CN101515757B - 调节器电路以及具有这种调节器电路的系统 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种调节器电路以及具有这种调节器电路的系统，包括升压变换器(1)、在输出侧连接在升压变换器(2)之后的谐振变换器(2)、变压器(3)、整流器(4)，整流器(4)在输入侧与变压器(3)的次级绕组(N2)相连；并且包括与谐振变换器(2)以及变压器(3)的初级绕组(N1)相连的CLL谐振电路(5)，该CLL谐振电路(5)具有谐振电容(C)、第一和第二谐振电感(L1，L2)。将CLL谐振电路(5)设计成“T”电路，以便减少开关损耗。

Description

调节器电路以及具有这种调节器电路的系统
技术领域
本发明涉及功率电子领域。本发明以根据独立权利要求前序部分所述的调节器电路以及具有这种调节器电路(Stellerschaltung)的系统为出发点。
背景技术
当今主要在许多工业应用以及牵引应用(例如铁路领域)使用调节器电路。例如在DE 197 50 041 C1中就阐述了一种将第一直流电压转换成第二直流电压的调节器电路。其中，这种调节器电路包括一个升压变换器(Hochsetzsteller)、一个尤其在半桥电路中串联在升压变换器输出侧的变流器(Umrichter)，其中所述变流器具有一个通过电容储能器构成的直流电压电路，并且在输出侧通过一个电感线圈与变压器的次级侧相连。此外调节器电路还包括一个整流器，且整流器在输出侧与变压器次级绕组相连。可对DE 197 50 041 C1所述的升压变换器和变流器进行控制，使得电容储能器、电感线圈与变压器的漏电感构成一个谐振电路，也就是升压变换器通过其输入端上的直流电压脉冲，在输出端将相应的交变电压施加在电容储能器上，使得谐振电路起振。
上述调节器电路的问题在于：尽管具有上述谐振电路，仍然会在变流器的功率半导体开关中引起开关损耗，所述开关损耗使其承受严重负荷，尤其是热负荷。功率半导体开关将会因此而迅速老化，且功率半导体开关的故障率会随着调节器电路的工作时间而增多。然后，调节器电路将不再具有如其例如在牵引应用中所要求的高可用率。
在US 6,344,979B1中同样也阐述了一种例如附图4所示的调节器电路，包括一个谐振变换器、一个变压器、一个其输入端与变压器次级绕组相连的整流器、以及一个与谐振变换器和变压器初级绕组相连的CLL谐振电路，所述CLL谐振电路具有一个谐振电容、一个第一谐振电感和一个第二谐振电感。
发明内容
因此本发明的任务在于，阐述一种经过改进的调节器电路，其具有很小的开关损耗，此外还可作为对现有技术的替代解决方案，尤其是对DE 1 97 50 041C1和US 6,344,979B1的替代解决方案。另一个任务在于：阐述一种具有这些调节器电路、并且特别易于实现的系统。通过权利要求1或权利要求6所述的特征，即可解决这些任务。从属权利要求中所述的为本发明的有益改进型式。
本发明所述的调节器电路包括升压变换器、谐振变换器、变压器、在输入侧与变压器次级绕组相连的整流器，以及与谐振变换器和变压器的初级绕组相连的CLL谐振电路，该CLL谐振电路具有谐振电容、第一谐振电感和第二谐振电感。按照本发明所述，谐振电容与第一谐振电感串联，其中第一谐振电感与变压器的初级绕组的第一连接点相连。此外谐振电容还与谐振变换器相连，第二谐振电感与该谐振电容和第一谐振电感的连接点相连，其中第二谐振电感与变压器的初级绕组的第二连接点相连，且变压器的初级绕组的第二连接点与谐振变换器相连。CLL谐振电路因此被构造为“T”电路。
可通过谐振变换器对CLL谐振电路进行控制，使之以其谐振频率进行振荡，这样除了能够对谐振变换器的、优选使用的可控双向功率半导体开关进行零电流接通及关断之外，还能对谐振变换器的可控双向功率半导体开关进行零电压接通及关断。这样就能进一步减少谐振变换器的可控双向功率半导体开关的开关损耗，并且能够有利地以低损耗方式将施加在升压变换器输入端上的第一直流电压转换成施加在整流器输出端上的第二直流电压。由于减小了开关损耗，因此可以延长可控双向功率半导体开关的使用寿命，并且可将调节器开关的故障率保持在小的程度，使得调节器电路有利地具有高的可使用率。该调节器电路因此可作为现有技术的替代解决方案。
本发明所述的系统具有至少两个本发明上述调节器电路，其中这些调节器电路的升压变换器在输入侧相互并联或者串联。该系统因此具有可理解地简单的构造，其中可有利地利用升压变换器的输入侧并联电路实现大的输入电流，因此可以传输更高的电能。升压变换器的输入侧串联电路可以实现高的输入直流电压，因此同样也能传输高的电能。
以下将结合附图，对本发明的优选实施例进行详细解释，从中可看出本发明的任务、优点和特征。
附图说明
其中示出：
图1  本发明所述调节器电路的第一种实施例，
图2  本发明所述调节器电路的第二种实施例，
图3  本发明所述系统的第一种实施例，具有图1所示的调节器电路，
图4  本发明所述系统的第二种实施例，具有图1所示的调节器电路，
图5  本发明所述系统的第三种实施例，具有图2所示的调节器电路，以及
图6  本发明所述系统的第四种实施例，具有图2所示的调节器电路。
这些图中所用的附图标记及其含义均汇总在附图标记列表之中。附图中相同的部件原则上具有相同的附图标记。所述的实施例均代表本发明主题的示例，且没有限制作用。
具体实施方式
图1和图2所示为本发明所述调节器电路的第一种以及第二种实施方式。其中，调节器电路包括升压变换器1、连接在升压变换器1输出侧之后的谐振变换器2、变压器3以及其输入侧与变压器3的次级绕组N2相连的整流器4。升压变换器1可以采用与图1一样的实施型式，但也可以采用可想到的和专业人士已知的任何一种实施型式。整流器4可以采用与图1一样的实施型式，但也可以采用可想到的和专业人士已知的任何其它实施型式。此外调节器电路还包括与谐振变换器2以及变压器3的初级绕组N1相连的CLL谐振电路5，该CLL谐振电路5具有谐振电容C、第一和第二谐振电感L1、L2。
按照本发明所述，谐振电容C现在与第一谐振电感L1串联，其中第一谐振电感L1与变压器3初级绕组N1的第一连接点A相连，谐振电容C与谐振变换器2相连。第二谐振电感L2与谐振电容C的连接点及第一谐振电感L1相连，同时第二谐振电感L2与变压器3的初级绕组N1的第二连接点B相连，变压器3的初级绕组N1的第二连接点B与谐振变换器2相连。优选地，通过谐振变换器2控制CLL谐振电路5，使得CLL谐振电路5以其谐振频率振荡。这样除了能够对谐振变换器2的、优选使用的可控双向功率半导体开关进行零电流接通及关断之外，还能对谐振变换器2的可控双向功率半导体开关进行零电压接通及关断。这样就能进一步减少谐振变换器2的可控双向功率半导体开关的开关损耗，并且能够有利地以低损耗方式将施加在升压变换器1输入端上的第一直流电压转换成施加在整流器4输出端上的第二直流电压。由于减小了开关损耗，因此可以相应地延长可控双向功率半导体开关的使用寿命，并且可将调节器开关的故障率保持在小的程度，使得调节器电路具有高的可使用率。如果谐振变换器2的可控双向功率半导体开关在工作过程中以与CLL谐振电路5的谐振频率相等的开关频率进行开关，则特别有益，因为之后在对可控双向功率半导体开关进行零电流接通及关断、以及在对可控双向功率半导体开关进行零电压接通及关断时，所出现的开关损耗特别小。如果可控双向功率半导体开关的开关频率大于谐振频率，则不仅可以在调节器电路的输入侧、也就是升压变换器1的输入端，而且也可以在调节器电路的输出侧、也就是整流器4的输出端，将可控双向功率半导体开关的开关过程所引起的振荡保持得小到所希望的程度，其中可控双向功率半导体开关的开关损耗这时依然是小的。
如图1所示，谐振变换器2具有第一电容储能器C1、与第一电容储能器C1串联的第二电容储能器C2、第三电容储能器C3以及第一、第二、第三和第四可控双向功率半导体开关S1、S2、S3、S4，且这些可控双向功率半导体开关S1、S2、S3、S4串联连接。第一电容储能器C1与第一可控双向功率半导体开关S1相连，第二电容储能器C2与第四可控双向功率半导体开关S4相连。此外第三电容储能器C3与第一可控双向功率半导体开关S1和第二可控双向功率半导体开关S2的连接点相连，并且与第三可控双向功率开关S3和第四可控双向功率开关S4间的连接点相连。此外，谐振电容C与第二可控双向功率半导体开关S2和第三可控双向功率半导体开关S3间的连接点相连，变压器3的初级绕组N1的第二连接点B与第二电容储能器C2和第四可控双向功率半导体开关S4间的连接点相连。第三电容储能器C3有利的引起在可控双向功率半导体开关S1、S2、S3、S4上的电压的稳定，该电压尤其等于落在第一和第二电容储能器C1、C2上的电压的一半。
在方法方面，在图1所示调节器电路情况下，分别借助驱动信号(Ansteuersignal)对第一、第二、第三、第四可控双向功率半导体开关S1、S2、S3、S4进行控制，其中所述驱动信号(控制信号)按照脉冲宽度调制方法来生成。通过驱动信号确定可控双向功率半导体开关S1、S2、S3、S4的开关频率。为了实现上述优点，第一可控双向功率半导体开关S1的驱动信号关于脉冲宽度调制的载波信号同相。与此不同的是，第二可控双向功率半导体开关S2的驱动信号则关于脉冲宽度调制的载波信号反相。特别有利的是，分别按照25％或75％的数值来选择第一可控双向功率半导体开关S1驱动信号的调制度(Aussteuergrad)以及第二可控双向功率半导体开关S2驱动信号的调制度。然后可选择第二可控双向功率开关S2的互补驱动信号作为第三可控双向功率半导体开关S3的驱动信号，并且选择第二可控双向功率半导体开关S2的互补驱动信号作为第四可控双向功率半导体开关S4的驱动信号。
如图2所示，谐振变换器2具有第一电容储能器C1、与第一电容储能器C1串联的第二电容储能器C2以及第一、第二、第三和第四可控双向功率半导体开关S1、S2、S3、S4，其中可控双向功率半导体开关S1、S2、S3、S4串联连接。第一电容储能器C1与第一可控双向功率半导体开关S1相连，第一电容储能器C1和第二电容储能器C2的连接点与第二可控双向功率半导体开关S2和第三可控双向功率半导体开关S3的连接点相连，第二电容储能器C2与第四可控双向功率半导体S4相连。此外谐振电容C与第一可控双向功率半导体开关S1和第二可控双向功率半导体开关S2的连接点相连，变压器3初级绕组(N1)的第二连接点B与第三可控双向功率半导体开关S3和第四可控双向功率半导体开关S4的连接点相连。
在按照方法方面，在图2所示调节器电路情况下，分别借助驱动信号对第一、第二、第三、第四可控双向功率半导体开关S1、S2、S3、S4进行控制，其中所述驱动信号按照脉冲宽度调制方法来生成。  为了实现上述优点，第一可控双向功率半导体开关S1的驱动信号关于脉冲宽度调制的载波信号同相。与此不同的是，第四可控双向功率半导体开关S4的驱动信号则关于脉冲宽度调制的载波信号反相。特别有利的是，分别按照25％或75％数值来选择第一可控双向功率半导体开关S1驱动信号的调制度以及第四可控双向功率半导体开关S4驱动信号的调制度。之后可选择第一可控双向功率开关S1的互补驱动信号作为第二可控双向功率半导体开关S2的驱动信号，并且选择第四可控双向功率半导体开关S4的互补驱动信号作为第三可控双向功率半导体开关S3的驱动信号。
可以设想，一般将第二谐振电感L2组合在变压器3之中。但也可以设想，一般将第一谐振电感L1要么附加要么单独组合在变压器3之中。采用这些措施可以节约空间，并且可简化调节器电路的制造、尤其是装配。
第一、第二、第三和第四可控双向功率半导体开关S1、S2、S3、S4优选分别作为具有附属的并联的二极管的集成门极换流晶闸管(IGCT-IntegratedGate-Commutated Thyristor)。这种晶闸管的有功功率损耗特别小，同时有高稳定性，尤其在高压情况和特别是在过压情况下。但也可设想如图1～6所示的实施例一样，将第一、第二、第三和第四可控双向功率半导体开关S1、S2、S3、S4分别设计成并联有所属的二极管的绝缘栅双极型晶体管(IGBT-InsulatedGate Bipolar transistor)。这种晶体管的特点是开关频率高，且电流与电压振荡小。
本发明所述的系统通常具有至少两个上述调节器电路，其中这些调节器电路的升压变换器1在输入侧相互并联或者串联。该系统因此具有可理解地简单的构造，其中可利用升压变换器1的输入侧并联电路有利地实现大的输入直流电流，因此可以传输更高的电能。升压变换器1的输入侧串联电路又可以实现高的输入直流电压，因此同样也能传输高的电能。此外在本发明所述的系统中，调节器电路的整流器4在输出侧通常可以相互并联或串联。通过在输出侧将整流器4并联可以有利地增大输出电流。在输出侧将整流器4串联则可实现高的输出直流电压。图3所示为本发明所述系统的第一种实施例，具有两个图1所示的调节器电路，其中在输入侧升压变换器1串联，在输出侧整流器4并联。图4所示为本发明所述系统的第二种实施例，具有两个图1所示的调节器电路，其中在输入侧升压变换器1并联，在输出侧整流器4并联。图5所示为本发明所述系统的第三种实施例，具有两个图2所示的调节器电路，其中在输入侧升压变换器1串联，在输出侧整流器4并联。图6所示为本发明所述系统的第四种实施例，具有两个图3所示的调节器电路，其中在输入侧升压变换器1并联，在输出侧整流器4并联。
附图标记列表
1升压变换器
2谐振变换器
3变压器
4整流器
5CLL-谐振电路

Claims (9)

1.一种调节器电路，具有升压变换器(1)、在所述升压变换器的输出侧连接在该升压变换器(1)之后的谐振变换器(2)、变压器(3)、整流器(4)，该整流器(4)在其输入侧与变压器(3)次级绕组(N2)相连，并且该调节器电路还具有与该谐振变换器(2)以及变压器(3)的初级绕组(N1)相连的CLL谐振电路(5)，该CLL谐振电路(5)具有谐振电容(C)、第一谐振电感和第二谐振电感(L1，L2)，
其特征在于，
所述谐振电容(C)与第一谐振电感(L1)串联连接，其中该第一谐振电感(L1)与该变压器(3)的初级绕组(N1)的第一连接点(A)相连，并且所述谐振电容(C)与该谐振变换器(2)相连；并且第二谐振电感(L2)的一端与所述谐振电容(C)和第一谐振电感(L1)的连接点相连，其中第二谐振电感(L2)的另一端与所述变压器(3)的初级绕组(N1)的第二连接点(B)相连，以及所述变压器(3)的初级绕组(N1)的第二连接点(B)与所述谐振变换器(2)相连。
2.根据权利要求1所述的调节器电路，其特征在于，所述谐振变换器(2)具有第一电容储能器(C1)、第二电容储能器(C2)、第三电容储能器(C3)以及第一、第二、第三和第四可控双向功率半导体开关(S1，S2，S3，S4)，所述第二电容储能器(C2)与该第一电容储能器(C1)串联连接，其中这些可控双向功率半导体开关(S1，S2，S3，S4)依次串联连接，
所述第一电容储能器(C1)与第一可控双向功率半导体开关(S1)相连，所述第二电容储能器(C2)与第四可控双向功率半导体开关(S4)相连，
所述第三电容储能器(C3)的一端与第一和第二可控双向功率半导体开关(S1，S2)的连接点相连，并且所述第三电容储能器(C3)的另一端与第三和第四可控双向功率半导体开关(S3，S4)的连接点相连，并且
所述谐振电容(C)与第二和第三可控双向功率半导体开关(S2，S3)的连接点相连，所述变压器(3)的初级绕组(N1)的第二连接点(B)与第二电容储能器(C2)和第四可控双向功率半导体开关(S4)的连接点相连。
3.根据权利要求1所述的调节器电路，其特征在于，所述谐振变换器(2) 具有第一电容储能器(C1)、与该第一电容储能器(C1)串联连接的第二电容储能器(C2)以及第一、第二、第三和第四可控双向功率半导体开关(S1，S2，S3，S4)，其中这些可控双向功率半导体开关(S1，S2，S3，S4)依次串联连接，
第一电容储能器(C1)与第一可控双向功率半导体开关(S1)相连，第一和第二电容储能器(C1，C2)的连接点与第二和第三可控双向功率半导体开关(S2，S3)的连接点相连，第二电容储能器(C2)与第四可控双向功率半导体开关(S4)相连，并且
所述谐振电容(C)与第一和第二可控双向功率半导体开关(S1，S2)的连接点相连，并且所述变压器(3)的初级绕组(N1)的第二连接点(B)与第三和第四可控双向功率半导体开关(S3，S4)的连接点相连。
4.根据权利要求1～3中任一项所述的调节器电路，其特征在于，所述第二谐振电感(L2)组合在所述变压器(3)之中。
5.根据权利要求1～3中任一项所述的调节器电路，其特征在于，所述第一谐振电感(L1)组合在所述变压器(3)之中。
6.一种用于功率电子领域的系统，其特征在于，具有至少两个根据权利要求1～5中任一项所述的调节器电路，
所述调节器电路的升压变换器(1)在输入侧相互并联或者串联连接。
7.根据权利要求6所述的系统，其特征在于，所述调节器电路的整流器(4)在输出侧相互并联或者串联连接。
8.一种用于运行如权利要求2所述的调节器电路的方法，在该方法中利用驱动信号分别对第一、第二、第三、第四可控双向功率半导体开关(S1，S2，S3，S4)进行控制，其中按照脉冲宽度调制方法生成所述驱动信号，其特征在于，
第一可控双向功率半导体开关(S1)的驱动信号关于脉冲宽度调制的载波信号同相，
第二可控双向功率半导体开关(S2)的驱动信号关于该脉冲宽度调制的载波信号反相，
分别按照25％或75％的数值来选择第一可控双向功率半导体开关(S1)的驱动信号的调制度以及第二可控双向功率半导体开关(S2)的驱动信号的调 制度，
选择该第二可控双向功率半导体开关(S2)的互补驱动信号作为第三可控双向功率半导体开关(S3)的驱动信号，并且选择该第二可控双向功率半导体开关(S2)的互补驱动信号作为第四可控双向功率半导体开关(S4)的驱动信号。
9.一种用于运行如权利要求3所述的调节器电路的方法，在该方法中利用驱动信号分别对第一、第二、第三、第四可控双向功率半导体开关(S1，S2，S3，S4)进行控制，其中按照脉冲宽度调制方法生成所述驱动信号，其特征在于，
第一可控双向功率半导体开关(S1)的驱动信号关于脉冲宽度调制的载波信号同相，
第四可控双向功率半导体开关(S4)的驱动信号关于脉冲宽度调制的载波信号反相，
分别按照25％或75％的数值来选择第一可控双向功率半导体开关(S1)的驱动信号的调制度以及第四可控双向功率半导体开关(S4)的驱动信号的调制度，
选择该第一可控双向功率半导体开关(S1)的互补驱动信号作为第二可控双向功率半导体开关(S2)的驱动信号，并且选择该第四可控双向功率半导体开关(S4)的互补驱动信号作为第三可控双向功率半导体开关(S3)的驱动信号。 
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