CN101271344B - 一种高电源噪声抑制的低压差电压调节器 - Google Patents

Abstract

本发明披露了一种低压差电压调节器，包括电压输入端和电压输出端，与连接在电压输入端上的第一级运算放大器，第二级共源放大器和第三级输出电路，其中第一级运算放大器的输出端与第二级放大器的输入端相连，第二级放大器的输出端与第三级输出电路的输入端相连，第三级输出电路的输出端与调制电压输出端相连，其中所述调节器还包括连接在调制电压输出端和第一级运算放大器的反相输入端之间的反馈网络，第一级运算放大器的正相输入端接收参考电压；其特征在于所述调节器还包括连接在第二级共源放大器的输出端和第一级运算放大器正相输入端一侧的负载电流镜的栅极之间的反馈电容。与传统电压调节器相比，本发明提高了电压调节器在较高频段的电源噪声抑制能力。

Description

一种高电源噪声抑制的低压差电压调节器

技术领域

本发明涉及一种电压调节器，具体来说涉及电压调节器中的电源噪声抑制。

背景技术

随着便携式电子设备不断发展，其内的各种电子元件和集成电路的性能不断提高，低压差电压调节器作为其中广泛使用的集成电路，其性能对便携设备的性能至关重要。特别是对电源噪声的抑制能力的要求越来越高。

在一个供电系统中，由于许多供电支路都接在同一电源上，其中支路负载变化都会影响到输入电源的变化。特别是在电池供电的系统中，由于电池的内阻很大，电池端的电压变化会很剧烈，由此产生较高的电源噪声。

目前也有许多电压调节器接在开关式直流-直流电压转换器后，这种应用中对电压调节器的电源噪声抑制能力要求也很高。对音频段电源噪声的抑制能力尤为重要，因为很大程度上影响着输出音质，特别是在MP3，MP4和手机的应用中。人类耳朵能识别的频率大约在0-20KHz，特别对5KHz至20KHz的频率很敏感。一般电压调节器在低频下的电源噪声抑制能力都很强，但在1KHz～10KHz的频率附近开始迅速下降。由此可见，提高低压差电压调节器在5KHz至100KHz频段的电源噪声抑制能力很有必要。

发明内容

本发明的目的是提高低压差电压调节器在较高频段的电源噪声抑制能力。

为此，本发明提供一种低压差电压调节器，包括电压输入端和电压输出端，与连接在电压输入端上的第一级运算放大器，第二级共源放大器和第三级输出电路，其中第一级运算放大器的输出端与第二级放大器的输入端相连，第二级放大器的输出端与第三级输出电路的输入端相连，第三级输出电路的输出端与调制电压输出端相连，其中所述调节器还包括连接在调制电压输出端和第一级运算放大器的反相输入端之间的反馈网络，第一级运算放大器的正相输入端接收参考电压；其特征在于所述调节器还包括连接在第二级共源放大器的输出端和第一级运算放大器正相输入端一侧的负载电流镜的栅极之间的反馈电容。

与传统电压调节器相比，本发明特别提高了电压调节器在较高频段(包括5KHz-100KHz频率在内)的电源噪声抑制能力，即在更宽的频段上具有高电源抑制能力。

附图说明

下面将参照附图对本发明的具体实施方案进行更详细的说明，附图中：

图1是根据本发明第一实施方案的低压差电压调节器的电路图；

图2给出了图1的小信号等效电路图；

图3是根据本发明第二实施方案的低压差电压调节器的电路图；

图4是根据本发明第三实施方案的低压差电压调节器的电路图；

图5是根据本发明第四实施方案的低压差电压调节器的电路图；

图6给出了使用Cadence软件仿真出的RR的曲线；以及

图7描述了图1所示实施方案的一种结构化的原理图。

具体实施方式

目前许多现有技术都采用了三级放大器的结构来设计低压差电压调节器，其优点是增益大、带宽高，在较宽的频率范围内可以得到较高的电源噪声抑制能力。本发明的各实施方案由此三级放大器改进而来。

图1是根据本发明第1实施方案的低压差电压调节器的电路图。

如图1所示，整个低压差电压调节器由第一级跨导运算放大器，第二级共源放大器，第三级输出电路，反馈网络和电源电压抑制增强电路组成。

第一级跨导运算放大器包括MPY4，MP4，MNY2，MN2，MNY3，MN3，MP1，MPY1组成。其中MP1，MPY1组成输入差分对，MNY2，MN2形成电流镜，MNY3和MN3形成电流镜，MPY4和MP4形成电流镜，ISS1为尾电流源。尾电流源ISS1，输入差分对和3个电流镜一起组成了第一级跨导运算放大器(OTA)，这种运算放大器也称为电流镜型跨导运算放大器(Current Mirror OTA)。当然，该放大器也可以是其它的运算放大器。

第二级共源放大器由MP5，电流源Iss2和补偿电路组成，补偿电路由Rm和Cm组成米勒补偿。

第三级输出电路由MP6构成。Rf1和Rf2构成反馈网络。Cx构成电源电压抑制增强电路。

工作时，第一级跨导运算放大器比较Vref电压和反馈电压Vf，根据两电压的差产生误差信号Vd。误差信号Vd被第二级共源放大器和第三级共源放大器放大来输出电压V_o。如果V_o电压比(1+Rf1/Rf2)*Vref的电压高，第一级跨导运算放大器将降低Vd的电压，第二级共源放大器将使Ve电压升高，MP6的电流将减小，V_o将被输出负载Ro拉低；反之，如果V_o电压比(1+Rf1/Rf2)*Vref的电压低，第一级跨导运算放大器将升高Vd的电压，第二级共源放大器将使Ve电压降低，MP6的电流将增加，VO将被拉高。这种负反馈将趋于使V_o等于(1+Rf1/Rf2)*Vref，即Vref的电压等于Vf电压。当此电压调节器稳定时，V_o可以稳定的输出等于(1+Rf1/Rf2).Vref的电压，可以为负载Ro提供一稳定电源。

与现有技术相比，本发明主要增加了反馈电容Cx。通常MP6为面积非常大的晶体管。这种反馈可以看成是单向反馈，由于MP6栅极的节点(节点Ve)电容较大，Cx对这点的影响较小，主要表现为对Vc节点的反馈。由于电容在低频下表现为断路，所以这一电容对增益级的低频特性几乎没有影响，即不影响低频的电源噪声抑制值(Power Supply RippleRejection)。一般，电源噪声抑制值根据如下公式定义：

$\mathrm{RR}=20\log \left|\frac{\mathrm{vi}}{\mathrm{vo}}\right|$

其单位为dB。例如，如果在电源电压上的直流值上叠加有峰峰值为1V，频率为1KHz的正弦波噪声，其在电压调节器输出量测到的噪声幅度为1mV，则电源噪声抑制RR＝20log(1/10^-3)＝60dB。对于相同幅度的电源输入噪声，如果电压调节器输出上的噪声越小，则其电源噪声抑制值越大。

图2给出了图1的小信号等效电路图。

假设：

$k=\frac{\mathrm{Rf}2}{\mathrm{Rf}1+\mathrm{Rf}2}$

忽略g1，根据基尔霍夫定律，可以得到：

gm1.(va-k.vo)＝vb.gm2

gm1.va＝vc.gm2+(vc-ve).s.Cx

gm2.vb+vc.gm2+(vc-ve).s.Cx＝0

其中gm1为MP1的跨导，g1为MP1的输出电阻，gm2为MN2的跨导。

可以解得：

$\mathrm{vb}-\mathrm{vc}=\frac{-(2.\mathrm{gm}1.k.\mathrm{vo}.\mathrm{gm}2+\mathrm{gm}1.k.\mathrm{vo}.s.\mathrm{Cx}+2.s.\mathrm{Cx}.\mathrm{ve}.\mathrm{gm}2)}{2.\mathrm{gm}{2}^2+2.s.\mathrm{Cx}.\mathrm{gm}2}$

$\mathrm{vc}=\frac{(\mathrm{gm}1.k.\mathrm{vo}.\mathrm{gm}2+2.s.\mathrm{Cx}.\mathrm{ve}.\mathrm{gm}2)}{2.\mathrm{gm}{2}^2+2.s.\mathrm{Cx}.\mathrm{gm}2}$

在本设计中一般Cx小于0.5pF，考虑频率范围为5K～100KHz，则s.Cx小于3.14×10^-7Ω^-1，一般MP1的长度大于等于4um，对于一种0.5um工艺来说，λ≈0.2/4＝0.05，如果MP1的漏极电流I_D1＝4uA，g1＝λ.I_D＝0.05×4uA＝2×10^-7Ω^-1，gm2＝(2.I_D2.μ_n.C_oxn.W/L)^1/2，对于一种0.5um工艺来说，μ_n.C_oxn≈1.34×10^-4A/V²。I_D2＝4uA，如果W/L＝8u/8u，gm2＝3.27×10^-5Ω^-1。所以s.Cx＜＜gm2。

则

$\mathrm{vb}-\mathrm{vc}\≈\frac{-(2.\mathrm{gm}1.k.\mathrm{vo}.\mathrm{gm}2+2.s.\mathrm{Cx}.\mathrm{ve}.\mathrm{gm}2)}{2.{\mathrm{gm}2}^2}=\frac{-(\mathrm{gm}1.k.\mathrm{vo}+s.\mathrm{Cx}.\mathrm{ve})}{\mathrm{gm}2}$

$\mathrm{vc}\≈\frac{(\mathrm{gm}1.k.\mathrm{vo}.\mathrm{gm}2+2.s.\mathrm{Cx}.\mathrm{ve}.\mathrm{gm}2)}{2.\mathrm{gm}{2}^2}=\frac{\mathrm{gm}1.k.\mathrm{vo}+2.s.\mathrm{Cx}.\mathrm{ve}}{2.\mathrm{gm}2}$

忽略g3和g4，对后续电路继续列KCL方程：

a.(vb-vc)＝(vd-ve).gzm                                         (1)

gzm.(vd-ve)+(vc-ve).s.Cx+gm5.(vi-vd)+(vi-ve).gz5＝(ve-vo).s.Cd (2)

(ve-vo).s.Cd+gm6.(vi-ve)＝vo.gzo                               (3)

其中，a为第一级电流镜跨导放大器中电流镜的复制倍数，等于MN3与MNY3的宽长比之比。

g_zm为米勒补偿元件的导纳。

$\mathrm{gzm}=\frac{1}{\mathrm{Rm}+\frac{1}{s.\mathrm{Cm}}}$

gm5为MP5的跨导，gz5为MP5漏极到电源之间的寄生导纳。

gz5＝g5+s.C5

其中，g5为MP5的输出电阻，C5包括MP5的漏极节点(节点ve)的所有寄生电容之和，如MP5的源漏寄生电容，漏极和其衬底间寄生电容，MP6的栅源寄生电容。

Cd为MP6管的栅漏寄生电容。

gzo为电压调节器输出节点的导纳。

$\mathrm{gzo}=\frac{1}{\mathrm{Ro}}+s.\mathrm{Co}$

Ro为负载电阻，Co为电压调节器输出电容。

在等式(2)中，等式左边的-ve.s.Cx项与与等式右边的ve.s.Cd项相比太小，可以忽略。所以(2)可近似为：

gzm.(vd-ve)+vc.s.Cx+gm5.(vi-vd)+(vi-ve).gz5＝(ve-vo).s.Cd      (4)

在等式(3)中，ve.s.Cd项远小于ve.gm6项，可忽略；vo.s.Cd远小于Vo.gzo项，也可以忽略。(3)可以近似为：

gm6.(vi-ve)＝vo.gzo                                            (5)

联立(1)，(4)，(5)求解可得：

$\frac{\mathrm{vi}}{\mathrm{vo}}=\frac{Y}{Z}$

其中，

Y＝2.a.k.gm1.gm2.gzm.gm6-2.a.k.gm1.gm2.gm5.gm6-2.gm2.gm5.gzm.gzo

-2.gm2.gz5.gzm.gzo-2.gm2.gzm.gzo.s.Cd-2.gm2.gzm.gm6.s.Cd-2.a.gm2.gzm.gzo.s.Cx

+2.a.gm2.gm5.gzo.s.Cx-k.gm1.gzm.gm6.s.Cx+2.gzm.gzo.Cx²

Z＝2.gm6.(-a.gm2.gzm.s.Cx+a.gm2.gm5.s.Cx+gzm.Cx²-gm2.gzm.s.Cd)

以50mA(许多商用电压调节器所标称的电源噪声抑制特性的负载条件)负载电流为例，假设为0.5um的典型CMOS工艺，典型应用中，Co＝1uF，各种参数的大致取值范围如下：

f＝100KHz时，gzo＝0.643；f＝5KHz时，gzo＝0.0468

f＝100KHz时，s.Cd＝1.26×10^-5Ω^-1(如果Cd＝20pF)；f＝5KHz时，s.Cd＝0.63×10^-5Ω^-1

f＝100KHz时，s.Cx＝3.14×10^-7Ω^-1(Cx＝0.5pF)；f＝5KHz时，s.Cx＝1.57×10^-8Ω^-1

f＝100KHz时，gzm＝7.71×10^-6Ω^-1(Cm＝20pF，Rm＝50KΩ)；f＝5KHz时，gzm＝6.09×10^-7Ω^-1

下面给出一组gm2，gm1，gm5，gm6，a，K的设计值例子

gm2＝3.27×10^-5Ω^-1

gm1＝7.83×10^-5Ω^-1

gm5＝12.13×10^-5Ω^-1

gm6＝0.46

a＝4

K＝1/3.6

在Y等式中，可以看出由于s.Cx相当小，s.Cx＜＜gzm，s.Cx＜＜gm5，s.Cx＜＜gm2，可以近似忽略Y式中包含Cx的各项：

Y＝2.a.k.gm1.gm2.gzm.gm6-2.a.k.gm1.gm2.gm5.gm6-2.gm2.gm5.gzm.gzo

-2.gm2.gz5.gzm.gzo-2.gm2.gzm.gzo.s.Cd-2.gm2.gzm.gm6.s.Cd

所以可以看出增加Cx的反馈，对Y项的影响可以忽略。

由于s.Cx＜＜gm2且gzm＜＜gm5，可以近似得到：

Z＝2.gm6.(a.gm2.gm5.s.Cx-gm2.gzm.s.Cd)

增加Cx的反馈后有助于减少|Z|。所以增加Cx的反馈后有助于增加

$\left|\frac{\mathrm{vi}}{\mathrm{vo}}\right|$

也有助于增加 $\mathrm{RR}=20\log \left|\frac{\mathrm{vi}}{\mathrm{vo}}\right|$

一般为了不影响稳定性，Cx不宜取得过大，一般在取值0.05pF～0.5pF。

图7描述了图1所示实施方案的一种结构化的原理图。

图3是根据本发明第2实施方案的低压差电压调节器的电路图。与图1相比，进一步增加了电容Cc，连接在MP6的漏极与电阻Rf1和Rf2之连接点之间。Cc可以产生一个零点，此零点频率等于1/(2π.Cc.Rf1)。零点的特性为增加高频增益和增加相位，此零点有利于稳定性补偿，提高环路带宽，增加环路带宽有助于提高高频段的电源电压抑制比。

图4是根据本发明第3实施方案的低压差电压调节器的电路图。与图3相比，图4进一步增加了电阻Ra，连接在Vo和MP6的漏极之间。

电阻Ra将在图3的基础上再增加一个零点，此零点频率等于1/(2π.Co.Ra)。此零点也有利于稳定性补偿，提高环路带宽，增加环路带宽有助于进一步提高高频段的电源电压抑制比。

图5是根据本发明第4实施方案的低压差电压调节器的电路图。图5与图4的特性相似，只是零点频率等于1/(2π.Co.(Ra/K))，其中K等于MP6的宽长比与MP6a的宽长比的比值。

图6给出了使用Cadence软件仿真出的RR的曲线。

其中RR1为未增加Cx电容的设计的RR曲线，RR_Cx为增加Cx电容后的RR曲线。可以看出增加Cx电容后RR在5KHz～100KHz频率范围内有明显改善。

显而易见，在此描述的本发明可以有许多变化，这种变化不能认为偏离本发明的精神和范围。

比如，前面实施方案所提到的各个电流镜可以采用其它结构的电流镜。尾电流源Iss1可以由大阻值的电阻替代。

因此，所有对本领域技术人员显而易见的改变，都包括在本权利要求书的涵盖范围之内。

Claims (15)

1.一种低压差电压调节器，包括电压输入端和电压输出端，与连接在电压输入端上的第一级运算放大器，第二级共源放大器和第三级输出电路，其中第一级运算放大器的输出端与第二级放大器的输入端相连，第二级放大器的输出端与第三级输出电路的输入端相连，第三级输出电路的输出端与电压输出端相连，其中所述调节器还包括连接在电压输出端和第一级运算放大器的反相输入端之间的反馈网络，第一级运算放大器的正相输入端接收参考电压；其特征在于所述调节器还包括连接在第二级共源放大器的输出端和第一级运算放大器正相输入端一侧的负载电流镜的栅极之间的反馈电容。

2.如权利要求1所述的低压差电压调节器，其特征在于第一级运算放大器是跨导运算放大器。

3.如权利要求1所述的低压差电压调节器，其特征在于所述第一级运算放大器包括一对构成差动放大器的第一PMOS晶体管和第二PMOS晶体管，第一电流镜，第二电流镜和第三电流镜；其中第一电流镜的输入支路和第二电流镜的输出支路连接，第一电流镜的输出支路和第三电流镜的输出支路连接，第二电流镜的输入支路和第一PMOS晶体管的漏极连接，第三电流镜的输入支路和第二PMOS晶体管的漏极连接，第一电流镜的输出支路和第三电流镜的输出支路之间的节点作为所述第一级运算放大器的输出端，其中第三电流镜作为所述第一级运算放大器正相输入端一侧的负载电流镜，第一PMOS晶体管的栅极是所述第一级运算放大器的反相输入端，第二PMOS晶体管的栅极是所述第一级运算放大器的正相输入端。

4.如权利要求3所述的低压差电压调节器，其特征在于第一电流镜是由一对PMOS晶体管组成的电流镜。

5.如权利要求3所述的低压差电压调节器，其特征在于第二电流镜和/或第三电流镜是由一对NMOS晶体管组成的电流镜。

6.如权利要求3所述的低压差电压调节器，其特征在于包括连接在第一PMOS晶体管和第二PMOS晶体管的源极连接点与电压输入端之间的尾电流源。

7.如权利要求1所述的低压差电压调节器，其特征在于所述第二级共源放大器包括第三PMOS晶体管及第二电流源，其中所述第三PMOS晶体管的源极与电压输入端连接，其栅极作为第二级共源放大器的输入端，其源极作为第二级共源放大器的输出端，所述第二电流源连接于所述第三PMOS晶体管的漏极上。

8.如权利要求1所述的低压差电压调节器，其特征在于输出电路包括第四PMOS晶体管，第四PMOS晶体管的源极连接在电压输入端上，其栅极作为输出电路的输入端，并且其漏极作为输出电路的输出端。

9.如权利要求1-8之一所述的低压差电压调节器，其特征在于反馈网络包括连接在电压输出端上的串联连接的第一电阻和第二电阻。

10.如权利要求9所述的低压差电压调节器，其特征在于包括与第一电阻并联的第二电容。

11.如权利要求9所述的低压差电压调节器，其特征在于包括第三电容与第三电阻，第三电阻连接在输出电路输出端和电压输出端之间；第三电容的一端连接在输出电路输出端，另一端连接在第二电阻和第一电阻之间。

12.如权利要求9所述的低压差电压调节器，其特征在于包括第五PMOS晶体管，第四电容和第四电阻；第五PMOS晶体管的栅极与输出电路的输入端相连，其漏极通过第四电阻连接至输出电路的输出端；第四电容的一端连接在第五PMOS晶体管的漏极，另一端连接在第一电阻和第二电阻之间。

13.如权利要求3所述的低压差电压调节器，其特征在于包括米勒补偿电路，连接在第三PMOS晶体管的栅极和漏极之间。

14.如权利要求13所述的低压差电压调节器，其特征在于米勒补偿电路包括串联的第五电阻和第五电容。

15.如权利要求1所述的低压差电压调节器，其特征在于所述反馈电容取值0.05pF～0.5pF。

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