PSK信号引入未知的相移。在这些情况下，差分方案可产生比依赖于精确相位信息的普通方案更好的错误率。对于已经过差分编码的信号，存在替代的解调方法。将两个连续接收符号之间的相位进行比较且用来检测发射的数据，而不是像通常那样进行解调并忽略载波相位模糊性。当以此方式使用差分编码时，将方案称为差分相移键控(DPSK)或差分正交相移键控(DQPSK)。
发明内容
本发明的目的是提供一种有效的思路用于减轻差分解码损耗，具备高性能和低复杂性。
此目的通过独权的特征来实现。从从权、描述内容和附图中了解另外的实施方式。
本发明是基于以下发现：用于减轻差分解码损耗的有效方法可能需要通过两级奇偶校验检验程序来完成。在第一级中，基于两个连续经解调符号的相位差来产生奇偶校验。在第二级中，基于在第一级中产生的奇偶校验来产生另一奇偶校验，即所谓的超奇偶校验。因此，不仅可检测且校正解调错误，而且可检测和校正奇偶校验错误。
根据第一方面，本发明涉及一种用于检测数字传输系统的DQPSK符号序列中的奇偶校验错误的方法。所述方法包括：确定第一经解调符号r1作为第一DQPSK符号x(n-2)与第二DQPSK符号x(n-1)之间的奇偶校验；确定第二经解调符号r2作为第二DQPSK符号x(n-1)与第三DQPSK符号x(n)之间的奇偶校验，其中所述第一DQPSK符号x(n-2)、所述第二DQPSK符号x(n-1)和所述第三DQPSK符号x(n)是所述DQPSK符号序列中相邻的符号；确定第一奇偶校验符号p1作为第四DQPSK符号x(n-k)与所述第三DQPSK符号x(n)之间的奇偶校验；确定第二奇偶校验符号p2作为第五DQPSK符号x(n-k-m)与所述第四DQPSK符号x(n-k)之间的奇偶校验，其中所述第三DQPSK符号x(n)、所述第四DQPSK符号x(n-k)和所述第五DQPSK符号x(n-k-m)是所述DQPSK符号序列中不同的且不相邻的符号；确定超奇偶校验符号q1作为所述第五DQPSK符号x(n-k-m)与所述第三DQPSK符号x(n)之间的奇偶校验；以及通过将所述第一奇偶校验符号p1和所述第二奇偶校验符号p2的组合与所述超奇偶校验符号q1进行比较来检测所述DQPSK符号序列中的奇偶校验错误，其中两个DQPSK符号之间的奇偶校验描述所述两个DQPSK符号之间的相位差。
在差分编码QPSK(DQPSK)中，相移是0°、90°、180°、-90°，对应于数据符号“00”、“01”、“11”、“10”。因此，接收的符号可经解调到群集中的M个点中的一点，且比较器随后计算此接收的信号与前一接收的信号之间的相位差。所述差将数据编码。
对经编码信息位应用解调、检测符号且执行解码也称为“硬差分”(HD)解码，因为解码操作采用类似于符号或位的硬决策信息。信号的解调也可通过“软差分”(SD)解码来执行，其采用软决策值来在一个步骤中对信号进行解调且对信号进行解码。随后检测符号和位。因此，方法可例如基于在SD解码之后检测到的符号来执行奇偶校验检查。
根据第一方面，定义奇偶校验，其描述两个DQPSK符号之间的相位差。在不失一般性的情况下，下文给出两个DQPSK符号之间的相位差的简短定义。将第k个时隙中的接收符号称为rk，且使其具有相位φk。不失一般性地假定载波的相位为零。将额外的高斯白噪声(AWGN)项表示为nk。则
r k = E s e jφ k + n k .
用于第k-1个符号和第k个符号的决策变量是rk与rk-1之间的相位差。也就是说，如果rk投影到rk-1上，那么对所得复数的相位做出决策：
r k r k - 1 * = E s e j ( θ k - θ k - 1 ) + E s e jθ k n k - 1 * + E s e - j θ k - 1 n k + n k n k - 1
其中上标*表示复共轭。在噪声存在的情况下，此相位是θk-θk-1，两个接收信号之间分别的相移或相位差，其可用以确定所传输的数据。
使用DQPSK不需要可能复杂的载波恢复方案来提供准确的相位估计，并用作对普通PSK的有吸引力的替代方案。此方法消除了恒定或缓慢时变的载波相位偏移，且载波频率偏移转变为恒定相位偏移，使得可仅以很小的损耗来容许较慢的载波频率偏移。因此，在SD解码之前的载波频率同步可以执行，但不是必要的。
在光学通信系统中，可部署DQPSK符号，因为可以差分方式将数据调制到激光的相位上。调制可由发射连续波的激光器和接收电二进制数据的Mach-Zehnder调制器来执行。对于BPSK的情况，激光器发射针对二进制“1”不变的字段，且针对“0”以相反极性发射。在接收器中，通过intradyne相干检测将信号从传输激光器的载波波长向下转换到基带中。以90°混合将本机激光(LO)与接收的信号混合，其中LO和接收的信号的载波波长类似但不相同。通常，可能存在高达3GHz的LO频率偏移。此intradyne相干接收器需要数字解调来同步载波相位和载波频率，因为控制LO载波相位和频率的锁相回路不适用于现有技术。90°混合的输出提供基带信号的同相且正交分量(也称为实部和虚部)，其转换为电信号。在模/数转换之后，获得光学基带信号的离散数字表示，其可用于数字同步和均衡。而且，极化多样性intradyne相干检测是广泛应用的，其还将光学信号的极化性质转移到数字域。
通常，将若干数字均衡和同步级应用于接收的信号，例如用来减轻极化效应的色散补偿、时序恢复和自适应滤波器，例如用来执行时域均衡(TDEQ)的有限脉冲响应滤波器(FIR)。在均衡之后，通常每极化可获得一个离散的复值信号，其分别称为x(n)和y(n)。
最终，其余的载波频率和载波相位偏移，包含来自线性和非线性光学损害的所有种类的相位噪声、激光线宽或激光相位噪声，均得以恢复。可在包含载波相位估计的载波恢复级中执行此数字解调。事实上，SD解码也可作为低复杂性替代方案来执行，其需要在发射器处对数据进行差分编码。
在C.R.S.Fludger、T.Duthel、D.van den Borne、C.Schulien、E.-D.Schmidt、T.Wuth、J.Geyer、E.De Man、G.D.Khoe和H.de Waardt的“针对稳健100-GE传输的相干均衡和POLMUX-RZ-DQPSK(Coherent equalisation and POLMUX-RZ-DQPSK for robust100-GE transmission)”中揭示相干光学接收器，该文章发表于2008年1月的光波技术期刊第26卷第1号中，以引用方式并入本文。
根据替代实施方式，使用差分编码二进制相移键控(DBPSK)符号来代替DQPSK符号。在差分编码BPSK中，可通过将180°添加到当前相位来传输二进制“1”，且通过将0°添加到当前相位来传输二进制“0”。
根据第一方面，定义奇偶校验错误和奇偶校验符号。奇偶校验位是增加的位，用以确保一个位集中具有值1的位的数目为偶数或奇数。奇偶校验位用于实施错误检测码。奇偶校验位存在两种变体：偶校验位和奇校验位。当使用偶校验时，如果不包含奇偶校验位的给定位集中1的数目为奇数，那么奇偶校验位设定为1，使得包含奇偶校验位的整个位集为偶数。当使用奇校验时，如果(不包含奇偶校验位的)给定位集中1的数目为偶数，那么奇偶校验位设定为1，从而将(包含奇偶校验位的)整个位集保持为奇数。换句话说，如果1的数目+1为偶数，那么偶校验位将设定为“1”，且如果1的数目+1为奇数，那么奇校验位将设定为“1”。如果不正确地传输包含奇偶校验位的奇数个位，那么奇偶校验位将不正确，且因此指示传输中发生的错误。此机制实现对单个位错误的检测，因为如果由于线路噪声而使一个位反转，那么在接收的数据中将存在不正确数目的1。
根据第一方面，将第一奇偶校验符号定义为两个不连续DQPSK符号x(n-k)与x(n)之间的奇偶校验，其中不连续性要求k是范围[-1，0，1]之外的整数。根据第一方面，将第二奇偶校验符号定义为两个不连续DQPSK符号x(n-k-m)与x(n-k)之间的奇偶校验，其中不连续性要求m是范围[-1，0，1]之外的整数。
根据第一方面，将超奇偶校验符号定义为两个DQPSK符号x(n-k-m)与x(n)之间的奇偶校验，其中第一DQPSK符号x(n-k-m)是已用于确定第一奇偶校验符号的符号且第二DQPSK符号x(n)是已用于确定与第一奇偶校验符号不相邻的第二奇偶校验符号的符号。根据一种实施方式，(k+m)是范围[-3，-2，-1，0，1，2，3]之外的整数。
根据第一方面，将第一解调符号定义为描述第一DQPSK符号x(n-2)与第二DQPSK符号x(n-1)之间的相位差的奇偶校验，其中两个DQPSK符号是DQPSK符号序列中相邻的符号。将第二经解调符号定义为第二DQPSK符号x(n-1)与第三DQPSK符号x(n)之间的奇偶校验，其中两个DQPSK符号是DQPSK符号序列中相邻的符号。根据一种实施方式，将第一奇偶校验符号定义为界定两个经解调符号的三个相邻DQPSK符号之间的奇偶校验。根据一种实施方式，将超奇偶校验符号定义为界定两个不相邻奇偶校验符号的五个相邻DQPSK符号之间的奇偶校验。
根据第一方面，定义数字传输系统。根据一种实施方式，数字传输系统是用于无线网络中，尤其是GSM/UMTS/LTE蜂窝式网络和WLAN中的传输的系统。根据一种替代实施方式，数字传输系统是用于以电路交换或包交换方式操作的有线网络中的传输的系统。根据一种实施方式，数字传输系统是基于IP、基于ATM或基于TDM的。根据一种实施方式，数字传输系统是XDSL网络。根据一种实施方式，数字传输系统是光学传输系统。根据一种实施方式，数字传输系统是电传输系统。根据一种实施方式，数字传输系统提供光学和电传输。
根据第一方面，容易计算DQPSK符号之间的相位差，使得方法提供低复杂性。通过使用超奇偶校验符号，方法提供用以检测奇偶校验符号中的错误的机制，所述错误可在DQPSK符号序列中的错误的检测起始之前进行校正。因此，本方法提供用于减轻差分解码损耗的有效机制，其具备高性能和低复杂性。
根据第一方面的第一实施方式，通过应用于两个DQPSK符号中的第一者与所述两个DQPSK符号中的第二者的复共轭的乘积的阈值决策来确定所述两个DQPSK符号之间的奇偶校验。将两个DQPSK符号x(n)与x(k)之间的奇偶校验pn，k定义为pn，k＝HD(x(n)x*(k))，其中HD是用以获得用于检测x(n)x*(k)的相位的硬决策符号的阈值决策。对于DPQKS，pn，k可由二进制两位字00、01、10和11表示，其分别指代十进制值0、1、2和3。
根据第一方面的第二实施方式，其中通过作为从两个不相邻DQPSK符号中的第一者到所述两个不相邻DQPSK符号中的第二者的范围内的多个符号之间的奇偶校验的子奇偶校验的总和来确定DQPSK符号序列的所述两个不相邻DQPSK符号之间的奇偶校验。两个不相邻DQPSK符号是不相邻或不邻近的符号，也就是说，其它DQPSK符号位于所述两个不相邻符号之间。根据第一方面的某种实施方式，两个不相邻DQPSK符号x(n)和x(k)包含DQPSK符号序列x(a)，x(b)，...x(z)，其中n＜a＜b＜...＜z＜k。根据某种实施方式，根据从两个不相邻DQPSK符号中的第一者x(n)到所述两个不相邻DQPSK符号中的第二者x(k)的范围内的多个单独的符号形成子奇偶校验pn，a＝x(n)x*(a)，pa，b＝x(a)x*(b)，pb，c＝x(b)x*(c)，...，pz，k＝x(z)x*(k)。然而，也可针对所有后续子奇偶校验形成pn，a＝HD(x(n)x*(a))。
两个不相邻DQPSK符号x(n)与x(k)之间的奇偶校验pn，k可表达为个别子奇偶校验的总和：pn，k＝pn，a+pa，b+pb，c+...+pz，k。因此，可利用两个以上子奇偶校验来形成奇偶校验。因此，可部署pn，k来检查子奇偶校验的总和，其中每一子奇偶校验可通过对应的相位差来形成。
根据一些实施方式，子奇偶校验的任一组合可用于执行奇偶校验。
根据某种实施方式，可将奇偶校验形成为子奇偶校验的总和，pn，k＝pn，a+pa，k。根据某种实施方式，将奇偶校验形成为pn，k＝pn，a+pa，b+pb，z。根据某种实施方式，将奇偶校验形成为pn，k＝pn，b+pb，y+py，k。将用于确定子奇偶校验的多个符号pn，a，pa，b，pb，c，...，pz，k中的两者之间的步长确定为a-n、b-a、c-b、...和k-z。因此，可部署pn，k以检查子奇偶校验的总和，其中每一子奇偶校验可通过对应相位差来形成。
根据第一方面的第三实施方案，用于确定所述子奇偶校验的所述多个符号中的两者之间的步长针对所述子奇偶校验中的至少两者有所不同。根据某种实施方式，奇偶校验可表达为pn，k＝pn，a+pa，k，其中多个符号x(n)与多个符号x(a)之间的步长是a-n，且多个符号x(a)与多个符号x(k)之间的步长是k-a。根据第三实施方式，a-n不同于k-a。
根据第一方面的第四实施方式，其中用于确定第四DQPSK符号x(n-k)与第三DQPSK符号x(n)之间的奇偶校验的子奇偶校验的数目等于用于确定第五DQPSK符号x(n-k-m)与第四DQPSK符号x(n-k)之间的奇偶校验的子奇偶校验的数目。
x(n-k)与x(n)之间的奇偶校验可例如通过三个子奇偶校验pn-k，a、pa，b和pb，n形成为pn-k，n＝pn-k，a+pa，b+pb，n，且x(n-k-m)与x(n-k)之间的奇偶校验通过三个子奇偶校验pn-k-m，c、pc，d和pd，n-k形成为pn-k-m，n-k＝pn-k-m，c+pc，d+pd，n-k。在此实施方式中，用于形成这两个奇偶校验的子奇偶校验的数目是相等的。
根据第一方面的第五实施方式，用于确定所述第五DQPSK符号x(n-k-m)与所述第三DQPSK符号x(n)之间的奇偶校验的子奇偶校验的数目是用于确定所述第四DQPSK符号x(n-k)与所述第三DQPSK符号x(n)之间的奇偶校验的子奇偶校验的数目的整数倍。
x(n-k)与x(n)之间的奇偶校验可例如通过两个子奇偶校验pn-k，a和pa，n形成为pn-k，n＝pn-k，a+pa，n，且x(n-k-m)与x(n)之间的奇偶校验通过四个子奇偶校验pn-k-m，b、pb，c、pc，d和pd，n形成为pn-k-m，n＝pn-k-m，b+pb，c+pc，d+pd，n。在此实施方式中，用于形成x(n-k-m)与x(n)之间的奇偶校验的子奇偶校验的数目是用于形成x(n-k)与x(n)之间的奇偶校验的子奇偶校验的数目的整数倍。
DQPSK符号序列中从第四DQPSK符号x(n-k)到第三DQPSK符号x(n)的符号的数目k可例如等于DQPSK符号序列中从第五DQPSK符号x(n-k-m)到第四DQPSK符号x(n-k)的符号的数目m。在相同数目的DQPSK符号上计算奇偶校验符号。根据第一方面的另一实施方式，在不同数目的DQPSK符号上计算奇偶校验符号。
DQPSK符号序列中从第五DQPSK符号x(n-k-m)到第三DQPSK符号x(n)的符号的数目m+k可例如为DQPSK符号序列中从第四DQPSK符号x(n-k)到第三DQPSK符号x(n)的符号的数目k的倍数。在不同数目的DQPSK符号上计算奇偶校验符号，其中DQPSK符号序列的第一区段包括参考DQPSK符号序列的第二区段的符号数目的倍数。
变量k例如等于2，且m等于2。在不相邻DQPSK符号上计算奇偶校验符号，不相邻DQPSK符号与所述不相邻DQPSK符号之间的其它DQPSK符号相邻。
根据第一方面的第六实施方式，第一校验子s1，所述第一校验子s1是所述第一奇偶校验符号p1、所述第二奇偶校验符号p2和所述超奇偶校验符号q1的函数，其中如果所述第一校验子s1不等于零，则检测到奇偶校验错误。根据某种实施方式，将第一校验子s1确定为第一奇偶校验符号p1与第二奇偶校验符号p2的总和减去第一超奇偶校验符号q1的模4运算：
s1＝p1+p2-q1mod 4。
如果校验子不是0，那么检测到奇偶校验错误。
根据第一方面的第七实施方式，第二校验子s2，所述第二校验子s2是所述第二奇偶校验符号p1、第三奇偶校验符号p2和第二超奇偶校验符号q1的函数，其中如果所述第二校验子s2不等于零，则检测到奇偶校验错误；且通过使用第一校验子s1和第二校验子s2来校正奇偶校验错误。根据某种实施方式，将第二校验子s2确定为第二奇偶校验p2与第三奇偶校验符号p3的总和减去第二超奇偶校验符号q2的模4运算：
s2＝p2+p3-q2mod 4。
如果校验子不是0，那么检测到错误。
根据第一方面的第八实施方式，通过非冗余错误校正来校正奇偶校验错误。
可例如将第一校验子s1确定为第一奇偶校验符号p1与第二奇偶校验符号p2的总和减去第一超奇偶校验符号q1的模4运算：
s1＝p1+p2-q1mod 4。
且将第二校验子s2确定为第二奇偶校验p2与第三奇偶校验符号p3的总和减去第二超奇偶校验符号q2的模4运算：
s2＝p2+p3-q2mod 4。
对于单个错误，两个连续校验子s1和s2具有相同值，因为p2在s1和s2两者中发生。因此，如果s1＝s20，那么错误已在p2中发生，且可被校正。
在以引用方式并入本文的第3,529,290号美国专利和2008年IEEE光子技术学报第20卷第24号第2090-2092页的K.Piyawanno、M.Kuschnerov、F.N.Hauske等人的“用于WDM DP-QPSK传输的基于相关的载波相位估计(Correlation-Based Carrier PhaseEstimation for WDM DP-QPSK Transmission)”中，相对于采用相邻DPSK符号的相位差对符号错误的错误校正而描述了非冗余错误校正。根据第一方面的第七实施方式，将非冗余错误校正应用于采用不相邻DQPSK符号的相位差对奇偶校验错误的错误校正。
根据第一方面的第九实施方式，方法进一步包括通过将所述第一经解调符号r1和所述第二经解调符号r2的组合与所述第一奇偶校验符号p1进行比较来检测其中已校正所述奇偶校验错误的所述DQPSK符号序列中解调错误。解调错误描述DQPSK符号序列中的错误。
根据第一方面的第十实施方式，方法进一步包括确定第二超奇偶校验符号q2作为第六DQPSK符号x(n-k-m-q)与所述第五DQPSK符号x(n-k-m)之间的奇偶校验；确定超奇偶校验符号v1作为所述第六DQPSK符号x(n-k-m-q)与所述第三DQPSK符号x(n)之间的奇偶校验；以及通过将所述超奇偶校验符号q1和所述第二超奇偶校验符号q2的组合与所述超奇偶校验符号v1进行比较来检测所述DQPSK符号序列中的超奇偶校验错误。超奇偶校验符号用以检测超奇偶校验符号中的超奇偶校验错误。将在确定奇偶校验符号之前校正此超奇偶校验错误，以便具有不含错误的奇偶校验符号。此外，使用超奇偶校验符号来检测奇偶校验符号中的奇偶校验错误。将在确定经解调符号之前校正此奇偶校验错误，以便具有不含错误的经解调符号。
根据第一方面的第十一实施方式，首先通过非冗余错误校正来校正所述超奇偶校验错误，随后通过非冗余错误校正来校正所述奇偶校验错误，且最后通过非冗余错误校正来校正所述解调错误。
根据第二方面，本发明涉及一种用于检测数字传输系统的DQPSK符号序列中的奇偶校验错误的设备，其包括：确定单元，用于确定第一经解调符号r1作为第一DQPSK符号x(n-2)与第二DQPSK符号x(n-1)之间的奇偶校验，用于确定第二经解调符号r2作为第二DQPSK符号x(n-1)与第三DQPSK符号x(n)之间的奇偶校验，其中所述第一DQPSK符号x(n-2)、所述第二DQPSK符号x(n-1)和所述第三DQPSK符号x(n)是所述DQPSK符号序列中相邻的符号；其中所述确定单元进一步用于确定第一奇偶校验符号p1作为第四DQPSK符号x(n-k)与所述第三DQPSK符号x(n)之间的奇偶校验，用于确定第二奇偶校验符号p2作为第五DQPSK符号x(n-k-m)与所述第四DQPSK符号x(n-k)之间的奇偶校验，其中所述第三DQPSK符号x(n)、所述第四DQPSK符号x(n-k)和所述第五DQPSK符号x(n-k-m)是所述DQPSK符号序列中不同的且不相邻的符号；且用于确定超奇偶校验符号q1作为所述第五DQPSK符号x(n-k-m)与所述第三DQPSK符号x(n)之间的奇偶校验；以及检测单元，用于通过将所述第一奇偶校验符号p1和所述第二奇偶校验符号p2的组合与所述超奇偶校验符号q1进行比较来检测所述DQPSK符号序列中的奇偶校验错误，其中两个DQPSK符号之间的奇偶校验描述所述两个DQPSK符号之间的相位差。
根据第二方面的第一实施方式，设备进一步包括校正单元，用于通过非冗余错误校正来校正所述DQPSK符号序列中的所述奇偶校验错误。
根据第二方面的第二实施方式，所述检测单元用于通过将所述第一经解调符号r1和所述第二经解调符号r2的组合与所述第一奇偶校验符号p1进行比较来检测所述DQPSK符号序列中的解调错误。所述校正单元用于通过非冗余错误校正来校正所述解调错误。
根据第二方面的第四实施方式，提供用于具有软差分解码的数字(光学)传输系统的错误检测和校正的设备，其包括：根据不邻近的符号计算奇偶校验且检测错误的符号型式，组合不邻近和邻近符号的奇偶校验以检测错误的符号型式且校正错误的决策，从而将关于错误符号的软信息提供到前向错误校正(FEC)且在增强型方案与现有技术方案之间切换。
对于低成本相干检测接收器，例如相干单极化(SP)40G DQPSK接收器，根据第二方面的实施方式，SD(软差分)解码能够取消载波恢复。这显著降低了DSP的复杂性，因为门数目减少、功耗减少且等待时间减少。根据第二方面的实施方式，SD解码与改进的NEC以及没有载波恢复的组合带来了低成本系统。计算出的奇偶校验检测特定错误型式，且将其标记为错误的。根据第二方面的实施方式，通过非冗余错误校正来校正这些错误型式中的一些但不一定是全部。根据第二方面的一些实施方式，将所述信息提供到后续的前向错误校正单元(FEC)作为额外软信息以预确定错误的错误型式。因此，非冗余错误校正(NEC)改善了前向错误校正(FEC)。根据第二方面的实施方式的设备与任何现有的DSP结构都兼容。其以低复杂性提供对SD损耗的缓解。
附图说明
将相对于附图描述本发明的另外实施例，其中：
图1是根据一种实施方式的用于检测DQPSK符号序列中的奇偶校验错误的方法的框图；
图2是根据一种实施方式的用于检测DQPSK符号序列中的奇偶校验错误的方法的框图；
图3是根据一种实施方式的用于将DQPSK符号指派于解调符号和奇偶校验符号的图；
图4是根据一种实施方式的用于实施将DQPSK符号指派于解调符号和奇偶校验符号的装置的框图；
图5是根据一种实施方式的用于将DQPSK符号指派于解调符号、奇偶校验符号和超奇偶校验符号的图；
图6是根据一种实施方式的用于检测DQPSK符号序列中的奇偶校验错误的设备的框图；以及
图7是根据一种实施方式的用于检测DQPSK符号序列中的奇偶校验错误的方法的性能图。
具体实施方式
图1是根据一种实施方式的用于检测DQPSK符号序列中的奇偶校验错误的方法的框图。方法包括“确定r1作为x(n-2)与x(n-1)之间的奇偶校验”的第一步骤101和“确定r2作为x(n-1)与x(n)之间的奇偶校验”的第二步骤102，其中x(n-2)、x(n-1)、x(n)是DQPSK符号序列中相邻的符号。根据此实施方式，在步骤102之前执行步骤101。根据另一实施方式，在步骤101之前执行步骤102。方法包括“确定p1作为x(n-k)与x(n)之间的奇偶校验”的第三步骤103和“确定p2作为x(n-k-m)与x(n-k)之间的奇偶校验”的第四步骤104，其中x(n)、x(n-k)、x(n-k-m)是DQPSK符号序列的不相邻符号。根据此实施方式，在步骤104之前执行步骤103。根据另一实施方式，在步骤103之前执行步骤104。根据此实施方式，在步骤103和104之前执行步骤101和102。根据另一实施方式，在步骤101和102之前执行步骤103和104。方法包括“确定q1作为x(n-k-m)与x(n)之间的奇偶校验”的第五步骤105和“通过将p1与p2的组合与q1进行比较来检测奇偶校验错误”的第六步骤106。两个DQPSK符号之间的奇偶校验描述这两个DQPSK符号之间的相位差。根据此实施方式，在步骤101到104之后执行步骤105。根据另一实施方式，在步骤101到104之前或在步骤101到104之间执行步骤105。
图2是根据一种实施方式的用于检测DQPSK符号序列中的奇偶校验错误的方法的框图。方法包括计算201经解调符号r(n)，“r(n-1)＝x(n-2)x*(n-1)；r(n)＝x(n-1)x*(n)；r(n+1)＝x(n)；x*(n+1)；r(n+2)＝x(n+1)x*(n+2)”，其中x(n-2)、x(n-1)、x(n)、x(n+1)、x(n+2)、x(n+3)、x(n+4)是DQPSK符号序列中相邻的符号。方法包括计算202奇偶校验符号p(n)，“p(n)＝x(n-2)x*(n)；p(n+2)＝x(n)x*(n+2)；p(n+4)＝x(n+2)x*(n+4)”，其中x(n-2)、x(n)、x(n+2)、x(n+4)是DQPSK符号序列的不相邻符号。方法包括计算203超奇偶校验符号q(n)，“q(n)＝x(n-2)x*(n+2)；q(n+2)＝x(n)x*(n+4)”，计算204校验子s(n)、s(n+2)且相对于奇偶校验错误执行错误校正，“s(n)＝p(n+2)+p(n)-q(n)mod 4；s(n+2)＝p(n+4)+p(n+2)-q(n+2)mod 4；如果s(n)＝s(n+2)≠0--＞校正DQPSK符号中的奇偶校验错误”，且计算205校验子s(n)和s(n+1)且相对于DQPSK符号执行错误校正，“s(n)＝r(n)+r(n-1)-p(n)mod 4；s(n+1)＝r(n+1)+r(n)-p(n+1)mod 4；if s(n)＝s(n+1)≠0--＞校正DQPSK符号中的解调错误”。方法步骤的顺序并不固定于此实施方式的顺序。在其它实施方式中使用不同的顺序。
图3是根据一种实施方式的用于将DQPSK符号指派于解调符号和奇偶校验符号的图。图描绘了DQPSK符号序列301，其包括符号xn-2、xn-1、xn、xn+1和xn+2，这些是DQPSK符号序列301的相邻符号。DQPSK符号序列301根据以下关系产生解调符号序列rn-1、rn、rn+1、rn+2：rn-1＝xn-2x* n-1，rn＝xn-1x* n，rn+1＝xn x* n+1，rn+2＝xn+1x* n+2。DQPSK符号序列301根据以下关系产生奇偶校验符号序列pn、pn+1和pn+2：pn＝xn-2x* n，pn+1＝xn-1x* n+1，pn+2＝xnx* n+2。在根据DQPSK符号序列中相邻的符号计算解调符号的同时，根据DQPSK符号序列的不相邻符号计算奇偶校验符号。使用非冗余错误校正(NEC)算法来检测和校正经解调符号序列rn-1、rn、rn+1、rn+2中的错误。此非冗余错误校正算法假定奇偶校验符号pn为正确的。但这并不能保证。因此，可能对经解调符号rn引入错误而不是校正。
根据一种实施方式，在执行非冗余错误校正算法之前，可校正奇偶校验符号pn。这是通过计算超奇偶校验符号qn来实现，qn用于校正DQPSK符号序列中的奇偶校验错误。因此，非冗余错误校正算法是在第一步骤中应用于奇偶校验符号pn和超奇偶校验符号qn且在第二步骤中应用于经解调符号rn和经校正奇偶校验符号pn，这带来较高的性能。
图4是根据一种实施方式的用于实施将DQPSK符号指派于解调符号和奇偶校验符号的装置的框图。装置包括用于时域均衡的第一FIR滤波器401，其在第一输入处接收第一信号
Figure BDA0000123803750000131
且在第二输入处接收第二信号
Figure BDA0000123803750000132
并在输出处提供信号
Figure BDA0000123803750000133
装置包括用于时域均衡的第二FIR滤波器402，其在第一输入处接收第一信号
Figure BDA0000123803750000134
且在第二输入处接收第二信号
Figure BDA0000123803750000135
并在输出处提供信号
Figure BDA0000123803750000136
装置可包括载波相位估计(CPE)单元403，其接收信号
Figure BDA0000123803750000137
和
Figure BDA0000123803750000138
并在输出处提供载波相位的估计。将在载波相位估计单元403的输出处提供的载波相位估计乘以
Figure BDA0000123803750000139
得到DQPSK符号x(n)。反过来，同样情况适用于信号
Figure BDA00001238037500001310
和y(n)。
在x(n)和延迟时间T的时间延迟的复共轭之后，获得DQPSK符号x*(n-1)。将x*(n-1)乘以x(n)，且在相位检测器404中检测乘积的相位，获得经解调符号r(n)。将经解调符号r(n)延迟延迟时间T得到经解调符号r(n-1)。DQPSK符号x(n)与延迟了延迟时间T的DQPSK符号x*(n-1)的相乘，即，与DQPSK符号x*(n-2)的相乘，以及相位检测器405中的相位检测得到了奇偶校验符号p(n)。通过将经解调符号r(n)和r(n-1)相加、减去奇偶校验符号p(n)并将模4运算应用于所得项，来获得校验子s(n)。通过将校验子s(n)与错误e(n-1)相加并延迟延迟时间T而获得校验子s(n-1)。决策逻辑单元406(LUT)接收第一校验子s(n)和第二校验子s(n-1)作为输入，并提供错误e(n-1)作为输出。决策逻辑单元406通过辨识如表407中所示的校验子型式来检测错误符号e(n-1)，表407说明第一校验子s(n)、第二校验子s(n-1)与错误e(n-1)之间的关系。数字m包含元素1、2、3。通过将经解调符号r(n-1)与错误e(n-1)相加并将模4运算应用于结果来获得所需信号d(n-1)。
根据一种实施方式，在可选的均衡和载波恢复之后，非冗余错误校正算法接收DQPSK符号xn。其首先执行软解调rn＝xnx* n-1，其给出两个相邻符号的相位差。随后，将符号xn与xn-2之间的相位差计算为pn＝xnx* n-2，其具有奇偶校验符号的功能。对于rn和pn，执行硬决策，并将其映射到0与3之间的数字。在无错误的情况下，差rn和rn-1的总和与pn相同。因此，在无错误的情况下，sn＝rn+rn-1-pnmod 4＝0。因此，将sn＝rn+rn-1-pnmod 4用作用于错误的校验子。如果校验子sn不是0，那么检测到错误。由于每个rn在sn＝rn+rn-1-pnmod 4中发生且sn+1＝rn+1+rn-pn+1mod 4，因此对于单个错误，两个相邻校验子具有相同值。因此，如果sn＝sn+1≠0，那么错误已在rn中发生，且将被校正。通过奇偶校验符号pn校正经解调符号rn是通过使用对相邻DQPSK符号xn应用的非冗余错误检测和校正算法来实现的。以与使用奇偶校验符号pn代替经解调符号xn和使用超奇偶校验符号qn代替奇偶校验符号pn相同的方式来执行奇偶校验符号的校正。将决策逻辑单元407应用于校验子s(n)和校验子s(n-2)。
图5是根据一种实施方式的用于将DQPSK符号指派于解调符号、奇偶校验符号和超奇偶校验符号的图。DQPSK符号301的序列包括符号xn-2、xn-1、xn、xn+1、xn+2。经解调符号序列rn-1、rn、rn+1、rn+2是通过关系rn-1＝xn-2x* n-1、rn＝xn-1x* n、rn+1＝xnx* n+1、rn+2＝xn+1x* n+2从DQPSK符号序列计算。奇偶校验符号序列pn、pn+1、pn+2是通过关系pn＝xn-2x* n、pn+1＝xn-1x* n+1、pn+2＝xnx* n+2从DQPSK符号序列计算。超奇偶校验符号序列qn、qn+1、qn+2是通过关系qn＝xn-2x* n+2、qn+1＝xn-1x* n+3、qn+2＝xnx* n+4从DQPSK符号序列计算。方法假定奇偶校验符号pn正确，即不含错误。但这并不能保证。因此，可能对rn引入错误而不是校正。根据本发明的第一方面，使用一种方法，其确保符号pn正确。因此，首先计算另一奇偶校验符号qn，其称为超奇偶校验符号qn，且首先对pn和qn应用非冗余错误校正算法且随后对rn和经校正pn应用非冗余错误校正算法。根据实施方式，通过确保qn正确且因此第三次等等应用非冗余错误校正来扩展此方法。与经典的非冗余错误校正算法相比，额外的阶段仅考虑非邻近符号。
根据一种实施方式，图4的装置应用于如图5中所示的DQPSK符号序列且用于计算超奇偶校验符号qn、qn+1和qn+2，其随后用于通过使用非冗余错误校正算法NEC2来校正DQPSK符号序列中的奇偶校验错误。随后，通过使用经校正DQPSK符号序列，再次计算经解调符号rn-1、rn、rn+1和rn+2以及奇偶校验符号pn、pn+1、pn+2，并应用非冗余错误校正算法NEC1以校正经解调符号rn-1、rn、rn+1和rn+2中的其它错误。因此，改善了错误校正的性能，因为用于非冗余错误校正算法NEC1的奇偶校验符号在使用时是正确的。
图6是根据一种实施方式的用于检测DQPSK符号序列中的奇偶校验错误的设备的框图。设备包括确定单元601，其具有用以接收DQPSK符号xn的一个输入，和用以提供经解调符号rn、奇偶校验符号pn和超奇偶校验符号qn的三个输出。可选的载波相位估计单元604提供DQPSK符号xn。确定单元601包括第一子单元602和第一相位检测器605，用以将经解调符号rn确定为DQPSK符号xn与DQPSK符号xn-1之间的相位差，其是通过xn与第一子单元602中的复共轭xn-1和第一相位估计单元605中的相位检测xnx* n-1的乘法来实现的，奇偶校验符号pn由第二子单元603和后续的第二相位检测器606提供，用于检测DQPSK符号xn与DQPSK符号xn-2之间的相位差，其是通过将DQPSK符号xn与第二子单元603中的复共轭xn-2和第二相位估计单元606中的相位检测xnx* n-2相乘来实现的。超奇偶校验符号qn由第三子单元604和后续的第三相位检测器607提供，以便计算DQPSK符号xn与DQPSK符号xn-4之间的相位差，其是通过将DQPSK符号xn与第三子单元604中的DQPSK符号的复共轭xn-4和第三相位估计单元607中的相位检测xnx* n-4相乘来获得的。
设备包括第一校正单元602(NEC2)，其用于执行和校正奇偶校验符号pn的奇偶校验错误的检测和校正，且将经校正奇偶校验符号pn应用于第二校正单元603(NEC1)，第二校正单元603(NEC1)用于应用经解调符号rn的错误的错误检测和校正。根据一种实施方式，第一校正单元602应用非冗余错误校正(NEC)算法以用于奇偶校验错误的错误检测和/或校正，即奇偶校验符号pn中的错误。根据一种实施方式，第二校正单元603应用非冗余错误校正算法(NEC)以用于经解调错误的错误检测和/或校正，即经解调符号rn中的错误，其中第二校正单元603(NEC1)使用已由第一校正单元602(NEC2)校正的奇偶校验符号pn。
根据一些实施方式，设备执行第三软决策操作，其是对经典的非冗余错误校正算法的增加。这对方案增加了一个较复杂值的软乘法。然而，第一校正单元602和第二校正单元603内的运算仅是低复杂性二进制运算，且不需要反馈或回归，使得非冗余错误校正算法复杂性且因此设备的总计算复杂性可忽略。
图7是根据一种实施方案的用于检测DQPSK符号序列中的奇偶校验错误的方法的性能图。图描绘了相对于以dBm为单位的发射功率在没有DCF(色散补偿光纤)的情况下在1,500km上100G WDM(波分复用)的最佳光学信噪比(OSNR)。第一曲线801说明具有软差分解码和非冗余错误校正算法(CPE-SD-NEC)的载波相位估计。第二曲线802说明具有新版本的软差分解码和非冗余错误校正算法(CPE-SD-NEC新)的载波相位估计。第三曲线803说明具有软差分解码和多符号相位估计算法(CPE-SD-MPSE)的载波相位估计。第四曲线804说明具有硬差分解码算法(CPE-HD)的载波相位估计。第五曲线805说明软差分解码算法(SD)。第六曲线806说明具有软差分解码算法(CPE-SD)的载波相位估计。
根据实施方式，具有DSP(数字信号处理器)的相干接收器检测经差分编码的QPSK经调制信号。实施方式使用差分解码来避免由相位滑动引起的差错突发。根据实施方式的软差分(SD)解码证实了针对非线性相位噪声的优良容限，尤其是对于向10Gbit/sOOK(开关键控)相邻者的高传输。然而，差分解码在背靠背情况中引起误码率(BER)损耗。在软差分解码的情况下，在做出决策之前将两个连续接收值相乘。因此，总噪声功率加倍，其在大约1e-3的误码率(BER)下转变为大约2.7dB的背靠背OSNR(光学信噪比)降级。
根据实施方式的非冗余错误校正(NEC)减少此损耗。然而，其性能无法减轻完全SD损耗。使用由曲线803、801、806、805和802说明的软差分解码来改善性能。根据实施方式，与非冗余错误校正组合的软差分解码能够将光学信噪比改善1dB以上。由于其低复杂性，在产品开发中使用了使用NEC的实施方式。
曲线802是根据一种避免了经典非冗余错误校正的固有错误传播的实施方式，且因此改善了性能。其近似达到硬差分(HD)解码的背靠背(B2B)性能。然而应注意，HD解码的缺陷在于非线性相位噪声的存在。仅在如图7中曲线804可见的关于前馈载波恢复的非现实的理想条件下，HD解码性能才优于SD解码。曲线801说明现有技术非冗余错误校正，而曲线802说明根据本发明实施例的实施方式的非冗余错误校正。因此，参见曲线802的在校正经解调错误之前检测且校正奇偶校验错误的实施方式在误码率(BER)方面的性能优于参见曲线801的现有技术非冗余错误校正方案。通过所述实施方式，差分损耗几乎被补偿掉了，如曲线802可见。因此，实施方式以低复杂性改善了SD损耗的补偿。当未应用CPE时，针对使用软差分解码的所有方法可获得类似的性能。硬差分解码在此情况下完全无用。
根据高速传输系统中的实施方案，并行处理架构以及数字前馈回路和反馈回路中的处理延迟减小了数字载波恢复级的跟踪速度，使得在CPE级之后可能存在显著的非线性相位噪声，软差分解码和随后的NEC有效地减轻了此噪声。在Fabian.N.Hauske、张朱红、李传东、朱彦军、李彦明、朱飞、白雨声的“针对混合10G/100G传输使用软差分解码和非冗余错误校正减轻非线性相位噪声(Nonlinear Phase Noise Mitigation withSoft-Differential Decoding and Non-redundant Error Correction for Hybrid 10G/100GTransmission)”中揭示了另外的实施方案细节，该文章发表于2011年4月的光子学技术学报上，以引用方式并入本文。

Claims (15)

1.一种用于检测数字传输系统的DQPSK符号序列中的奇偶校验错误的方法，其包括：
确定(101)第一经解调符号r1作为第一DQPSK符号x(n-2)与第二DQPSK符号x(n-1)之间的奇偶校验；
确定(102)第二经解调符号r2作为第二DQPSK符号x(n-1)与第三DQPSK符号x(n)之间的奇偶校验，
其中所述第一DQPSK符号x(n-2)、所述第二DQPSK符号x(n-1)和所述第三DQPSK符号x(n)是所述DQPSK符号序列中相邻的符号；
确定(103)第一奇偶校验符号p1作为第四DQPSK符号x(n-k)与所述第三DQPSK符号x(n)之间的奇偶校验；
确定(104)第二奇偶校验符号p2作为第五DQPSK符号x(n-k-m)与所述第四DQPSK符号x(n-k)之间的奇偶校验，
其中所述第三DQPSK符号x(n)、所述第四DQPSK符号x(n-k)和所述第五DQPSK符号x(n-k-m)是所述DQPSK符号序列中不同的且不相邻的符号；
确定(105)超奇偶校验符号q1作为所述第五DQPSK符号x(n-k-m)与所述第三DQPSK符号x(n)之间的奇偶校验；以及
通过将所述第一奇偶校验符号p1和所述第二奇偶校验符号p2的组合与所述超奇偶校验符号q1进行比较来检测(106)所述DQPSK符号序列中的奇偶校验错误，
其中两个DQPSK符号之间的奇偶校验表示所述两个DQPSK符号之间的相位差。
2.根据权利要求1所述的方法，其中所述两个DQPSK符号之间的所述奇偶校验通过阈值决策来确定(101、102、103、104、105)，所述阈值决策应用于所述两个DQPSK符号中的第一者与所述两个DQPSK符号中的第二者的复共轭的乘积。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其中，DQPSK符号序列的所述两个不相邻DQPSK符号之间的所述奇偶校验通过多个子奇偶校验的总和来确定(103、104、105)，所述多个子奇偶校验是多个符号之间的多个奇偶校验，所述多个符号位于从两个不相邻DQPSK符号中的第一者到所述两个不相邻DQPSK符号中的第二者的范围内。
4.根据权利要求3所述的方法，其中，对于所述多个子奇偶校验中的至少两者，所述多个符号中的两者之间的步长不相同，所述步长用于确定(103、104、105)所述多个子奇偶校验。
5.根据权利要求3或4所述的方法，其中用于确定(103)所述第四DQPSK符号x(n-k)与所述第三DQPSK符号x(n)之间的奇偶校验的子奇偶校验的数目等于用于确定(104)所述第五DQPSK符号x(n-k-m)与所述第四DQPSK符号x(n-k)之间的奇偶校验的子奇偶校验的数目。
6.根据权利要求3到5中任一权利要求所述的方法，其中用于确定(105)所述第五DQPSK符号x(n-k-m)与所述第三DQPSK符号x(n)之间的奇偶校验的子奇偶校验的数目是用于确定(103)所述第四DQPSK符号x(n-k)与所述第三DQPSK符号x(n)之间的奇偶校验的子奇偶校验的数目的整数倍。
7.根据权利要求1到6中任一权利要求所述的方法，其中检测(106)奇偶校验错误包括确定(204)第一校验子s1，所述第一校验子s1是所述第一奇偶校验符号p1、所述第二奇偶校验符号p2和所述超奇偶校验符号q1的函数，其中如果所述第一校验子s1不等于零，则检测到奇偶校验错误。
8.根据权利要求7所述的方法，其进一步包括
确定(204)第二校验子s2，所述第二校验子s2是所述第二奇偶校验符号p1、第三奇偶校验符号p2和第二超奇偶校验符号q1的函数，其中如果所述第二校验子s2不等于零，则检测到奇偶校验错误；以及
通过使用所述第一校验子s1和所述第二校验子s2来校正(204、407)所述奇偶校验错误。
9.根据权利要求8所述的方法，其中通过非冗余错误校正(602)来校正(204)所述奇偶校验错误。
10.根据权利要求8或9所述的方法，进一步包括：
通过将所述第一经解调符号r1和所述第二经解调符号r2的组合与所述第一奇偶校验符号p1进行比较来检测(205)所述DQPSK符号序列中的解调错误，所述DQPSK符号序列中的所述奇偶校验错误已被校正。
11.根据权利要求1到10中任一权利要求所述的方法，其进一步包括：
确定(105)第二超奇偶校验符号q2作为第六DQPSK符号x(n-k-m-q)与所述第五DQPSK符号x(n-k-m)之间的奇偶校验；
确定(105)超奇偶校验符号v1作为所述第六DQPSK符号x(n-k-m-q)与所述第三DQPSK符号x(n)之间的奇偶校验；以及
通过将所述超奇偶校验符号q1和所述第二超奇偶校验符号q2的组合与所述超奇偶校验符号v1进行比较来检测所述DQPSK符号序列中的超奇偶校验错误。
12.根据权利要求11所述的方法，其中首先通过非冗余错误校正(602)来校正所述超奇偶校验错误，随后通过非冗余错误校正(602)来校正所述奇偶校验错误，最后通过非冗余错误校正(603)来校正所述解调错误。
13.一种用于检测数字传输系统的DQPSK符号序列中的奇偶校验错误的设备，其包括：
确定单元(601)，用于确定第一经解调符号r1作为第一DQPSK符号x(n-2)与第二DQPSK符号x(n-1)之间的奇偶校验，
用于确定第二经解调符号r2作为第二DQPSK符号x(n-1)与第三DQPSK符号x(n)之间的奇偶校验，
其中所述第一DQPSK符号x(n-2)、所述第二DQPSK符号x(n-1)和所述第三DQPSK符号x(n)是所述DQPSK符号序列中相邻的符号；
其中所述确定单元(601)进一步用于确定第一奇偶校验符号p1作为第四DQPSK符号x(n-k)与所述第三DQPSK符号x(n)之间的奇偶校验，
用于确定第二奇偶校验符号p2作为第五DQPSK符号x(n-k-m)与所述第四DQPSK符号x(n-k)之间的奇偶校验，
其中所述第三DQPSK符号x(n)、所述第四DQPSK符号x(n-k)和所述第五DQPSK符号x(n-k-m)是所述DQPSK符号序列中不同的且不相邻的符号；
且用于确定超奇偶校验符号q1作为所述第五DQPSK符号x(n-k-m)与所述第三DQPSK符号x(n)之间的奇偶校验；以及
检测单元(602、603)，用于通过将所述第一奇偶校验符号p1和所述第二奇偶校验符号p2的组合与所述超奇偶校验符号q1进行比较来检测所述DQPSK符号序列中的奇偶校验错误，
其中两个DQPSK符号之间的奇偶校验表示所述两个DQPSK符号之间的相位差。
14.根据权利要求13所述的设备，其进一步包括
校正单元(602、603)，用于通过非冗余错误校正(602)来校正所述DQPSK符号序列中的所述奇偶校验错误。
15.根据权利要求13所述的设备，其中所述检测单元(602、603)进一步用于通过将所述第一经解调符号r1和所述第二经解调符号r2的组合与所述第一奇偶校验符号p1进行比较来检测所述DQPSK符号序列中的解调错误；且
其中所述校正单元(602、603)进一步用于通过非冗余错误校正(603)来校正所述解调错误。
CN201180002589.3A 2011-05-10 2011-05-10 用于检测数字传输系统的dqpsk符号序列中的奇偶校验错误的方法和设备 Active CN102577206B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/CN2011/073878 WO2012151742A1 (en) 2011-05-10 2011-05-10 Method and apparatus for detecting a parity error in a sequence of dqpsk symbols of a digital transmission system

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN102577206A true CN102577206A (zh) 2012-07-11
CN102577206B CN102577206B (zh) 2014-07-30

Family

ID=46417499

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201180002589.3A Active CN102577206B (zh) 2011-05-10 2011-05-10 用于检测数字传输系统的dqpsk符号序列中的奇偶校验错误的方法和设备

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9043690B2 (zh)
EP (1) EP2567461B1 (zh)
CN (1) CN102577206B (zh)
WO (1) WO2012151742A1 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108932369A (zh) * 2018-06-08 2018-12-04 中国信息通信研究院 一种包含极化参数的天线收发装置的优化方法

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8543882B2 (en) * 2010-10-15 2013-09-24 Tyco Electronics Subsea Communications Llc Joint carrier phase estimation and forward error correction
CN102577206B (zh) 2011-05-10 2014-07-30 华为技术有限公司 用于检测数字传输系统的dqpsk符号序列中的奇偶校验错误的方法和设备
JP5348263B2 (ja) * 2012-02-29 2013-11-20 富士通株式会社 データ伝送装置、データ伝送システムおよびデータ伝送方法
US9137065B2 (en) 2012-12-20 2015-09-15 Qualcomm Incorporated Systems and methods to mitigate phase noise
US9043674B2 (en) * 2012-12-26 2015-05-26 Intel Corporation Error detection and correction apparatus and method
US10914968B2 (en) * 2016-03-24 2021-02-09 Huawei Technologies Canada Co., Ltd. Photonic elements driven by common electrical driver
EP3386218B1 (en) * 2017-04-03 2021-03-10 Nxp B.V. Range determining module
US10896091B2 (en) 2019-05-30 2021-01-19 Seagate Technology Llc Managing superparity storage location usage and coverage
US11374686B2 (en) * 2020-02-04 2022-06-28 Qualcomm Incorporated Parity check bits for non-coherent communication

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6427219B1 (en) * 1998-06-24 2002-07-30 Conexant Systems, Inc. Method and apparatus for detecting and correcting errors using cyclic redundancy check
WO2010130595A1 (en) * 2009-05-12 2010-11-18 Coreoptics Inc. Swap tolerant coding and decoding circuits and methods

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3529290A (en) 1968-05-10 1970-09-15 Bell Telephone Labor Inc Nonredundant error detection and correction system
US5414711A (en) * 1993-05-20 1995-05-09 Motorola Inc. Error detector circuit and method therefor
US6304614B1 (en) * 1997-11-04 2001-10-16 L-3 Communications Corp. Differential codec for pragmatic PSK TCM schemes
US7593487B2 (en) * 2006-08-25 2009-09-22 Northrop Grumman Corporation Non-redundant differential MSK demodulator with double error correction capability
US7797614B2 (en) * 2006-10-17 2010-09-14 Northrop Grumman Corporation Non-redundant multi-error correcting binary differential demodulator
CN102577206B (zh) 2011-05-10 2014-07-30 华为技术有限公司 用于检测数字传输系统的dqpsk符号序列中的奇偶校验错误的方法和设备

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6427219B1 (en) * 1998-06-24 2002-07-30 Conexant Systems, Inc. Method and apparatus for detecting and correcting errors using cyclic redundancy check
WO2010130595A1 (en) * 2009-05-12 2010-11-18 Coreoptics Inc. Swap tolerant coding and decoding circuits and methods

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
KITTIPONG PIYAWANNO,ET AL: "Correlation-Based Carrier Phase Estimation for WDM DP-QPSK Transmission", 《IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS》 *

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108932369A (zh) * 2018-06-08 2018-12-04 中国信息通信研究院 一种包含极化参数的天线收发装置的优化方法
CN108932369B (zh) * 2018-06-08 2022-04-19 中国信息通信研究院 一种包含极化参数的天线收发装置的优化方法

Also Published As

Publication number Publication date
US9043690B2 (en) 2015-05-26
US20120290893A1 (en) 2012-11-15
EP2567461B1 (en) 2014-01-01
CN102577206B (zh) 2014-07-30
EP2567461A1 (en) 2013-03-13
WO2012151742A1 (en) 2012-11-15
EP2567461A4 (en) 2013-04-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN102577206B (zh) 用于检测数字传输系统的dqpsk符号序列中的奇偶校验错误的方法和设备
US8705977B1 (en) Equalizer tap correction and reseeding
CN104919729B (zh) 光接收装置和相位周跳减少方法
CN102870353B (zh) 导频符号辅助载波相位估计
EP1495607B1 (en) Transmission system
US8879922B2 (en) System, method and apparatus for high-sensitivity optical detection
EP3042465B1 (en) System and method using cascaded single partity check coding
JP5922670B2 (ja) 光信号受信機において硬判定から軟判定の信頼性情報を生成するためのシステムおよび方法
US8682181B2 (en) System, method, and apparatus for high-sensitivity optical detection
EP2930865B1 (en) Transmitter quadrature imbalance compensation at a coherent optical receiver
US8977136B2 (en) Carrier phase estimation for optically coherent QPSK based on wiener-optimal and adaptive multi-symbol delay detection (MSDD)
US8090269B2 (en) Data transmission system and transmission code generating method for the same
CN102057640B (zh) 用于相位恢复的方法和设备以及包括这种设备的通信系统
JP5653561B2 (ja) 光変復調方法および光送受信器
EP2806584B1 (en) Apparatus, method and computer program for recovering a phase of a received signal
WO2013174304A1 (en) Method with improved phase robustness in coherent detected optical system
CN108667522B (zh) 一种实现相位跳变检测与纠正的方法及装置
JP5813331B2 (ja) 光受信器
EP3089383B1 (en) Method and apparatus for estimating phase of phase-modulated optical signals

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant