CN101542924A - 复合高频器件 - Google Patents
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Abstract
例如收发切换开关(203)中，对于发送信号传输线串联设有第1二极管(GD1)，对于接收信号传输线并联设有第2二极管(GD2)，将对第1二极管(GD1)流过直流电流的第1电流路径(GCR1)和对第2二极管(GD2)流过直流电流的第2电流路径(GCR2)并联连接。若对控制端子(VcG)施加预定的正电压，则以控制端子(VcG)→电阻(GR)→电感(GSL1)→二极管(GD1)→带状线(Lt1)→带状线(Lt2)→公用电感(Lt3)的路径流过直流电流，且以控制端子(VcG)→电阻(GR)→二极管(GD2)→带状线(GSL2)→带状线(Lt1)→(Lt2)→(Lt3)的路径流过直流电流。
Description
技术领域
本发明涉及包括高频开关的复合高频器件，特别涉及以较低的控制电压进行收发信号切换的复合高频器件。
背景技术
以往，已知用天线收发彼此频带不同的多个通信系统的收发信号、且包括将收发信号切换为发送信号和接收信号的高频开关的复合高频器件。(例如参照专利文献1。)
在所述高频开关中，含有：将发送信号向天线输出、将来自天线的接收信号输入至接收部用的多个二极管。
这里基于图1说明专利文献1所示的复合高频器件的结构。
该复合高频器件可以适应1800MHz频段的GSM1800(DCS)、1900MHz频段的GSM1900(PCS)、850MHz频段的GSM850、及900MHz频段的GSM900(EGSM)。
图1中的双工器(多路复用器/多路分离器)102将GSM850/GSM900系统的收发信号、GSM1800/GSM1900系统的收发信号进行多路复用/多路分离。收发切换开关103切换GSM850/GSM900系统的发送信号和接收信号。同样地，收发切换开关104切换GSM1800/GSM1900系统的发送信号和接收信号。滤波器105使GSM850/GSM900系统的发送信号的基波通过且使高次谐波衰减。同样地，滤波器106使GSM1800/GSM1900系统的发送信号的基波通过且使高次谐波衰减。
在收发切换开关103中，对传输GSM850/900的发送信号的传输线设置二极管GD1及电感GSL1，且对于该发送信号的传输线串联设置二极管GD1。另外对传输GSM850/900的接收信号的传输线设置带状线GSL2、二极管GD2及电容GC5，且对于该接收信号的传输线并联设置二极管GD2。而且，将此2个二极管GD1、GD2以串联关系连接，使得若从收发切换控制信号的端子VcG施加正电压时，直流电流会流过所述2个二极管GD1、GD2。
对于收发切换开关104也一样，对传输GSM1800/1900的发送信号的传输线设置二极管DD1及电感DPSL1，且对于该发送信号的传输线串联设置二极管DD1。另外对传输GSM1800/1900的接收信号的传输线设置带状线DSL2、二极管DD2及电容DC5，且对于该接收信号的传输线并联设置二极管DD2。而且，将此2个二极管DD1、DD2以串联关系连接，使得若从收发切换控制信号的端子VcD施加正电压时，直流电流会流过所述2个二极管DD1、DD2。
专利文献1：日本专利特开2000-165274号公报
发明内容
所述复合高频器件用于移动电话终端等移动通信系统中的通信装置，但近年来随着低耗电的要求，驱动电压也越来越低。然而若使图1所示的以往的收发切换开关(高频开关)的控制信号的电压下降，则在所述2个二极管(例如图1所示的GSM850/900的收发切换开关103中的二极管GD1、GD2)的阳极、阴极间施加的电压会接近二极管的PN结电位。在这样的条件下二极管不会成为完全的导通状态，会产生导通电阻增大、或二极管的两端电压会根据应该传输/断开的传输信号的电压而相应变动这样的现象。因此，作为电路特性，会产生插入损耗(IL)恶化、且高次谐波失真增大这样的问题。所以在控制电压的降低电压上存在一定限制。
于是，本发明的目的是提供一种复合高频器件，该复合高频器件与以往的高频开关相比，能以较低的控制电压切换信号路径，抑制插入损耗特性和高次谐波失真特性的恶化，且减少器件数量。
为了解决所述问题，本发明的复合高频器件的结构如下。
(1)复合高频器件包括输入/输出频带不同的至少2个通信系统的收发信号的2个输入/输出部及天线连接部，与将所述多个通信系统的收发信号进行多路复用、多路分离的多路复用器/多路分离器(双工器)，在所述多个通信系统的收发信号的输入/输出部与所述多路复用器/多路分离器的2个输入/输出部之间，分别连接有切换发送信号和接收信号的第1、第2高频开关，在所述复合高频器件中，
所述多路复用器/多路分离器的结构为，在该多路复用器/多路分离器的所述2个输入/输出部之间可通直流电，
所述第1、第2高频开关分别在公用信号输入/输出部和第1信号输入/输出部之间具有第1信号传输线，在所述公用信号输入/输出部和第2信号输入/输出部之间具有第2信号传输线，包括流过直流电流的第1电流路径和流过直流电流的第2电流路径，第1电流路径有第1二极管，第2电流路径有第2二极管，对所述第1信号传输线串联设置第1二极管，对所述第2信号传输线并联设置第2二极管，将所述第1、第2电流路径彼此之间并联连接，使所述直流电流的通电方向一致，将该并联连接的一个连接点作为控制电压输入部，在所述并联连接的另一连接点与接地之间包括流过所述第1、第2电流路径的直流电流共同流过的公用电感，且第1、第2高频开关公用该公用电感。
(2)所述多路复用器/多路分离器包括对于所述收发信号的传输线将所述公用电感并联连接并将电容串联连接而成的高通滤波器。
(3)所述公用电感设置在所述多路复用器/多路分离器的输入/输出部侧(所述高频开关的公用信号输入/输出部侧)。
(4)将所述公用电感设置在所述多路复用器/多路分离器的天线连接部侧。
(5)对所述公用电感并联连接电容并以所述高通滤波器的通带的频率进行并联谐振那样构成。
(6)将所述公用电感配置在所述第1或者第2高频开关的第1或者第2信号传输线的中途。
(7)对所述第1或者第2高频开关的所述第1或者第2信号输入/输出部还与别的高频开关的公用信号输入/输出部连接，包括共计3个以上的高频开关。
(8)在单独的多层陶瓷基板上构成所述复合高频器件的电路。
若采用本发明，则具有的效果如下。
(1)将第1、第2电流路径彼此之间并联连接，使分别流过的直流电流的通电方向一致，在其并联连接的一个连接点和接地之间设置电感，向并联连接的另一连接点输入控制电压，通过采用上述这样的结构，对第1、第2二极管分别施加控制电压，能以较低的控制电压进行开、关控制。即，与以往2个二极管为串联关系施加控制电压的情况相比，施加在各个二极管的电压增加。所以，可以使插入损耗及高次谐波失真不会恶化，使控制电压实现低电压化。
另外，由于作为流过第1、第2电流路径的直流电流共同流过的公用电感只设置1个电感即可，因此可以削减器件数量，使其小型化。
(2)通过使用所述多路复用器/多路分离器的高通滤波器的电感作为所述公用电感，可以使其兼作为高通滤波器的构成器件，可以削减器件数量，并使其小型化。另外，由于高通滤波器的衰减特性提高，可以衰减直流及低频信号，因此改善了ESD(静电放电)特性。
(3)通过将所述公用电感设置在所述多路复用器/多路分离器的输入/输出部侧，传播多路复用器/多路分离器的低频带侧的低频带侧信号的损耗不会增大。
(4)通过将所述公用电感设置在所述多路复用器/多路分离器的天线连接部侧，由于想要传播至多路复用器/多路分离器的低频带侧的低频带信号用公用电感衰减，因此改善了ESD特性。
(5)通过所述公用电感与电容并联连接，在高通滤波器的通带使其并联谐振，改善了高频带侧信号的损耗。
(6)通过将所述公用电感配置在所述第1或者第2高频开关的第1或者第2信号传输线的中途，没有设置该公用电感的一方的信号传输线的损耗特性良好。
(7)通过在所述第1或者第2高频开关的所述第1或者第2信号输入/输出部还与别的高频开关的公用信号输入/输出部连接，包括共计3个以上的高频开关，可以适用于三频带或多频带的通信系统。
(8)通过在单独的多层陶瓷基板上构成所述复合高频器件的电路，可以单片化，可以降低由器件间的布线带来的损耗。
附图说明
图1是表示以往的复合高频器件的结构图。
图2是第一实施方式的复合高频器件的电路图。
图3是第二实施方式的复合高频器件的电路图。
图4是第三实施方式的复合高频器件的电路图。
图5是第四实施方式的复合高频器件的电路图。
图6是第五实施方式的复合高频器件的电路图。
图7是第六实施方式的复合高频器件的电路图。
图8是第七实施方式的复合高频器件的电路图。
标号说明
100、200、210、220、230、240、280、290-复合高频器件
102、202、212、222、232、242、282、292-双工器
103、203、213、223、233、243、283、293-收发切换开关
104、204、214、224、234、244、284、294-收发切换开关
105、205、215、225、235、245、285、295-滤波器
106、206、216、226、236、246、286、296-滤波器
287、297、298-接收信号用高频开关
DCR1-第1电流路径
DCR2-第2电流路径
GCR1-第1电流路径
GCR2-第2电流路径
VcG、VcD-控制端子
具体实施方式
第一实施方式
参照图2说明第一实施方式的复合高频器件。
图2所示的复合高频器件200可以适用于1800MHz频段的GSM1800(DCS)、1900MHz频段的GSM1900(PCS)、850MHz频段的GSM850、及900MHz频段的GSM900(EGSM)。
图2中，相当于本发明的多路复用器/多路分离器的双工器202将GSM850/GSM900系统的收发信号、GSM1800/GSM1900系统的收发信号进行多路复用、多路分离。收发切换开关203切换GSM850/GSM900系统的发送信号和接收信号。同样地收发切换开关204切换GSM1800/GSM1900系统的发送信号和接收信号。该双工器202包括与天线端子ANT连接的天线连接部，构成为这两个输入/输出部之间可通直流电。
滤波器205使GSM850/GSM900系统的发送信号通过，且使高次谐波衰减。同样地，滤波器206使GSM1800/GSM1900系统的发送信号通过，且使高次谐波衰减。
在双工器202中，由电容Ct1、Cu1及带状线Lt1构成使GSM850/900的信号通过的低通滤波器，由电容Ct2、电感Lt3及带状线Lt2构成使GSM1800/1900的信号通过的高通滤波器。该电感Lt3相当于本发明的公用电感。
滤波器205利用电容GCc1、GCu1、GCu2及带状线GLt1构成使GSM850/900的发送信号通过的低通滤波器。
滤波器206利用电容DCc1、DCc2、DCu1、DCu2、DCu3、带状线DLt1、DLt2构成使GSM1800/1900的发送信号通过的低通滤波器。
在GSM850/900用的收发切换开关203中，对GSM850/900的发送信号传输线(第1信号传输线)串联设置第1二极管GD1，对GSM850/900的接收信号的传输线(第2信号传输线)并联设置第2二极管GD2及电容器GC5。另外，以控制端子VcG→电阻GR→电感GSL1→第1二极管GD1→带状线Lt1→带状线Lt2→电感Lt3的路径构成流过直流电流的第1电流路径GCR1，以VcG→GR→第2二极管GD2→带状线GSL2→Lt1→Lt2→Lt3的路径构成流过直流电流的第2电流路径GCR2，含有第1二极管GD1和第2二极管GD2的所述第1、第2电流路径GCR1、GCR2为并联连接的关系。
另外，对GSM850/900的接收信号传输线设置的电容GCu3在二极管GD2为关断时，进行接收信号传输线的阻抗匹配。
GSM1800/1900侧的收发切换开关204的结构也与GSM850/900侧的收发切换开关203的结构基本一样，对于GSM1800/1900的发送信号传输线(第1信号传输线)串联设置第1二极管DD1，对于GSM1800/1900的接收信号传输线(第2信号传输线)并联设置第2二极管DD2。
另外，以控制端子VcD→电阻DR→电感DPSL1→第1二极管DD1→电感Lt3的路径构成流过直流电流的第1电流路径DCR1，以VcD→DR→第2二极管DD2→带状线DSL2→Lt3的路径构成流过直流电流的第2电流路径DCR2，含有第1二极管DD1和第2二极管DD2的所述第1、第2电流路径DCR1、DCR2为并联连接的关系。
与所述第1二极管DD1并联连接带状线DPSLt和电容DPCt1的串联电路。DPSLt在二极管DD1为关断时，利用二极管DD1的电容和DPSLt的并联谐振来确保隔离。另外，电容器DPCt1防止直流电流不通过二极管DD1流过。
另外，电容DCu4在二极管DD2为关断时，进行与接收信号传输线的阻抗匹配。
这样都能以低电压来控制GSM850/900侧的收发的切换、GSM1800/1900侧的收发的切换。另外，关于GSM850/900和GSM1800/1900，由于设置了单独的公用电感Lt3作为流过各第1、第2电流路径的直流电流共同流过的电感，因此可以削减器件数量，使其小型化。而且由于所述电感Lt3兼作为双工器202的高通滤波器的一部分，因此可以进一步削减器件数量，使其小型化。
第二实施方式
接下来参照图3说明第二实施方式的复合高频器件。
该复合高频器件210与图2所示的复合高频器件不同的是公用电感Lt3的连接位置。图2所示的例子中是将公用电感Lt3设置在双工器202的输入/输出部侧，但在图3所示的例子中，将公用电感Lt3设置在双工器212的天线连接部侧。
在对控制端子VcG施加正电压时，以VcG→电阻GR→电感GSL1→二极管GD1→带状线Lt1→电感Lt3的路径(第1电流路径GCR1)流过直流电流。另外，以VcG→GR→二极管GD2→带状线GSL2→Lt1→Lt3的路径(第2电流路径GCR2)流过直流电流。
在对控制端子VcD施加正电压时，以VcD→电阻DR→电感DPSL1→二极管DD1→带状线Lt2→电感Lt3的路径(第1电流路径DCR1)流过直流电流。另外，以VcD→DR→二极管DD2→带状线DSL2→Lt2→Lt3的路径(第2电流路径DCR2)流过直流电流。
这样都能以低电压来控制GSM850/900侧的收发的切换、GSM1800/1900侧的收发的切换。
另外，通过这样将电感Lt3设置在双工器212的天线连接部侧，即使从天线端子侧施加静电等产生的频率较低的噪声，但由于该噪声通过电感Lt 3直接与接地并联，因此想要向双工器的低频带侧(GSM850/900)传播的所述低频噪声也被抑制，改善了ESD特性。
第三实施方式
接下来，参照图4说明第三实施方式的复合高频器件。
该复合高频器件220与图2所示的复合高频器件不同的是公用电感Lt3的连接位置。图2所示的例子中是将公用电感Lt3设置在双工器202，但在图4所示的例子中，将公用电感Lt3并联设置在GSM850/900的信号传输线(GSM850/900的接收信号传输线)的中途。
在对控制端子VcG施加正电压时，以VcG→电阻GR→电感GSL1→二极管GD 1→带状线GSL2→电感Lt3的路径(第1电流路径GCR1)流过直流电流。另外，以VcG→GR→二极管GD2→Lt3的路径(第2电流路径GCR2)流过直流电流。
由于双工器222在其2个输入/输出部之间可以通直流电，因此在对控制端子VcD施加正电压时，以VcD→电阻DR→电感DPSL1→二极管DD1→带状线Lt2→带状线Lt1→带状线GSL2→电感Lt3的路径(第1电流路径DCR1)流过直流电流。另外，以VcD→DR→二极管DD2→带状线DSL2→Lt2→Lt1→GSL2→Lt3的路径(第2电流路径DCR2)流过直流电流。
这样都能以低电压来控制GSM850/900侧的收发的切换、GSM1800/1900侧的收发的切换。
另外，通过这样将公用电感Lt3并联设置在GSM850/900的信号传输线(GSM850/900的接收信号传输线)的中途，没有设置该公用电感Lt3的一方的信号传输线(GSM850/900的发送信号传输线)的损耗特性良好。
第四实施方式
接下来，参照图5说明第四实施方式的复合高频器件。
该复合高频器件230与图2所示的复合高频器件不同的是公用电感Lt3的连接位置。图2所示的例子中是将公用电感Lt3设置在双工器202，但在图5所示的例子中，将公用电感Lt3并联设置在GSM1800/1900的信号传输线(GSM1800/1900的接收信号传输线)的中途。
由于双工器232其2个输入/输出部之间可以通直流电，因此在对控制端子VcG施加正电压时，以VcG→电阻GR→电感GSL1→二极管GD1→带状线Lt1→带状线Lt2→带状线DSL2→电感Lt3的路径(第1电流路径GCR1)流过直流电流。另外，以VcG→GR→二极管GD2→带状线GSL2→Lt1→Lt2→DSL2→Lt3的路径(第2电流路径GCR2)流过直流电流。
在对控制端子VcD施加正电压时，以VcD→电阻DR→电感DPSL1→二极管DD1→带状线DSL2→电感Lt3的路径(第1电流路径DCR1)流过直流电流。另外，以VcD→DR→二极管DD2→Lt3的路径(第2电流路径DCR2)流过直流电流。
这样都能以低电压来控制GSM850/900侧的收发的切换、GSM1800/1900侧的收发的切换。
另外，通过这样将公用电感Lt3并联设置在GSM1800/1900的信号传输线(GSM1800/1900的接收信号传输线)的中途，没有设置该公用电感Lt3的一方的信号传输线(GSM1800/1900的发送信号传输线)的损耗特性良好。
第五实施方式
接下来，参照图6说明第五实施方式的复合高频器件。
该复合高频器件240与图2所示的复合高频器件的不同点是，公用电感Lt3与电容Cu2并联连接，利用该电容Cu2与电感Lt3构成并联谐振电路。该并联谐振电路的谐振频率由电容Ct2、带状线Lt2、电感Lt3及电容Cu2构成的高通滤波器的通带频率决定。其它结构与图2所示的相同。
这样，连接与公用电感Lt3并联的电容Cu2，通过在高通滤波器的通带并联谐振，从高通滤波器的通带向阻带的衰减特性变得陡峭，高频带侧信号(GSM1800/1900)的双工器的损耗得到改善。
另外，在图6所示的例子中，是将公用电感Lt3设置在双工器的输入/输出部侧，但也可以如图3表示那样设置在天线连接部侧，该公用电感Lt3与电容Cu2并联连接。此时也具有相同的效果。
第六实施方式
接下来，参照图7说明第六实施方式的复合高频器件。
第一～第五实施方式中，表示了包括GSM850/900的发送信号输入端子、接收信号输出端子、GSM1800/1900的发送信号输入端子及接收信号输出端子的双频带的射频二极管开关(switchplexer)，图7所示的复合高频器件280可以用作为将GSM1800和GSM1900的接收信号输出端子分离的三频带的射频二极管开关。与图2所示的电路的不同点是，设置将GSM1800/1900的接收信号切换为GSM1800和GSM1900的接收信号的接收信号用高频开关287。
接收信号用高频开关287对GSM1900的接收信号传输线串联设有第1二极管PD1，对GSM1800的接收信号传输线并联设有第2二极管PD2。另外是这样构成，即，在对控制端子VcDR施加预定的正电压时，二极管PD1、PD2都为导通，以VcDR→电阻PR→电感PSL1→二极管PD1→带状线PSL2→电感PL的路径流过直流电流，且以VcDR→PR→二极管PD2→PL的路径流过直流电流。这样，将从收发切换开关284输出的GSM1800/1900的接收信号，通过接收信号用高频开关287以低电压切换为GSM1900的接收信号和GSM1800的接收信号。
另外，在收发切换开关284和接收信号用高频开关287之间设有断开直流电流用的电容DC6。其它结构及作用与图2所示的相同。
第七实施方式
接下来，参照图8说明第七实施方式的复合高频器件。
第六实施方式中，是用作为将GSM1800和GSM1900的接收信号输出端子分离的三频带的射频二极管开关，但在图8所示的例子中，再设置将GSM850/900的接收信号切换为GSM850和GSM900的接收信号的接收信号用高频开关298，构成四频带的射频二极管开关。
接收信号用高频开关298对GSM850的接收信号传输线串联设有第1二极管AD1，对GSM900的接收信号传输线并联设有第2二极管AD2。另外，在对控制端子VcGR施加预定的正电压时，二极管AD1、AD2都为导通，以VcGR→电阻AR→电感ASL1→二极管AD1→带状线ASL2→电感AL的路径流过直流电流，且以VcGR→AR→二极管AD2→AL的路径流过直流电流。这样，将从收发切换开关293输出的GSM850/900的接收信号，通过接收信号用高频开关298以低电压切换为GSM850的接收信号和GSM900的接收信号。
另外，在收发切换开关293和接收信号用高频开关298之间设置断开直流电流用的电容GC6。其它结构及作用与图2及图7所示的相同。
第八实施方式
接下来，就第八实施方式的复合高频器件进行说明。
图2～图8中只表示了复合高频器件的电路图，这些复合高频电路器件可以在多层陶瓷基板上构成。具体地讲，在多个陶瓷生片上形成构成电容、电感或带状线等的各种电极图案，将其层叠形成母板，再将其分割为个别的器件后，进行一体烧成。
另外，在使用没有设置在多层陶瓷基板内的片状电感或片状电容等的时候，将其安装在多层陶瓷基板的上表面。例如在图2～图8中，在用复合高频器件200、210、220、230、240、280、290包围的范围外的器件(电容)是将个别的片状电感安装在多层陶瓷基板的上表面形成的。
Claims (8)
1.一种复合高频器件，包括输入/输出频带不同的至少2个通信系统的收发信号的2个输入/输出部及天线连接部，与将所述多个通信系统的收发信号进行多路复用、多路分离的多路复用器/多路分离器，在所述多个通信系统的收发信号的输入/输出部与所述多路复用器/多路分离器的2个输入/输出部之间，分别连接切换发送信号和接收信号的第1、第2高频开关，其特征在于，
所述多路复用器/多路分离器的结构为，在该多路复用器/多路分离器的所述2个输入/输出部之间可通直流电，
所述第1、第2高频开关分别在公用信号输入/输出部和第1信号输入/输出部之间具有第1信号传输线，在所述公用信号输入/输出部和第2信号输入/输出部之间具有第2信号传输线，包括具有第1二极管且流过直流电流的第1电流路径和具有第2二极管且流过直流电流的第2电流路径，对所述第1信号传输线串联设置第1二极管，对所述第2信号传输线并联设置第2二极管，将所述第1、第2电流路径彼此之间并联连接以使所述直流电流的通电方向一致，将该并联连接的一个连接点作为控制电压输入部，在所述并联连接的另一连接点与接地之间包括流过所述第1、第2电流路径的直流电流共同流过的公用电感，且第1、第2高频开关公用该公用电感。
2.根据权利要求1所述的复合高频器件，其特征在于，所述多路复用器/多路分离器包括将所述收发信号的传输线与所述公用电感并联连接、且与电容串联连接而成的高通滤波器。
3.根据权利要求2所述的复合高频器件，其特征在于，将所述公用电感设置在所述多路复用器/多路分离器的输入/输出部侧。
4.根据权利要求2所述的复合高频器件，其特征在于，将所述公用电感设置在所述多路复用器/多路分离器的天线连接部侧。
5.根据权利要求3或者4所述的复合高频器件，其特征在于，将所述公用电感与电容并联连接、并以所述高通滤波器的通带的频率进行并联谐振。
6.根据权利要求2所述的复合高频器件，其特征在于，将所述公用电感配置在所述第1或者第2高频开关的第1或者第2信号传输线的中途。
7.根据权利要求1～6中的任意一项所述的复合高频器件，其特征在于，对所述第1或者第2高频开关的所述第1或者第2信号输入/输出部还与别的高频开关的公用信号输入/输出部连接。
8.一种复合高频器件，其特征在于，在单独的多层陶瓷基板上构成根据权利要求1至7中的任意一项所述的复合高频器件的电路。
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