CN101273595A

CN101273595A - 在ofdma系统中以专用导频作信道和干扰估计

Info

Publication number: CN101273595A
Application number: CNA2006800351957A
Authority: CN
Inventors: C·P·布迪阿努; D·A·高尔; A·格罗科夫
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2005-07-26
Filing date: 2006-07-26
Publication date: 2008-09-24
Also published as: EP1911230A1; ATE494713T1; CL2006001941A1; JP2009504029A; WO2007014345A1; DE602006019438D1; KR20080036115A; US7751510B2; US20070025460A1; EP1911230B1; TW200713892A; MY145227A

Abstract

对时变多载波多用户系统中信道特性和干扰电平的估计被并发地实行。为执行此估计，多重数据码元和专用导频码元在此信道上被传送。对干扰电平的估计被用来估计信道参数。

Description

在OFDMA系统中以专用导频作信道和干扰估计

35U.S.C.§119下的优先权要求

本专利申请要求2005年7月26日提交、且已转让给本申请受让人并因而被明确援引纳入于此的题为“A Method and Apparatus for Channel and Interference withDedicated Pilot Tones(以专用导频频调作信道和干扰的方法和装置)”的临时申请No.60/702,682的优先权。

背景

本公开涉及无线通信系统，尤其涉及此类系统中的信道参数和干扰电平的估计。

在无线通信系统中，常常需要估计从发射机至接收机的无线信道的响应。此信道估计可被用于各种目的，诸如数据检测、时间同步、频率校正、空间处理、率选择、等等。信道估计通常是通过传送包含发射机与接收机双方皆先验已知的导频码元的导频信号来执行的。接收机然后可估计信道增益为收到的导频码元与已知导频码元之比。

导频信号通常受到噪声和干扰两者的损害。这些损害使得接收机基于收到的导频信号得到的信道估计的质量劣化。噪声可能来自于各种源，诸如无线信道、接收机属性、等等。噪声损害正常情况下可通过以恰适的方式和/或持续足够长的时间地来传送导频信号以使得接收机能得到合需的信道估计质量来解决。干扰可能起于多个发射机同时传送其导频信号。这些发射机可能是系统中不同的基站所用、是同一基站的不同天线所用、等等。在任意情形中，来自每一发射机的导频信号对于来自其他发射机的导频信号扮演了干扰的角色。这种导频干扰使得信道估计的质量劣化。

常常希望估计信道以及干扰电平。在前向链路(FL)上，据知已采用了公用导频码元。在正交频分复用(OFDMA)系统中，此类公用导频码元通常分散在所有用户共享的整个带宽上。在传统的单天线传输中，此类公用导频码元可被所有用户用于FL信道估计的目的。在蜂窝应用中典型的带宽和信道相干时间值使得公用导频频调尤为有用。

容易证明公用导频相比于专用导频的相对带宽效率可通过用公用导频估计的对应于总共享带宽的宽带信道中的自由度的总数与每用户分配的窄带子信道中的自由度的数目乘以此类窄带子信道的数目之间的比较来得出。对于在蜂窝应用中典型的带宽和信道相干时间值而言，此平衡显示公用导频占上风。然而，专用导频方式有数个有吸引力的特征。

由此，存在提供一种能以专用导频频调来为OFDMA提供简化的信道和干扰估计的方法和装置的需要。

概要

对时变多载波多用户系统中信道参数和干扰电平的估计被并发地实行。为执行此估计，多个数据码元和专用导频码元在此信道上被传送。针对一个或多个用户的这多个数据码元在一时频区域上被接收。在此时频区域中置放在这多个数据码元间的针对这一个或多个用户的这多个专用导频码元被接收。该时频区域上的信道参数是利用对干扰功率的估计来估计的。

附图简要说明

图1图解了根据一个实施例的一种多址无线通信系统的一些方面；

图2图解了一种多址无线通信系统中的发射机和接收机的一些方面；

图3图解了一种以专用导频频调作信道和干扰估计的方法集；

包含图4a、4b、4c和4d的图4图解了根据本发明将多个专用导频码元置放在数据码元间以使得能够实现信道参数和干扰电平的并发估计的做法。

图5图解了以专用导频来估计信道和干扰的功能框图。

具体说明

根据本公开，对时变多载波多用户OFDMA系统中信道特性和干扰电平的估计是并发地实行的。为估计信道和干扰电平，根据本公开，多重导频码元被置放在所传送的数据码元间。在OFDMA系统中，专用导频码元通常以某种程度上均一的方式被放在用户的话务频带内以实现跨频率和时间的信道内插。公用导频码元相比于专用导频码元的相对带宽效率和用公用导频估计的对应于总共享带宽的宽带信道中的自由度的总数与每用户分配的窄带子信道中的自由度的数目乘以此类窄带子信道的数目之间的比较相关。

根据本公开的一个方面，专用导频频调的使用提供了数个优势。第一，可利用分散在用户话务带宽上的专用导频频调来估计如用户所经历的干扰电平，在可假设干扰电平跨任意给定子信道准静态的同步多蜂窝小区设计中尤甚。第二，专用导频码元可支持任何子信道用户敏感信令——诸如自适应波束成形——的信道估计。在信道敏感信令中，根据合需的信道敏感信令，一集专用导频码元可被传送。如所知的，公用导频码元是向所有用户广播的因而不适用于携带用户特异性签名，而根据本公开的专用导频频调适用于携带用户特异性签名。

参见图1，图解了根据一个实施例的一种多址无线通信系统。多址无线通信系统100包括多个蜂窝小区，例如蜂窝小区102、104和106。在图1的实施例中，每一蜂窝小区102、104和106可包括含有多个扇区的接入点150。这多个扇区可由各自负责与该蜂窝小区的一部分里的接入终端通信的数群天线。在蜂窝小区102中，天线群112、114和116各自对应于一不同扇区。在蜂窝小区104中，天线群118、120和122各自对应于一不同扇区。在蜂窝小区106中，天线群124、126和128各自对应于一不同扇区。

每一蜂窝小区包括数个接入终端，各接入终端可能在与每一接入点的一个或多个扇区通信。例如，接入终端130和132在与基站142通信，接入终端134和136在与接入点144通信，而接入终端138和140在与接入点146通信。

从图1可见，每一接入终端130、132、134、136、138和140位于其各自蜂窝小区中相对于同一蜂窝小区中每一其他接入终端不同的部分里。此外，每一接入终端离其正与之通信的相应天线群可能有不同距离。这两个因素因蜂窝小区中的环境及其他状况提供致使每一接入终端与其正与之通信的相应天线群之间呈现不同信道状况的情况。

如本文中使用地，接入点可以是用于与各终端通信的固定站，并且也可被称作基站并包括其功能集的一部分或全部。接入终端也可被称作用户装备(UE)、无线通信设备、终端、移动站、或其他某个术语并包括其功能集的一部分或全部。

参见图2，图解了多址无线通信系统中的发射机和接收机的一个实施例200。在发射机系统210处，数个数据流的话务数据从数据源212被提供至发射(TX)数据处理器214。在一个实施例中，每一数据流在各自的发射天线上被发射。TX数据处理器214基于为数据流选择的特定编码方案来格式化、编码、并交织每一数据流的话务数据以提供已编码数据。在一些实施例中，TX数据处理器214基于是哪个用户以及这些码元从哪个天线被发射来对各数据流的码元施加预编码权重。在一些实施例中，这些预编码权重可基于对一码本的索引来生成，该码本是在收发机254处生成并作为反馈提供给有此码本及其索引的知识的收发机222的。此外，在那些排定传输的情形中，TX数据处理器214可基于从用户传送来的秩信息来选择分组格式。

采用OFDM技术，可将每一数据流的已编码数据与导频数据多路复用。导频数据通常是以已知方式处理、并可在接收机系统处被用来估计信道响应的已知数据码型。经多路复用的导频和每一数据流的已编码数据然后基于为该数据流选择的特定调制方案(例如，BPSK、QSPK、M-PSK、或M-QAM)被调制以提供调制码元。每一数据流的数据率、编码、和调制可由处理器230所执行的指令来决定。如上面所讨论的，在一些实施例中，一个或多个流的分组格式可根据从用户传送来的秩信息而变化。

所有数据流的调制码元然后被提供给TX MIMO处理器220，其可进一步处理这些调制码元(例如，针对OFDM)。TX MIMO处理器220然后将N_T个调制码元流提供给N_T个收发机(TMTR)222a到222t。在某些实施例中，TX MIMO处理器220基于这些码元是向哪个用户传送以及根据该用户信道响应信息此码元是从哪个天线发射来对各数据流的码元施加预编码权重。

每一收发机222接收并处理各自的码元流以提供一个或多个模拟信号，并进一步调理(例如，放大、滤波、以及上变频)这些模拟信号以提供适合在MIMO信道上传输的已调制信号。来自收发机222a到222t的N_T个已调制信号然后各自从N_T个天线224a到224t发射。

在接收机系统250处，所传送的已调制信号被N_R个天线252a到252r接收到，并且来自每一天线252的收到信号被提供给各自的收发机(RCVR)254。每一收发机254调理(例如，滤波、放大、以及下变频)各自的收到信号，将经调理的信号数字化以提供采样，并进一步处理这些采样以提供相应的“收到”码元流。

RX数据处理器260然后从N_R个收发机254接收这N_R个收到码元流并基于特定的接收机处理技术对其作处理以提供N_T个“检出”码元流。由RX数据处理260所作的处理在下面进一步具体说明。每一检出码元流包括由对为相关数据流传送的调制码元的估计构成的码元。RX数据处理器260然后解调、解交织、以及解码每一检出码元流以恢复该数据流的话务流。由RX数据处理器260所作的处理与发射机系统210处的TX MIMO处理器220和TX数据处理器214所执行的处理互补。

由RX处理器260生成的信道响应估计可用于执行接收机处的空间、空/时处理，调节功率电平、改变调制率或方案、或其他行动。RX处理器260可进一步估计检出码元流的信噪干扰比(SNR)，以及还可能有其他信道特性，并将这些量值提供给处理器270。RX输出处理器260或处理器270可进一步推导出对该系统的“工作”SNR的估计。处理器270然后提供估计的CSI，其可包含关于通信链路和/或收到数据流的各种类型的信息。例如，CSI可仅包含工作SNR。CSI然后由TX数据处理器278处理，其还从数据源276接收数个数据流的话务数据，这些话务数据由调制器280调制，由收发机254a到254r调理，并传回给发射机系统210。

在发射机系统210处，来自接收机系统250的已调制信号被天线224接收到，由接收机222调理，由解调器240解调，并由RX数据处理器242处理以恢复出接收机系统所报告的CSI。所报告的量化信息——例如CQI——然后被提供给处理器230并被用于(1)确定要对这些数据流使用的数据率以及编码和调制方案，以及(2)生成针对TX数据处理器214和TX MIMO处理器220的各种控制。

由N_T个发射天线和N_R个接收天线形成的MIMO信道可被分解成N_S个独立信道，其中有N_S≤min{N_T，N_R}。这N_S个独立信道中的每一个也可被称作该MIMO信道的一个空间子信道(或一传输信道)并对应于一个维度。

一般而言，传输带宽被分划成跳跃区域，一个跳跃区域的码元被指派给多个用户，并由接入终端或接入点为指派到该跳跃区域的这多个用户一起处理。一个跳跃区域包含在同一集毗连的N_T个频调上在N_S个相继OFDM码元里传输的码元。因此，在一个跳跃区域里有N_S×N_T个码元。为清楚起见，在一个OFDM码元里传输的码元的数目等于该码元中(正交)频调的数目。

在某些方面，可以有Q个用户共享一个跳跃区域。术语用户与如本文中所使用的术语“层”是可换位的。在这一方面，单个终端可对应于多个用户，因为其可传送多个流——若其有多个发射天线。在一些情形中，每一终端也可仅传送单个层并且仅为一个用户。

记为y的在一个跳跃区域里的收到码元的矢量是由下式给出的N_SN_T×1复数矢量：

y = Σ_{q = 1}^{Q} Δ_{q} h^{(q)} \cdot S^{(q)} + n_{0},

y(以及上式中的所有其他矢量)的首N_T个元素对应于第一OFDM码元的频调所用的信道，依此类推。

q＝1，...，Q的Δ_q ²是用户q的功率偏移；这些系数假定是已知的。

q＝1，...，Q的N_SN_T×1复数矢量S^(q)是在一个跳跃区域内由用户q传送的调制码元的矢量。

q＝1，...，Q的N_SN_T×1复数矢量h^(q)是用户q的频域信道。信道系数h^(q)可被假定为在各用户间独立。对于每一用户，h^(q)一般被认为是一具有零均值和已知协方差矩阵的复高斯函数。

N_SN_T×1复数矢量n₀是CAWGN(其包含干扰)，并被假定为具有零均值和协方差矩阵σ²I。噪声方差σ²是未知的。

在一些方面，此模型可被用来估计所有用户的信道系数以及干扰。为此，在一给定跳跃区域里，专用导频码元被插入在数据码元间。此估计将是基于收到的导频码元并基于对此信道的统计属性的知识。

下面提供对一种类型的信道模型的说明，但是其他信道模型也可随本文中描述的方法使用。信道的统计属性被假定为在建模信道时是一定程度上了解了的。对于每一用户，一个跳跃区域上的信道系数可被假定为是相关的。如果是这样的情形，则以下的近似将准确到足可用于进行信道估计。

一个用户的信道协方差矩阵的结构至多有三个有效本征值，并且相应的本征矢量可由以下分析表达式近似。

E {h^{(q)} h^{(q) H}} \approx Σ_{i = 1}^{3} Λ_{i}^{(q)} U_{i} U_{i}^{H},

其中U₁、U₂、U₃在下面解释。

在近似协方差矩阵时可利用以下的克罗内克尔(Kronecker)积的定义。

给定矢量a_n×1和b_m×1，其克罗内克尔积

c_{mn \times 1} : = a_{n \times 1} &CircleTimes; b_{m \times 1}

定义为：

c : = [\begin{matrix} a_{1} b \\ a_{2} b \\ . \\ . \\ . \\ a_{n} b \end{matrix}] = {[a_{1} b_{1}, a_{1} b_{2}, . . ., a_{1} b_{m}, a_{2} b_{1}, a_{2} b_{2}, . . ., a_{2} b_{m}, . . ., a_{n} b_{1}, a_{n} b_{2}, . . ., a_{n} b_{m}]}^{T} .

可进一步定义以下的矢量：

U_{N_{s}, 0} : = \frac{1}{\sqrt{N_{s}}} {[1, . . ., 1]}^{T}

N_s×1的矢量；

U_{N_{s}, 1} : = \sqrt{\frac{3}{N_{s} (N_{s}^{2} - 1)}} {[- (N_{s} - 1) : 2 : (N_{s} - 1)]}^{T}

N_s×1的矢量；

U_{N_{t}, 0} : = \frac{1}{\sqrt{N_{t}}} {[1, . . ., 1]}^{T}

N_t×1的矢量；

U_{N_{t}, 1} : = \sqrt{\frac{3}{N_{t} (N_{t}^{2} - 1)}} {[- (N_{t} - 1) : 2 : (N_{t} - 1)]}^{T}

N_t×1的矢量；

以下3个大小为N_sN_t×1的矢量可被称为近似本征矢量，并且可使用其代替真实的本征矢量来进行对应于数据码元的信道的估计：

U_{1} : = U_{N_{s}, 0} &CircleTimes; U_{N_{t}, 0};

U_{2} : = U_{N_{s}, 0} &CircleTimes; U_{N_{t}, 1};

U_{3} : = U_{N_{s}, 1} &CircleTimes; U_{N_{t}, 0} .

在一些方面，可能第一本征值的幅值比其他两个大至少一个数量级。可利用先前描述的协方差矩阵的结构来提供以下对信道的近似表示。

该跳跃区域上每一用户的信道可被写为时间和频率的随机函数ξ^(q)(t，f)。然后，ξ^(q)(t，f)可由泰勒级数展开的首三项来准确地近似：

ξ^{(q)} (t, f) \approx ξ^{(q)} (t_{0}, f_{0}) + \frac{&PartialD; ξ^{(q)} (t, f)}{&PartialD; f} |_{(t_{0}, f_{0})} (f - f_{0}) + \frac{&PartialD; ξ^{(q)} (t, f)}{&PartialD; t} |_{(t_{0}, f_{0})} (t - t_{0})

由此，在此近似中，一个跳跃区域上的信道可由三个复参数来表征。

首先，如果(t₀，f₀)定义为是该跳跃区域的对称中心，则与坐标为(n_S，n_T)的码元对应的一个用户的信道可被写为如下：

h^{(q)} (n_{S}, n_{T}) \approx α^{(q)} + β_{F}^{(q)} (n_{T} - n_{T 0}) + β_{T}^{(q)} (n_{S} - n_{S 0}),

其中n_T0：＝(N_T+1)/2和n_S0：＝(N_S+1)/2是该跳跃区域的中心的坐标，α^(q)是DC分量，并且β_F ^(q)和β_T ^(q)各自是频率和时间的斜率。

在一个方面，一跳跃区域内的导频码元被放成满足以下条件的码型：总共有N_P个导频码元(在一个跳跃区域里)，这些导频码元被编组成4簇，每一簇有M_Q个码元；由此N_P＝4M_Q，一簇的导频码元占据时频域中一毗连区域，从而使得对于每一用户，一簇的码元内信道的变动尽可能地小，并且此导频摆放方案是关于该跳跃区域的对称中心对称的。但是，也可采用其他导频摆放码型和方法集。

在一个方面，所有各簇具有相同数目的导频码元，记为M_Q。但是，不一定需要是这种情形。簇数记为N_C，并且我们有N_P＝N_C×M_Q。

在某些方面，共享一个跳跃区域的用户的数目不超过簇的大小：即Q≤M_Q。

在一些方面，为允许多路复用，用一加扰序列来对一个用户的属于同一簇的导频码元进行加扰；为简单化，每一用户对所有簇使用同一加扰序列。不同用户的加扰序列可以是长度为M_Q的标准正交矢量，并且假定其具有单位模数元素。最多可有M_Q个这样的序列，记为s_k，k＝1，...，M_Q。

由此，共享一个跳跃区域的用户的数目——Q——不能超过簇的大小：即

Q≤M_Q

由用户q传送的N_P×1的导频码元矢量可被写为：

r_{1, q} : = \frac{1}{\sqrt{N_{P}}} 1_{4 \times 1} &CircleTimes; s_{q},

其中是有N_C个1的列矢量，并且表示克罗内克尔积。

q＝1，...，Q的矢量r_1，q是标准正交的。定义以下的N_P×1复矢量r_i，q，其中i＝1，...，4，q＝1，...，M_Q。

r_{i, q} : = \frac{1}{\sqrt{N_{P}}} α_{i} &CircleTimes; s_{q},

其中有

α_{1} : = [\begin{matrix} 1 \\ 1 \\ 1 \\ 1 \end{matrix}],

α_{2} : = [\begin{matrix} - 1 \\ - 1 \\ 1 \\ 1 \end{matrix}],

α_{3} : = [\begin{matrix} - 1 \\ 1 \\ - 1 \\ 1 \end{matrix}],

α_{4} : = [\begin{matrix} 1 \\ - 1 \\ - 1 \\ 1 \end{matrix}] .

对于每一簇，各用户的加扰序列为正交这一事实在此算法的推导中扮演了角色。

信道和干扰功率是利用收到的导频码元来估计的。我们将收到导频码元的矢量记为x，其中x是一N_P×1的复数矢量。由此，x的元素是y中对应于导频位置的那些元素。x的元素的次序如下。x的首M_Q个元素对应于第一(左上)簇的导频码元，x的次M_Q个元素对应于同一频调的第二(右上)导频码元簇中的导频码元，次M_Q个元素对应于第三(左下)导频码元簇中的导频码元，并且最末M_Q个元素对应于第四(右下)导频码元簇。例如，在图4c中图解的一个实施例中有12个导频，并且从左上角开始横跨上部再转到左下角并横跨至右下角地读取，这些导频读作1、2、3、4、5、6、7、8、9、10、11和12。最终，我们注意到收到的导频码元是采用横向扫掠地来摆放在矢量x中的，这与采用纵向扫掠的矢量y中收到的数据码元的索引形成对比。

下面提供对干扰估计的说明。关于干扰功率的信息是仅使用收到的导频码元来得到的。观察空间有N_P个维度；每一用户的信道由三个参数给出；由此观察空间的其余N_P-3Q个维度可被用于得到关于干扰功率的信息。

干扰被估计为是收到信号在未被传送的导频信号占据的维度上的投射的功率。换言之，我们将收到的信号x投射到前面定义的基r_i，q上，其中i＝1，...，4，q＝1，...，M_Q，并对与干扰相对应的各个分量的功率求和。

如果w_i，q定义为

w_{i, q} : = r_{i, q}^{H} x .

干扰功率可通过将所得到的采样的功率平均来估计：

{\hat{σ}}^{2} = \frac{1}{4 M_{Q} - 3 Q} (Σ_{q = 1}^{Q} {| w_{4, q} |}^{2} + Σ_{i = 1}^{r} Σ_{q = Q + 1}^{M_{Q}} {| w_{i, q} |}^{2})

如果每一用户的信道在一瓦区中具有理想的线性变化，则第一项和就将是噪声功率的估计。但是在实践中其包括信道建模误差。

第二项和仅当Q＜M_Q时才存在，并且是用在各传送用户的序列上正交的扩展序列解扩了的收到信号的功率。

在一个方面，信道估计是使用MMSE方式来执行的。

{\hat{h}}^{(q)} = E {h^{(q)} x^{H}} {(E {{xx}^{H}})}^{- 1} x .

我们有：

Δ_{q} {\hat{h}}^{(q)} = Σ_{i = 1}^{3} \frac{Δ_{q}^{2} Λ_{i}^{(q)} β_{i}}{Δ_{q}^{2} Λ_{i}^{(q)} β_{i} + {\hat{σ}}^{2}} w_{i, q} U_{i} .

量值β_i在下面提供。

β_{1} : = {(\sqrt{\frac{N_{S} N_{T}}{N_{P}}})}^{- 1},

β_{2} : = {(\sqrt{\frac{N_{S} N_{T} (N_{T}^{2} - 1)}{{3 N}_{P}}} \frac{1}{N_{T} - θ_{T}})}^{- 1},

β_{3} : = {(\sqrt{\frac{N_{S} N_{T} (N_{S}^{2} - 1)}{3 N_{P}}} \frac{1}{N_{S} - θ_{S}})}^{- 1} .

值θ_T和θ_S是从导频码元的实际摆放得到的，并且其标识一瓦区内导频码元簇的中心。更确切地，左上导频码元簇的中心应给为如果导频码元被摆放在首“行”中，则θ_T＝1，如果其在第二“行”中，则θ_T＝3，依此类推。

关于图3图解了一种以专用导频频调作信道和干扰估计的方法集。在框402，接收到多个数据码元，并且在框404，接收到置放在这多个数据码元间的多个导频码元。一旦接收到这些导频码元，就在框406估计感兴趣的时频区域的干扰功率。术语频率的使用是与术语频调可互换地使用的。使用来自框406的干扰估计，在框408就可估计信道参数。

关于图4，版块400图解了有8×8维度的子瓦区的一个实施例。图4a图解了8×8维度的子瓦区的一个实施例，其导频的数目(版块401)N_P＝4，并且每一簇中导频码元的数目M_Q＝1。使用所提供的干扰估计，观察空间的N_P-3Q个维度可被用来得到关于干扰功率的信息。4-3＝1。图4b图解了8×8维度的子瓦区的一个实施例，并且我们有N_P＝8(版块402)，并且每一簇中导频码元的数目M_Q＝2。由此N_P-3Q＝(8-6＝2)。在图4b中，簇数(框406)N_C＝4。图4c图解了8×8维度的子瓦区的一个实施例，其中N_P＝12(版块402)，每一簇中导频(版块402)的数目M_Q＝3，并且簇数(版块406)N_C＝4。尽管所描述的这些实施例具有8×8维度的子瓦区，但是子瓦区可更大或更小。与图4a、4b和4c相关的实施例是在一些实施例中可如何来计算子瓦区的干扰的示例。图4d图解了一块瓦区的一个实施例400d。这一16频调×8个OFDM码元维度的瓦区(版块400d)是两个8×8维度的子瓦区(版块400)的结果。

参见图5，图解了用于估计无线通信系统的信道和干扰电平的功能框图500。在信道上传送的多个数据码元在用于接收的装置502处被接收到。置放在这多个数据码元间并在此信道上传送的多个专用导频信号在用于接收的装置504处被接收到。在一些实施例中，用于接收数据码元的装置和用于接收导频码元的装置可被组合在其中任一用于接收的装置502或504中。感兴趣的时频区域的干扰功率在用于估计的装置506处被估计。信道参数是利用由用于估计的装置506提供的干扰功率的估计在用于估计的装置508处被估计的。在一些实施例中，用于估计干扰功率的装置506和用于估计信道参数的装置可被组合在其中任一用于估计的装置506或508中。

信道和干扰电平估计可使用形成程序并由例如中央处理单元等作为指令/数据来执行的一个或多个软件模块的各种代码，或使用专门配置并专用于确定信道和干扰电平的硬件模块来实行。替换地，在一些实施例中，信道和干扰电平估计可使用软件和硬件模块的组合来实行。

本文中描述的技术可通过各种手段来实现。例如，这些技术可在硬件、软件、或其组合中实现。对于硬件实现，用于进行信道估计的处理单元可在一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理器件(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、设计成执行本文中描述的功能的其他电子单元、或其组合内实现。若采用软件，实现可通过执行本文中描述的功能的模块(例如，过程、函数等)来进行。

上面描述的包括了一个或多个实施例的示例。当然，要为描述前述实施例的目的而描述组件或方法集的每一种可构想的组合是不可能的，但本领域普通技术人员可认识到，各个实施例的许多进一步的组合和置换是可能的。相应地，所描述的实施例旨在涵盖落在所附权利要求的精神和范围之内的所有此类替换、修改、和变形。此外，就在本具体说明或所附权利要求书中使用术语“包括”的程度而言，此类术语旨在以与在权利要求中采用“包含”作过渡词时其所解释的相类似的方式作可兼之解。

Claims

1.一种估计无线通信系统的信道和干扰电平的方法，包括：

接收在一时频区域上传送的给一个或多个用户的多个数据码元；

接收置放在所述时频区域中的所述多个数据码元间的给所述一个或多个用户的多个专用导频码元；

对所述时频区域估计干扰功率；以及

利用所述干扰功率的估计来对所述时频区域估计信道参数。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述时频区域对应于为由OFDMA系统构成的无线通信系统的前向链路或反向链路之一者指派的时频区域。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步包括根据跳频算法来确定所述时频区域的位置。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，共享所述时频区域的所述一个或多个用户的数目不能超过所述时频区域中一个导频码元簇中专用导频码元的数目。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述估计干扰功率包括计算在所述专用导频码元上观察到的残余能量并从所述干扰功率中消去所述残余能量。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述估计干扰功率包括对所述时频区域中的所有数据码元确定单个干扰估计。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述估计干扰功率包括对所述前向链路上的所述时频区域估计多个层的干扰功率——即便有的层并非旨在供所述一个或多个用户使用。

8.一种无线通信装置，包括：

配置成在一时频区域上接收给一个或多个用户的多个数据码元的接收机，

所述接收机被配置成接收置放在所述多个数据码元间并在所述时频区域上传送的给所述一个或多个用户的多个专用导频码元；以及

配置成对所述时频区域估计干扰功率的估计器；

配置成利用所述干扰功率的估计来对所述时频区域估计信道参数的估计器。

9.如权利要求8所述的装置，其特征在于，所述时频区域对应于为由OFDMA系统构成的无线通信系统的前向或反向链路之一者指派的时频区域。

10.如权利要求8所述的装置，其特征在于，进一步包括根据跳频算法来确定所述时频区域的位置。

11.如权利要求8所述的装置，其特征在于，共享所述时频区域的所述一个或多个用户的数目不能超过所述时频区域中一个导频码元簇中专用导频码元的数目。

12.如权利要求8所述的装置，其特征在于，所述估计干扰功率包括计算在所述专用导频码元上观察到的残余能量并从所述干扰功率中消去所述残余能量。

13.如权利要求8所述的装置，其特征在于，所述估计干扰功率包括对所述时频区域中的所有数据码元确定单个干扰估计。

14.如权利要求8所述的装置，其特征在于，所述估计干扰功率包括对所述前向链路上的所述时频区域估计多个层的干扰功率——即便有的层并非旨在供所述一个或多个用户使用。

15.一种估计无线通信系统的信道和干扰电平的方法，包括：

用于接收在一时频区域上传送的给一个或多个用户的多个数据码元的装置；

用于接收置放在所述时频区域中的所述多个数据码元间的给所述一个或多个用户的多个专用导频码元的装置；

用于对所述时频区域估计干扰功率的装置；以及

用于利用所述干扰功率的估计来对所述时频区域估计信道参数的装置。

16.如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述方法被应用于经由OFDMA系统所构成的无线通信系统的前向链路或反向链路接收到的码元。

17.如权利要求15所述的方法，其特征在于，进一步包括用于根据跳频算法来确定所述时频区域的位置的装置。

18.如权利要求15所述的方法，其特征在于，共享所述时频区域的所述一个或多个用户的数目不能超过所述时频区域中一个导频码元簇中专用导频码元的数目。

19.如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述用于估计干扰功率的装置包括用于计算在所述专用导频码元上观察到的残余能量并从所述干扰功率中消去所述残余能量的装置。

20.如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述用于估计干扰功率的装置包括用于对所述时频区域中的所有数据码元确定单个干扰估计的装置。

21.如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述用于估计干扰功率的装置包括用于对所述前向链路上的所述时频区域估计多个层的干扰功率——即便有的层并非旨在供所述一个或多个用户使用——的装置。

22.一种其上包含指令的处理器可读介质，所述指令包括：

用于接收在信道上传送的多个数据码元的指令；

用于接收置放在所述多个数据码元间并在所述信道上传送的多个专用导频码元的指令；

用于对一感兴趣的时频区域估计干扰功率的指令；以及

用于利用所述干扰功率的估计来估计信道参数的指令。