CN101262327B - 通信系统、通信设备及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种通信系统、通信设备及其控制方法。通过使用连续帧发送数据，其中，各连续帧包括长度根据输入周期而改变的可变长度部分和包含一个输入周期的数据的固定长度部分。接收所发送的连续帧，检测帧周期，并基于所检测的帧周期再现数据。

Description

通信系统、通信设备及其控制方法
技术领域
本发明涉及一种通信系统、通信设备及其控制方法。
背景技术
传统的多声道扬声器系统(multi-channel speaker system)与数字电视机、DVD播放器和AV放大器等设备一起用来构成家庭影院。图11示出典型的家庭影院的例子。附图标记1101表示数字电视机，附图标记1102表示DVD播放器。附图标记1103表示音频和视频放大器，附图标记1104～1109表示构成5.1声道环绕声系统(surround sound system)的六个扬声器。例如，附图标记1104表示超低音扬声器(subwoofer)，附图标记1105表示中置扬声器(center speaker)，附图标记1106表示主左声道扬声器(main left channel speaker)，附图标记1107表示主右声道扬声器(main right channel speaker)，附图标记1108表示左后声道扬声器(rear left channel speaker)，附图标记1109表示右后声道扬声器(rear right channel speaker)。
环绕声系统中的音频数据再现要求包括再现时间的管理。US2004-010727(对应于日本特开2003-037585号公报)提出了这样一种方法，该方法将时间信息发布部件设置在网络上，并且扬声器基于自己接收的时间信息调整它们的内部时钟频率，以确定准确时间并基于它们所接收的音频数据中的时间戳生成同步信号。日本特开2001-275194号公报提出了这样一种方法，该方法以规律的时间间隔传输添加了同步信号的音频数据，并且扬声器基于检测到同步信号时的定时再现并输出音频数据。
然而，这些方法需要用于生成和检测同步信号的专用接收电路。另一问题是：当音频源改变时，必须针对各扬声器重新设置接收电路的初始设置值，这增加了通信和控制处理的负荷。
发明内容
本发明的目的是解决上述问题。
根据本发明的一个方面，提供一种通信系统，包括发送器和接收器，所述发送器包括：
第一接收单元，用于接收在多个输入周期中输入的数据；
生成单元，用于根据由所述第一接收单元所接收的数据生成连续帧，各所述帧包括可变长度部分和固定长度部分，所述可变长度部分的长度根据所述输入周期而改变，所述固定长度部分包含所述输入周期的一个周期、n个周期或一个周期的n分之一的数据，其中，n为正整数，各所述帧的周期等于所述输入周期的一个周期、n个周期或一个周期的n分之一；以及
发送单元，用于发送由所述生成单元生成的所述连续帧；
所述接收器包括：
第二接收单元，用于接收由所述发送单元发送的所述连续帧；
检测单元，用于检测由所述第二接收单元接收到的所述帧的周期；以及
再现单元，用于基于由所述检测单元所检测到的所述帧的所述周期，再现在所述多个输入周期中输入的数据。
根据本发明的另一方面，提供一种通信设备，包括：
接收单元，用于接收在多个输入周期中输入的数据；
生成单元，用于根据由所述接收单元接收到的数据生成连续帧，各所述帧包括可变长度部分和固定长度部分，所述可变长度部分的长度根据所述输入周期而改变，所述固定长度部分包含所述输入周期的一个周期、n个周期或一个周期的n分之一的数据，其中，n为正整数，各所述帧的周期等于所述输入周期的一个周期、n个周期或一个周期的n分之一；以及
发送单元，用于发送由所述生成单元生成的所述连续帧。
根据本发明的另一方面，提供一种包括发送器和接收器的通信系统的控制方法，该方法包括：
在所述发送器处，
第一接收步骤，用于接收在多个输入周期中输入的数据；
生成步骤，用于根据在所述第一接收步骤接收到的数据生成连续帧，各所述帧包括可变长度部分和固定长度部分，所述可变长度部分的长度根据所述输入周期而改变，所述固定长度部分包含所述输入周期的一个周期、n个周期或一个周期的n分之一的数据，其中，n为正整数，各所述帧的周期等于所述输入周期的一个周期、n个周期或一个周期的n分之一；以及
发送步骤，用于发送在所述生成步骤生成的所述连续帧；以及
在所述接收器处，
第二接收步骤，用于接收在所述发送步骤发送的所述连续帧；
检测步骤，用于检测在所述第二接收步骤接收到的所述帧的周期；以及
再现步骤，用于基于在所述检测步骤检测到的所述帧的所述周期，再现在所述多个输入周期中输入的数据。
根据本发明的另一方面，提供一种用于控制通信设备的方法，包括以下步骤：
接收步骤，用于接收在多个输入周期中输入的数据；
生成步骤，用于根据在所述接收步骤接收到的数据生成连续帧，各所述帧包括可变长度部分和固定长度部分，所述可变长度部分的长度根据所述输入周期而改变，所述固定长度部分包含所述输入周期的一个周期、n个周期或一个周期的n分之一的数据，其中，n为正整数，各所述帧的周期等于所述输入周期的一个周期、n个周期或一个周期的n分之一；以及
发送步骤，用于发送在所述生成步骤生成的所述连续帧。
通过以下参考附图对典型实施例的说明，本发明的其它特征将显而易见。
附图说明
图1是根据本发明的实施例的网络环绕声系统；
图2示出帧格式；
图3是示出根据第一实施例的多扬声器控制器101的内部结构的框图；
图4是示出根据第一实施例的扬声器适配器102A～102F的内部结构的框图；
图5是示出根据第一实施例的OFDM符号的图；
图6是示出用于生成同步信号的处理的图；
图7是示出根据第二实施例的多扬声器控制器101的内部结构的框图；
图8是示出根据第二实施例的扬声器适配器102A～102F的内部结构的框图；
图9是示出数据传输的图；
图10是示出在校正帧延迟时的声音输出定时的图；
图11是示出传统系统的例子的图；
图12是示出根据第三实施例的多扬声器控制器101的内部结构的框图；
图13是示出根据第三实施例的扬声器适配器102A～102F的内部结构的框图；
图14是示出根据第三实施例的OFDM符号的图；
图15是示出根据第三实施例用于生成解调符号的处理的图；
图16是根据第四实施例的多扬声器控制器1710的框图；
图17是5.1声道环绕声系统的框图；
图18是根据第四实施例的多扬声器控制器1710的输入/输出信号和内部信号的时序图；
图19是示出数据帧的结构的图；
图20是根据第四实施例的网络适配器1720-1725的框图；
图21是根据第四实施例的网络适配器1720～1725的输入/输出信号和内部信号的时序图；
图22是根据第五实施例的多扬声器控制器1710的框图；
图23是根据第五实施例的多扬声器控制器1710的输入/输出信号和内部信号的时序图；
图24是示出调整数据的图；
图25是根据第五实施例的网络适配器1720～1725的框图；
图26是根据第五实施例的网络适配器1720～1725的输入/输出信号和内部信号的时序图；以及
图27是使用总线连接的5.1声道环绕声系统的框图。
具体实施方式
下面将参考附图详细说明根据本发明实施例的通信系统。
第一实施例
图1示出应用本发明的典型网络环绕声系统的系统结构。
图1所示的网络环绕声系统包括多扬声器控制器101、网络适配器102A～102F和扬声器103A～103F。
多扬声器控制器101将从未示出的DVD播放器输入的音频数据发送给网络适配器102A～102F。
各网络适配器102A～102F接收从多扬声器控制器101所发送的音频数据，并将该音频数据输出给与该网络适配器连接的扬声器103A～103F。
各扬声器103A～103F作为声音输出分别从与扬声器连接的网络适配器102A～102F所提供的信号。
在图1中通过线缆104～107级联多扬声器控制器101和网络适配器102A～102D。
在多扬声器控制器101与网络适配器102E、102F之间建立无线电连接。在本实施例的线缆连接中，将从多扬声器控制器101所发送的音频数据与来自AC电源的电力多路复用，并进行传输。因此，通过线缆连接的网络适配器102A～102D和与网络适配器102A～102D连接的扬声器103A～103D能够在不连接到AC电源插座的情况下工作。
将参考图1所示的多扬声器控制器101和网络适配器102A～102F的示意性结构图说明根据本典型实施例的网络环绕声系统的基本操作。
多扬声器控制器101包括音频输入端子108、线缆输出端子109、110、以及无线电通信天线111。
音频输入端子108通过HDMI线缆112与DVD播放器(未示出)连接，并且向音频输入端子108提供多声道音频数据。根据DVD播放器读取的记录介质和格式提供44.1kHz、48kHz、96kHz和192kHz等多种采样频率的音频数据。
通过信号线113将多声道音频数据传输给多声道音频解码器114和采样频率识别单元115。
多声道音频解码器114解码多声道音频数据，并且通过信号线116向环绕声处理器117输出5.1声道音频数据。
环绕声处理器117对于将提供给各扬声器的音频数据进行频率特性校正、延迟时间校正、振幅校正等校正，并通过信号线118将校正后的音频数据传输给数据帧生成器119。
数据帧生成器119生成符合后面所述的格式的数据帧，并通过信号线120将所生成的数据帧发送给OFDM调制器121。
采样频率识别单元115对多声道音频数据的头进行分析，以识别音频数据的采样频率，并通过信号线122将采样频率指示给保护间隔(guard interval，以下简称为“GI”)长度选择器123。这里，GI是当使用OFDM(orthogonal frequency divisionmultiplexing，正交频分复用)传输数据时添加给信号的冗余分量。把后面将说明的有效符号的后面部分的复制(copy)称为GI。
GI长度选择器123基于所指示的采样频率选择GI长度。GI长度选择器123通过信号线124将关于所选择的GI长度的信息发送给OFDM(正交频分复用)调制器121。
OFDM调制器121基于所发送的GI长度信息对数据帧进行OFDM调制，以生成包括具有与音频数据的采样周期相同的时间长度的符号的OFDM信号。后面将详细说明根据本实施例的调制。
通过信号线125将所生成的OFDM信号发送给电力多路复用通信单元126和无线电通信单元127。
电源插头128与AC电源插座连接，并通过电力线缆129向电力多路复用通信单元126提供电力。
电力多路复用通信单元126将OFDM信号与来自AC电源的电力一起多路复用为线缆传输信号，并通过线缆输出端子109、110将该线缆传输信号发送给网络适配器102A、102B。
另一方面，无线电通信单元127将OFDM信号转换成射频(radio frequency)以产生无线电传输信号，并通过天线111将该无线电传输信号发送给网络适配器102E、102F。
网络适配器102A、102B接收线缆传输信号，并将所接收的信号传送给下一级网络适配器102C、102D。网络适配器102C、102D接收所传送的线缆传输信号。网络适配器102E、102F接收无线电传输信号。网络适配器102A～102F具有相同结构，图1仅示出了网络适配器102A的内部结构。
各网络适配器102A～102F均具有线缆输入端子130A～130F、线缆输出端子131A～131F、无线电通信天线132A～132F、以及扬声器端子133A～133F。
线缆输入端子130A～130F用于接收线缆传输信号。线缆输出端子131A～131F用于传送线缆传输信号。下面将参考网络适配器102A的内部结构说明网络适配器102A～102F的操作。
将在线缆输入端子130A处接收的线缆传输信号发送给电力多路复用通信单元134。电力多路复用通信单元134从线缆传输信号中分离电力分量，并通过信号线135仅将OFDM信号发送给OFDM解调器136。
将在天线132A处接收到的无线电传输信号发送给无线电通信单元137，在无线电通信单元137中将无线电传输信号转换成线缆传输频率的信号，然后通过信号线135将该信号发送给OFDM解调器136。
OFDM解调器136将OFDM信号解调成数据帧，并通过信号线138将该数据帧发送给同步输出处理器139。OFDM解调器136还通过信号线140将在解调过程中所检测到的符号定时信号输出给同步信号生成器141。
同步信号生成器141形成符号定时信号的波形以生成同步信号，并且通过信号线142将该同步信号输出给同步输出处理器139。
同步输出处理器139从数据帧中仅提取它自己的声道的数据，并在基于同步信号的定时通过信号线143将它自己的声道数据发送给数字放大器144。
在数字放大器144中对该声道数据进行放大，然后将其提供给扬声器端子133A，并通过扬声器103A输出作为声音。
因为没有通过线缆连接网络适配器102E、102F，因而它们需要从AC电源插座提供电力。附图标记145E和145F表示用于提供电力的电源插头，附图标记146E和146F表示电力线缆。
通过扬声器线缆147A～147F将扬声器103A～103F连接到网络适配器102A～102F的扬声器端子133A～133F，并且扬声器103A～103F输出声音。
本典型实施例中的扬声器103A～103F分别用作中置扬声器、右前扬声器、左前扬声器、超低音扬声器(SW)、右后扬声器和左后扬声器，并且构成5.1声道环绕声系统。
图2是示出由数据帧生成器119所生成的数据帧的典型格式的图。
如图2所示，数据帧包括5.1声道的音频数据201～206和填充数据(padding data)207。
各条音频数据201～206是各声道的一个采样点处的音频数据。
为了使数据帧的位数与可以以一个OFDM符号传输的数据帧的位数相等，插入填充数据207。
这里假定将超低音扬声器、中置、左前、右前、左后和右后数据按该顺序分配给音频数据201～206，并且，各网络适配器102A～102F提取它们自己的声道数据。然而，数据帧的格式不局限于图2所示的格式。可以使用网络适配器102A～102F可以从其提取它们自己的声道数据的任何格式。
接着将详细说明本实施例中多扬声器控制器101和网络适配器102A～102F的操作。假定给出以下OFDM调制器/解调器的基本规范。
(1)FFT点的数量：512
(2)D/A转换频率：30.7MHz
所使用的载波的修正方法和数量是任意的。在以下说明中还假定：线缆和无线电传输信号的平均频率是任意的。
将针对使用总线数据传输模式的情况说明本实施例。
图3是详细示出多扬声器控制器101的结构的功能框图，而图4是详细示出网络适配器102A～102F的结构的功能框图。
以相同的附图标记表示图3和4中与图1中相同的块。
图3中的采样频率识别单元115通过信号线301向控制器302提供音频数据的采样频率信息。这里假定音频数据的采样频率为44.1kHz和48kHz中的任意一个。
控制器302通过信号线303对数据帧生成器119进行控制，以生成符合图2所示的格式的数据帧。控制器302还通过信号线304对GI选择器305进行控制。
具体地，当采样频率为48kHz时，控制器302对GI选择器305进行控制以选择来自128点(128-point)GI生成器312的输出。当采样频率为44.1kHz时，控制器302对GI选择器305进行控制以选择来自184点的GI生成器313的输出。
数据帧生成器119通过信号线120将所生成的数据帧输出给符号映射器306。
符号映射器306将该数据帧转换成512点复杂符号，并且通过信号线307将该复杂符号发送给512点IFFT(Inverse FastFourier Transform，快速傅立叶反变换)单元308。
512点IFFT单元308使用IFFT对复杂符号进行变换以生成512点有效符号。
通过信号线309将所生成的有效符号发送给符号生成器310。还通过信号线311将所生成的有效符号发送给128点GI生成器312和184点GI生成器313。
128点GI生成器312和184点GI生成器313分别从有效符号的后端开始，复制128个点和184个点以生成GI，并通过信号线314和315将它们发送给GI选择器305。128点GI生成器312和184点GI生成器313可以从所生成的GI开始删除包括任何数量数据的采样值串，并向该部分添加前导码(preamble)等的固定模式符号以生成冗余符号作为GI。
GI选择器305根据来自控制器302的指令选择128点GI和184点GI中的一个，并通过信号线316将其发送给符号生成器310。
符号生成器310将GI选择器305所选择的GI添加到有效符号的前端以生成OFDM符号，并且通过信号线317将所生成的OFDM符号输出给D/A转换器318。
频率振荡器319通过信号线320向D/A转换器318发送30.7MHz的时钟信号。
D/A转换器318基于从频率振荡器319输出的时钟信号将OFDM符号转换成连续时间信号，以生成复杂基带信号，并通过信号线321将该复杂基带信号发送给正交调制器322。
正交调制器322基于通过信号线323从频率振荡器324输入的正弦信号将复杂基带信号正交调制成线缆传输信号。
通过信号线125将线缆传输信号发送给电力多路复用通信单元126和无线电通信单元127。
通过信号线325将在电力多路复用通信单元126与电力一起多路复用的线缆传输信号输出到线缆输出端子109和110。
无线电通信单元127通过使用通过从信号线326从频率振荡器327所提供的正弦信号对线缆传输信号进行频率转换，并将该信号输出给天线111。控制器302通过信号线328和329对电力多路复用通信单元126和无线电通信单元127进行控制。
另一方面，通过信号线401将在图4中的线缆输入端子130处所接收的线缆传输信号发送给电力多路复用通信单元134。如果通过线缆输出端子131连接下一级的网络适配器，则将在线缆输入端子130处所接收的线缆传输信号传送到下一级中的网络适配器。
通过信号线135将在电力多路复用通信单元134处从电力分量分离的线缆传输信号发送给正交检波器(quadraturedetector)402和无线电通信单元137。如果通过无线电通信单元137连接了下一级的网络适配器，则将该信号作为无线电传输信号从无线电通信单元137发送给下一级中的网络适配器。
通过使用通过信号线403从频率振荡器404所发送的正弦信号，在无线电通信单元137处对在天线132处所接收的无线电传输信号进行频率转换。通过信号线135将频率转换后的无线电传输信号发送给正交检波器402。
控制器405通过信号线406和407对电力多路复用通信单元134和无线电通信单元137进行控制。
正交检波器402通过使用通过信号线408从频率振荡器409所提供的正弦信号，对所接收的信号进行正交检波。正交检波器402通过信号线410将通过正交检波所获得的复杂基带信号发送给A/D转换器411。
A/D转换器411根据通过信号线412从频率振荡器413所提供的30.7MHz的时钟信号，将复杂基带信号转换成离散时间信号，并且通过信号线414将该离散时间信号发送给GI去除器(GIremover)415和符号定时检测器(symbol timing detector)416。
符号定时检测器416计算离散时间信号和延迟一个有效符号长度(512点)的离散时间信号的相关和，并基于该相关值检测符号定时。
通过信号线417和140将所检测到的符号定时信号发送给GI去除器415和同步信号生成器141。
GI去除器415基于符号定时信号确定GI的长度并去除GI。GI去除器415通过信号线418将通过GI去除所获得的由512点所组成的有效符号发送给512点FFT单元419。
512点FFT单元419利用快速傅立叶变换对有效符号进行变换以生成512点复杂符号，并通过信号线420将复杂符号发送给符号检测器421。
符号检测器421检测复杂符号，将复杂符号解调成数据帧，并且通过信号线138将数据帧发送给同步输出处理器139。
将参考图5和6说明网络适配器102A～102F中用于进行同步输出的方法。图5是示出在多扬声器控制器101处所生成的OFDM符号的图。图6是示出在网络适配器102A～102F处所生成的同步信号的图。
图5示出在多扬声器控制器101中所生成的OFDM符号501、502的例子。
附图标记501表示当音频数据的采样频率为48kHz时所生成的OFDM符号，附图标记502表示在音频数据的采样频率为44.1kHz时所生成的OFDM符号。
OFDM符号501、502包括512点有效符号，并分别包括128点GI和184点GI。
在多扬声器控制器101的D/A转换器318中将OFDM符号501、502转换成30.7MHz(32.6nsec周期)的D/A转换频率的连续时间信号。
因此，OFDM符号501和502的时间长度分别为20.85μsec(32.6nsec*640点)和22.67μsec(32.6nsec*696点)。通过以这种方式使得有效符号的长度固定并使得GI的长度可变，可以使得OFDM符号的时间长度等于音频数据的采样周期。
图6的部分601示出当网络适配器102A～102F接收了OFDM符号501时同步信号的生成。
部分602示出当网络适配器102A～102F接收了OFDM符号502时同步信号的生成。
附图标记603和604表示从A/D转换器411输出的离散信号。
附图标记605和606表示延迟一个有效符号(512点)的离散符号603、604(延迟的离散符号)。
附图标记607和608分别表示通过分别计算离散信号603、604以及延迟的离散信号605、606的相关和所检测到的符号定时信号。由于GI是有效符号的后端部分的复制，因此离散信号的后端部分和延迟的离散信号的前端相互强相关，因而可以通过计算相关和检测符号定时。
因此，符号定时信号607、608的时间周期等于OFDM符号的时间长度，并且分别为20.85μsec(48kHz)和22.67μsec(44.1kHz)。因此，符号定时信号的频率等于音频数据的采样频率。
附图标记609和610表示由同步信号生成器141所生成的同步信号。
同步信号生成器141形成符号定时信号的波形，以生成类似同步信号609和610的同步信号，并将其输出给同步输出处理器139。
同步输出处理器139在基于该同步信号的定时提取自己的声道的数据，并将它自己的声道数据输出给数字放大器144。
所提取的声道数据是在一个采样点处的音频数据。因此，在音频数据的各采样周期中将一个采样点处的音频数据输出给数字放大器144，并且从扬声器输出声音。
因为在本典型实施例中使用总线数据传输模式(bus datatransmission mode)，所以网络适配器102A～102F在相同定时检测符号定时信号。因此，与网络适配器102A～102F连接的扬声器103A～103F在相同定时输出声音。因此，可以使该系统中的声音输出相互同步。
根据本发明，由于使用在OFDM解调器处所检测到的符号定时信号作为同步信号，因而可以简化与同步输出的处理有关的网络适配器102A～102F的结构。
此外，由于在基于符号定时的定时再现一个采样点的音频数据，因而本发明不需要在音频源改变时进行网络适配器102A～102F处的系统的重构等。
因此，根据本典型实施例的同步传输系统不需要同步专用的传输和接收电路。另外，可以使在音频源改变时所引起的通信和控制处理的负荷的增加最小化。
第二实施例
图1示出的、第一实施例中所述的网络环绕声系统使用总线数据传输模式。将说明第二实施例，在第二实施例中，如图1所示的网络环绕声系统使用菊花链(daisy chain)数据传输模式。第二实施例与第一实施例的区别在于多扬声器控制器101和网络适配器102A～102F的内部结构和操作。以下重点说明与第一实施例的区别。
图7是详细示出根据第二实施例的多扬声器控制器101的结构的框图。图8是详细示出网络适配器102A～102F的结构的功能框图。在图7和8中，以相同的附图标记表示与图3和4中相同的块。
图7中的附图标记701和702表示将从OFDM调制器121所发送的OFDM信号与电力一起进行多路复用、并通过线缆输出端子108、109输出线缆传输信号的电力多路复用通信单元。
附图标记703和704表示用于对电力多路复用通信单元701、702进行控制的信号线。其余的结构与图3所示的相同，并省略对其的说明。
图8中的附图标记801表示从接收自线缆输入端子130的信号中分离电力分量且仅将信号分量发送给正交检波器402的电力多路复用通信单元。
附图标记802表示用于将解调后的数据帧发送给同步输出处理器139的信号线。信号线802还用于将解调后的数据帧发送给OFDM调制器803。
GI去除器415从输出自A/D转换器411的离散时间信号中去除GI，仅将有效符号发送给FFT单元419，并通过信号线804将去除的GI的点数指示给控制器404。
控制器404通过信号线805将基于所指示的GI的点数的GI长度信息发送给OFDM调制器803。
OFDM调制器803基于从控制器404所发送的GI长度信息对数据帧进行OFDM调制，以生成与所接收的信号相同的OFDM信号。
OFDM调制器803的内部结构与OFDM调制器121的内部结构相同，将省略对其的说明。
通过信号线806将OFDM信号发送给电力多路复用通信单元807和无线电通信单元137，并且将OFDM信号作为线缆和无线电传输信号传送给下一级中的网络适配器。
附图标记808和809表示控制信号线。控制器404控制电力多路复用通信单元801、807。
控制器404使用信号线810来为同步输出处理器139设置后面将说明的帧延迟校正值。
同步输出处理器139对从OFDM解调器136所发送的数据帧进行临时缓冲，对于达到帧延迟校正值之前从同步信号生成器141输出的同步信号进行计数，然后进行输出处理。后面将说明第二实施例中的同步输出处理。
接着说明第二实施例中发生的帧延迟。
图9示出从多扬声器控制器101到网络适配器102A的数据传输和从网络适配器102A到网络适配器102C的数据传输。
图9中的附图标记901A～901D表示从多扬声器控制器101的数据帧生成器119输出给OFDM调制器121的数据帧。
附图标记902A～902D表示通过对数据帧901A～901D进行OFDM调制从OFDM调制器121输出的OFDM符号。
附图标记903A～903D表示从接收了OFDM符号902A～902D的网络适配器102A的OFDM解调器136所输出的数据帧。
网络适配器102A的OFDM调制器803对数据帧903A～903D进行OFDM调制，并将调制后的数据帧发送给网络适配器102C。
附图标记904A～904D表示从OFDM调制器803输出的OFDM符号。
附图标记905A～905D表示从接收了OFDM符号904A～904D的网络适配器102C的OFDM解调器136输出的数据帧。
这里假定多扬声器控制器101和网络适配器102A和102C的内部工作时钟足够快，因而，与OFDM符号的时间长度相比，将数据帧输出给OFDM调制器所用的时间906以及调制和解调所需的时间足够地短，可以忽略。
如903A～903D和905A～905D所示，与在网络适配器102A解调的数据帧相比，应该与在网络适配器102A处解调的数据帧在相同定时输出的、在网络适配器102C处解调的数据帧延迟一帧。
由于在第二实施例中发生了取决于网络适配器之间的传送数量的帧延迟，因而为了实现输出的同步，在网络适配器102A～102F中设置帧延迟校正值。
在各网络适配器102A～102F中所设置的帧延迟校正值是该系统中的延迟的帧的最大数量与各网络适配器中的延迟的帧的数量之间的差值。
在图1的例子中，网络适配器102A、102B、102E和102F中的延迟的帧的数量为0，网络适配器102C和102D中的延迟的帧的数量为1。因此，延迟的帧的最大数量为1，在网络适配器102A、102B、102E和102F中设置帧延迟校正值1。
在网络适配器102C和102D中，设置帧延迟校正值0。可以在网络适配器102A～102F中通过多扬声器控制器101自动设置帧延迟校正值、或在各网络适配器中通过用户手动设置帧延迟校正值。
将说明第二实施例中的同步输出的方法。
图10是示出来自设置了延迟校正值的网络适配器102A～102F的输出的同步的图。
附图标记1001～1006分别表示在网络适配器102A～102F处所接收的数据帧。
与在网络适配器102A、102B、102E和102F处解调的数据帧1001、1002、1005和1006相比，在网络适配器102C和102D处解调的数据帧1003和1004延迟了一帧。
附图标记1007～1010表示从同步信号生成器141输出的同步信号。设置了帧延迟校正值1的网络适配器102A、102B、102E和102F将解调后的数据帧缓冲一个同步信号周期，然后在基于同步信号的定时将它们自己的声道数据发送给数字放大器144。
另一方面，设置了帧延迟校正值0的网络适配器102C和102D从自己接收的数据帧提取它们自己的声道数据，然后在基于同步信号的定时将该数据发送给数字放大器144。
因此，网络适配器102A～102F在与同步信号1008的定时相同的时间输出音频数据1。从而实现同步输出。
如上所述，根据第二实施例，可以利用类似第一实施例的简单结构，通过使用菊花链传输模式实现同步输出。
此外，可以使在音频源改变时所引起的通信和控制处理的负荷的增加最小化。
第三实施例
第三实施例与上述实施例的区别在于图1所示的网络环绕声系统内的装置中的符号生成处理和解调处理。
将针对总线数据传输模式说明第三实施例。然而，第三实施例同样适用于其它数据传输模式。下面将说明与第一实施例的区别。
图12是详细示出多扬声器控制器101的结构的功能框图。
在图12中，128点冗余符号生成器1201和184点冗余符号生成器1202分别从有效符号的前端复制128个点和184个点。在此将从有效符号的前端所复制的预定数量的采样值称为冗余符号。128点冗余符号生成器1201和184点冗余符号生成器1202分别通过信号线314和315将所生成的冗余符号发送给冗余符号选择器1203。
冗余符号选择器1203根据来自控制器1204的指示，将128点冗余符号和184点冗余符号中的一个通过信号线316发送给符号生成器1205。
符号生成器1205将由冗余符号选择器1203所选择的冗余符号附加到有效符号的后端，以生成OFDM符号。
当音频数据的采样频率为44.1kHz时，控制器1204指示冗余符号选择器1203选择128点冗余符号。当音频数据的采样频率为48kHz时，控制器1204指示冗余符号选择器1203选择184点冗余符号。
图13是详细示出网络适配器102A～102F的结构的功能框图。
在图13中，解调符号生成器(demodulated symbolgenerator)1301利用后面说明的处理根据所接收的符号生成待解调的符号，并通过信号线418将其发送给512点FFT单元419。
将参考图14和15说明网络适配器102A～102F中的同步输出处理和解调符号生成处理。在第三实施例中，由于多路传输而在所接收的符号的前端发生符号间干扰。因此，网络适配器102A～102F应当进行用于去除所接收的符号的前端的处理和用于向前移动冗余符号以生成待解调的符号的处理。
图14是示出在多扬声器控制器101处所生成的OFDM符号的图。
附图标记1401表示在音频数据的采样频率为48kHz时所生成的OFDM符号，附图标记1402表示在音频数据的采样频率为44.1kHz时所生成的OFDM符号。
OFDM符号1401由512点有效符号和128点冗余符号组成，而OFDM符号1402由512点有效符号和184点冗余符号组成。
在D/A转换频率30.7MHz(32.6nsec周期)通过多扬声器控制器101的D/A转换器318将OFDM符号1401和1402转换成连续时间信号。因此，OFDM符号1401和1402的时间长度为20.85μsec(32.6nsec*640个点)和22.67μsec(32.6nsec*696个点)。通过这种方式使得有效信号的长度固定而冗余符号的长度可变，可以使得OFDM符号的时间长度等于音频数据的采样周期。
第三实施例中所生成的OFDM符号1401和1402是从有效符号的前端复制到后端的采样值流，因此，前端和后端相互强相关。因此，像在添加GI以生成OFDM符号的情况(第一实施例)一样，可以实现符号定时的检测和使用符号定时信号的同步输出处理。
图15示出解调符号生成器1301的解调符号生成处理。
图15中的部分1501示出接收了OFDM符号1401时所进行的解调符号生成处理。部分1502示出接收了OFDM符号1402时所进行的解调符号生成处理。在第三实施例中，作为与GI相对应的部分，去除在有效符号的前端复制的、用于生成冗余符号的采样值串，并且将冗余符号移动到该部分以生成解调符号。
附图标记1503和1504表示通过符号定时检测所分离的一个OFDM符号。
附图标记1505和1506表示通过去除前端中复制的、用以生成冗余符号的采样值串而生成的符号。
附图标记1507和1508表示通过将冗余符号移动至前端所生成的解调符号。该解调符号与有效符号相同。
通过上述的解调符号生成处理，与第一实施例一样，可以实现最小化多路传输的影响的解调符号生成。
因此，像前述第一和第二实施例一样，第三实施例消除了对于专用于同步的信号发射和接收电路的需求。另外，可以使在音频源改变时所引起的通信和控制处理的负荷的增加最小化。
第四实施例
作为第四实施例，将说明图17所示的5.1声道音频系统。
图17所示的系统包括播放器1700、多扬声器控制器1710、网络适配器1720～1725和扬声器1731～1735。
播放器1700从其上记录了音频数据的光盘等记录介质读取多声道音频数据。然后播放器1700向外部输出包含S/PDIF(Sony Philips数字接口)等用于再现同步的数据的多声道音频数据。播放器1700根据记录介质和格式输出如44.1kHz、48kHz、96kHz和192kHz等多个采样频率的音频数据。
多扬声器控制器1710将从播放器1700输入的音频数据发送给网络适配器1720～1725。
网络适配器1720～1725接收从多扬声器控制器1710所发送的音频数据，并将数据分别输出给与适配器连接的扬声器1730～1735。
扬声器1730～1735输出从与扬声器连接的各自的网络适配器1720～1725所提供的信号，作为声音。
将音频声道分配给与它们各自的扬声器1730～1735相关联的网络适配器1720～1725。将网络适配器1720分配给中置(C)声道，而将网络适配器1721分配给超低音扬声器(SW)声道。将网络适配器1722分配给右前(FR)声道，而将网络适配器1723分配给右后(RR)声道。将网络适配器1724分配给左后(RL)声道，而将网络适配器1725分配给左前(FL)声道。
通过S/PDIF线缆等音频线缆相互连接播放器1700和多扬声器控制器1710。多扬声器控制器1710和网络适配器1721～1725以菊花链模式通过线缆相互连接。
网络适配器1720接收从多扬声器控制器1710所发送的音频数据，然后将其从网络适配器1720发送给网络适配器1721。将网络适配器1721所接收的音频数据发送给网络适配器1722。以这种方式，将从播放器1700输出的音频数据按顺序从多扬声器控制器1710传输给网络适配器1720～1725。
将参考图16和18说明多扬声器控制器1710的结构和操作。图16是多扬声器控制器1710的框图，图18是多扬声器控制器1710的输入/输出信号和内部信号的时序图。
附图标记1600表示多声道音频解码器。多声道音频解码器1600对从播放器1700输出的、包括S/PDIF等用于再现同步的数据的多声道音频数据进行解码，以生成针对各声道的再现同步信号和脉冲编码调制(pulse code modulation，PCM)格式的音频数据。根据从播放器1700输出的用于再现同步的数据(在S/PDIF情况下的前导码)生成再现同步信号，并且再现同步信号具有等于音频数据的采样周期的周期。因此，当从播放器1700所输出的音频数据改变，音频数据的采样频率因而改变时，再现同步信号的周期也发生改变。
多声道音频解码器1600将所生成的针对各声道的PCM格式的音频数据，即再现同步信号的一个周期中的一个采样点，与再现同步信号一起输出给数据帧生成器1601。还将再现同步信号输出给时序信号发生器1606。
使用与I2S类似的接口I2SX4作为多声道音频解码器1600的输出接口。图18中的I2SX4表示从多声道音频解码器1600输出的信号。SCK表示与I2S的SCK相对应的串行时钟。WS表示与I2S的WS相对应的字选择信号。WS表示再现同步信号。
SD0～SD2表示与I2S的SD相对应的串行数据。在SD0输出C声道和SW声道的数据，在SD1输出FR声道和FL声道的数据，在SD2输出RR声道和RL声道的数据。图18中示出在时间tc处从播放器1700输出的音频数据的采样频率从48kHz到44.1kHz的变化。
这里应该注意，由于根据从播放器1700输出的多声道音频数据中的再现同步数据生成再现同步信号，因而再现同步数据的输出的时间波动引起再现同步信号的周期的波动。在图18中，以δi(其中，i为整数)表示再现同步信号的波动。
附图标记1601表示数据帧生成器。数据帧生成器1601根据在WS信号各周期中从多声道音频解码器1600输入的I2SX4信号，生成具有如图19所示的结构的数据帧。图19中C、FR、FL、RR、RL和SW所表示的字段分别是C声道、FR声道、FL声道、RR声道、RL声道和SW声道的数据字段。标记为“COMMAND”的字段中所包含的是针对网络适配器1720～1725的命令。数据帧生成器1601将所生成的数据帧输出给OFDM调制器1602。
附图标记1602表示OFDM调制器。OFDM调制器1602对从数据帧生成器1601输入的数据帧进行OFDM调制，以生成包括有效符号单元和GI单元的OFDM符号数据。这里，OFDM调制器1602根据一个数据帧生成一条OFDM符号数据。OFDM调制器1602将所生成的OFDM符号数据输出给D/A转换器1603。
附图标记1603表示D/A转换器。D/A转换器1603与从时钟信号发生器1607输出的时钟信号(MCLK)同步运行。当从时序信号发生器1606输出的输出使能信号(OE)为高(H)时，D/A转换器1603将从OFDM调制器1602输入的数字OFDM符号数据转换成模拟数据。在这种情况下，D/A转换器1603在OE信号高时对OFDM符号数据进行数-模转换。因此，D/A转换器1603生成中频OFDM信号，并将其输出给传输频率转换器1609。
附图标记1604表示猝发信号发生器。猝发信号发生器1604与从时钟信号发生器1607输出的MCLK信号同步运行。猝发信号发生器1604对从时钟信号发生器1607输出的MCLK信号的频率进行分割，然后进行滤波以生成具有与载波频率相等的频率的正弦信号(以下称之为猝发信号)。然后猝发信号发生器1604将所生成的猝发信号输出给传输频率转换器1609和选择器1605。
附图标记1605表示选择器。当从时序信号发生器1606输出的OE信号为高时，选择器1605将传输频率转换器1609所提供的载波频率OFDM信号输出到至网络适配器1720的传输路径上。另一方面，当从时序信号发生器1606输出的OE信号为低(L)时，选择器1605将猝发信号发生器1604所提供的猝发信号输出到至网络适配器1720的传输路径上。
附图标记1606表示时序信号发生器。时序信号发生器1606与从时钟信号发生器1607输出的MCLK信号同步运行。时序信号发生器1606通过使用从时钟信号发生器1607输出的MCLK信号对从多声道音频解码器1600输出的WS信号进行时钟重定时(reclock)，以生成WSR信号。
时序信号发生器1606生成OE信号，并将OE信号输出给D/A转换器1603和选择器1605，其中，该OE信号在从WSR信号的上升开始经过了预定时间段(Δd)后上升，并且在经过了等于OFDM符号长度(Ts)的时间段后下降。这里，选择Δd使得可以输出在某一WS信号周期中从多声道音频解码器1600输出的音频数据作为与该WS信号相对应的WSR信号的周期中的传输(TX)信号。因此，Δd至少具有与开始从多声道音频解码器1600输出音频数据到将该音频数据输入D/A转换器1603之间的时间段相等的长度。
当信号SD0、SD1和SD2的Ci、SWi、FRi、FLi、RRi和Rli的后缀i(其中，i为整数)与图18中的信号TX的GIj和有效符号j的后缀j(其中j为整数)相一致时，表示它们是基于相同音频数据的数据或信号。例如，输出信号SD0、SD1和SD2的C1、SW1、FR1、FL1、RR1和RL1，作为TX信号的GI1和有效符号1。
同样使用后缀来标记以下所述的附图中的基于相同音频数据的数据或信号。
附图标记1607表示时钟信号发生器。时钟信号发生器1607生成MCLK信号，并将其输出给D/A转换器1603、猝发信号发生器1604和时序信号发生器1606。MCLK信号是从独立于播放器1700的时钟源的时钟源所生成的时钟信号，并且具有足够低的抖动以用在OFDM调制和解调系统中。
在与从播放器1700的接收有关的处理中，多扬声器控制器1710的时钟源实际上是播放器1700。在与向网络适配器1720进行的传输有关的处理中，多扬声器控制器1710使用独立于播放器1700的、内部生成的时钟。因此，在这些时钟之间存在频率偏移，这使得：即使WS信号的周期没有波动，WSR信号的周期也发生波动。
附图标记1609表示传输频率转换器。传输频率转换器1609使用从猝发信号发生器1604输出的猝发信号，对从D/A转换器1603输出的中频OFDM信号进行转换，以生成载波频率OFDM信号。传输频率转换器1609将所生成的载波频率OFDM信号输出给选择器1605。
作为上述组件的运行结果，至网络适配器1720的传输信号(TX)变成帧周期约等于实际上与播放器1700的时钟同步的WS信号的周期的信号，包括周期的波动。帧由具有固定长度的OFDM信号单元(包括GI单元和有效符号)和长度根据WS信号或WSR信号的周期和周期波动而变化的猝发信号单元组成。将参考图20和21说明网络适配器1720～1725的结构和操作。图20是网络适配器1720～1725的框图，图21是网络适配器1720～1725的输入和输出信号和内部信号的时序图。
附图标记2000表示A/D转换器。A/D转换器2000将从接收频率转换器2010输出的模拟中频接收信号转换成数字接收信号(RXD)，并且将其输出给OFDM解调器2001和时序信号发生器2002。
附图标记2001表示OFDM解调器。OFDM解调器2001使用从时序信号发生器2002输出的符号同步信号(SS)以获得符号同步，对从A/D转换器2000输入的RXD信号进行OFDM解调以获得数据帧(图19)。OFDM解调器2001将所获得的数据帧与再现同步信号一起，输出给输出单元2004。像多扬声器控制器1710的多声道音频解码器1600的输出接口一样，使用与I2S类似的I2SX4作为向输出单元2004的输出接口。
图21中的I2SX4是从OFDM解调器2001输出给输出单元2004的输出信号。这里，WS信号用作再现同步信号。根据从时序信号发生器2002输出的SS信号生成WS信号，并且WS信号的周期与SS信号的周期相同，包括周期的波动。OFDM解调器2001输出在与某一帧相对应的WS信号的周期中所接收的RX信号的该帧中的音频数据。例如，输出RX信号的GI1和有效符号1作为信号SD0、SD1和SD2的C1、SW1、FR1、FL1、RR1和RL1。作为OFDM解调器2001的输出信号，再现从多扬声器控制器1710的多声道音频解码器1600所输出的I2SX4。OFDM解调器2001同样将所获得的数据帧输出给OFDM调制器2005。
附图标记2002表示时序信号发生器。时序信号发生器2002生成猝发门信号(burst gate signal，BG)、SS信号，并且基于从A/D转换器2000输出的RXD信号输出使能信号(OE)。时序信号发生器2002将它们输出给PLL单元2003、OFDM解调器2001、D/A转换器2006和选择器2008。
如OFDM调制和解调系统中用于同步符号的方法一样众所周知，可以基于RX信号与作为延迟有效符号长度的RX信号的信号(RXDD)之间的相关信号(RXDC)生成SS信号。SS信号在检测到RXDC信号的峰值时上升，并且在此后一个时钟下降。
类似地，可以基于RXDC信号生成BG和OE信号。BG信号在检测到RXDC信号的峰值时上升，在短于或等于预定最小猝发信号长度的时间段H保持高，然后下降。可以基于从播放器1700输出的音频数据的最小采样周期和再现同步数据的输出的时间波动的幅度，确定最小猝发信号长度。
OE信号在自检测到RXDC信号的峰值开始经过了预定时间段(Δd)后上升，并且在经过了等于OFDM符号长度(Ts)的时间段后下降。确定时间段Δd使得可以输出在RX信号的某一帧中所接收的音频数据作为与该帧相对应的周期的帧中的TX信号。因此，Δd至少具有等于以下时间段的长度：在OFDM解调器200l完成RXD信号的OFDM解调与将解调后的RXD信号输入进D/A转换器2006之间的时间段。例如，输出RX信号的GI1和有效符号1作为TX信号的GI1和有效信号1。
附图标记2003表示PLL单元。PLL单元2003通过使用从时序信号发生器2002输出的BG信号作为窗信号，从上游所连接的多扬声器控制器1710或网络适配器输出的RX信号中提取猝发信号。PLL单元2003使用锁相环(phase lock loop，PLL)生成相位与PLL同步的连续猝发信号。PLL单元2003将所生成的猝发信号输出给接收频率转换器2010、传输频率转换器2007和选择器2008。PLL单元2003倍乘所生成的猝发信号以生成时钟信号(MCLK)。PLL单元2003将所生成的MCLK信号提供给网络适配器的组件。网络适配器的组件与MCLK信号同步运行。即，网络适配器1720～1725使用猝发信号以使其工作时钟同步以及使与OFDM调制和解调有关的频率同步(载波频率同步和采样频率同步)。
附图标记2004表示输出单元。输出单元2004从OFDM解调器2001所输入的I2SX4信号中提取它自己的声道的音频数据。输出单元2004根据数据最后到达的网络适配器延迟WS信号以生成WSD信号，从而可以提供正确的声音。输出单元2004在WSD信号的上升沿将它自己的声道的数字音频数据转换成模拟音频数据，然后放大该数据以生成音频信号(AO)，并将该AO信号输出给扬声器。图21示出提取FL声道的数据、并输出该数据作为AO信号的例子。
附图标记2005表示OFDM调制器。OFDM调制器2005对从OFDM解调器2001输入的数据帧进行OFDM调制，以生成包括有效符号单元和GI单元的OFDM符号数据。这里，OFDM调制器2005根据一个数据帧生成一条OFDM符号数据。OFDM调制器2005将所生成的OFDM符号数据输出给D/A转换器2006。
附图标记2006表示D/A转换器。D/A转换器2006将从OFDM调制器2005输入的数字OFDM符号数据转换成模拟中频OFDM信号，并且当从时序信号发生器2002输出的OE信号为高时，将其输出给传输频率转换器2007。在这种情况下，在OE信号高时，D/A转换器2006对OFDM符号数据进行数-模转换。
附图标记2007表示传输频率转换器。传输频率转换器2007使用从PLL单元2003输出的猝发信号，将从D/A转换器2006输出的中频OFDM信号转换成载波频率，从而生成载波频率OFDM信号。传输频率转换器2007将所生成的载波频率OFDM信号输出给选择器2008。
附图标记2008表示选择器。当从时序信号发生器2002输出的OE信号为高时，选择器2008将从传输频率转换器2007提供的载波频率OFDM信号输出到传输路径上。另一方面，当从时序信号发生器2002输出的OE信号为低时，选择器2008将在传输路径上将PLL单元2003输出的猝发信号输出给下游所连接的网络适配器。
附图标记2010表示接收频率转换器。接收频率转换器2010接收从上游所连接的多扬声器控制器1710或网络适配器输出的接收信号(RX)，并通过使用从PLL单元2003输出的猝发信号将RX信号转换成中频，以生成中频接收信号。接收频率转换器2010将所生成的中频接收信号输出给A/D转换器2000。
作为上述组件的运行结果，至下游所连接的网络适配器的传输信号(TX)变成帧周期等于从上游所连接的多扬声器控制器1710或网络适配器接收的接收信号的帧周期的信号，包括周期的波动。在本实施例中，从播放器1700输出的多声道音频数据或来自多扬声器控制器1710的多声道音频解码器1600的输出信号对应于在多个输入周期中输入的数据。网络适配器1720～1725处的接收信号和来自网络适配器1720～1725的OFDM解调器2001和时序信号发生器2002的输出信号也对应于在多个输入周期中输入的数据。
尽管上述实施例中的多扬声器控制器1710在一帧中发送WS信号的一个周期的数据，但是，多扬声器控制器1710可以在一帧中发送WS信号的多个周期的数据。在这种情况下，在多个WS信号周期中的每一周期，根据多个周期的长度改变猝发信号单元的长度，从而可使得帧周期约等于WS信号的多个周期，包括周期的波动。可以选择从网络适配器1720～1725的OFDM解调器2001输出的WS信号的周期，作为多个WS信号周期的平均周期。
可以在多个帧中发送一个WS信号周期的数据。在这种情况下，根据WS信号的周期的长度，在各WS信号周期中，改变输送一个WS信号周期的数据的多个帧中的至少一帧的猝发信号单元的长度，从而可使得多个帧的周期的长度约等于WS信号的周期，包括长度的波动。因此，在进行传输前可以使得从网络适配器1720～1725的OFDM解调器2001输出的WS信号的周期约等于WS信号的周期。
尽管在上述实施例中，WS信号的周期等于音频数据的采样周期，但是，WS信号的周期可以长于或短于音频数据的采样周期n倍(其中，n为正整数)。在这种情况下，网络适配器1720～1725的输出单元2004根据播放器1700的音频解码器1600的输出格式，进行用于输出音频信号的处理。例如，如果WS信号的周期长于音频数据的采样周期n倍，则与乘以n的WS信号同步输出音频信号。另一方面，如果WS信号的周期是音频数据的采样周期的n分之一，则输出与n个周期中的WS信号同步的音频信号。
在本实施例的说明所使用的附图中，即使当从播放器1700输出的音频数据的采样频率改变时，也连续而无中断地示出I2SX4、TX和RX信号等信号。然而，当从播放器1700输出的音频数据的采样频率改变时，这些信号在改变点的附近可能被中断或者是不连续的。
由于在本实施例中，帧包括猝发信号，因而本实施例对于以下情况是有用的：需要发送器和接收器的工作时钟之间的同步或与调制和解调有关的频率同步。
此外，由于在本实施例中，在数据传输中改变不包含有意数据(significant data)的猝发信号单元的长度，因而本实施例对于以下情况是有用的：在发送器和接收器之间难以改变包含有意数据的部分的长度。因此，本实施例对于以下情况是有用的：正如OFDM调制和解调方案一样，需要与发送器和接收器之间的调制和解调有关的频率的同步；以及难以改变包含有意数据的部分的长度(OFDM调制和解调方案情况下的有效符号)。针对传输音频数据的例子说明了本实施例。然而，本发明不局限于此，本发明可广泛应用于视频数据(包括包含音频数据的视频数据)和各种类型的测量数据等需要准时的流数据的传输。
第五实施例
将说明本发明的另一实施例，该实施例与第四实施例的区别在于图17所示的5.1声道音频系统中的多扬声器控制器1710和网络适配器1720～1725的结构和操作。
将参考图22和23说明多扬声器控制器1710的结构和操作。图22是多扬声器控制器1710的框图；图23是网络适配器1720～1725的输入和输出信号以及内部信号的时序图。
附图标记2200表示多声道音频解码器。多声道音频解码器2200对从播放器1700输出的、包括S/PDIF等再现同步数据的多声道音频数据进行解码，以生成针对各声道再现同步信号和PCM格式的音频数据。根据从播放器1700输出的再现同步数据(S/PDIF情况下的前导码)生成再现同步信号，并且该再现同步信号具有等于音频数据的采样周期的周期。因此，当从播放器1700输出的音频数据发生变化时，作为结果，音频数据的采样频率发生变化，再现同步信号的周期也发生变化。多声道音频解码器2200将针对各声道所生成的PCM格式的音频数据，随同再现同步信号，即，再现同步信号的各周期中的一个采样点，一起输出给数据帧生成器2201。还将再现同步信号输出给时序信号发生器2206。
使用与I2S类似的I2SX4作为多声道音频解码器2200的输出接口。图22中的I2SX4是从多声道音频解码器2200输出的信号。SCK是与I2S的SCK相对应的串行时钟。WS是与I2S的WS相对应的字选择信号，其表示再现同步信号。
各SD0～SD2表示与I2S的SD相对应的串行数据。在SD0输出C声道和SW声道的数据，在SD1输出FR声道和FL声道的数据，并且在SD2输出RR声道和RL声道的数据。图23示出在时间tc从播放器1700输出的音频数据的采样周期从48kHz到44.1kHz的变化。
这里应该注意，由于根据从播放器1700输出的多声道音频数据中的再现同步数据生成再现同步信号，因而再现同步数据的输出的时间波动引起再现同步信号的波动。在图23中，以δi(其中，i为整数)表示再现同步信号的波动。
附图标记2201表示数据帧生成器。数据帧生成器2201根据从多声道音频解码器2200输入的I2SX4信号，在WS信号的各周期中生成具有如图19所示的结构的数据帧。图19中C、FR、FL、RR、RL和SW所表示的字段分别是C声道、FR声道、FL声道、RR声道、RL声道和SW声道的数据字段。标记为“COMMAND”的字段中所包含的是针对网络适配器1720～1725的命令。数据帧生成器2201将所生成的数据帧输出给OFDM调制器2202。
附图标记2202表示OFDM调制器。OFDM调制器2202对从数据帧生成器2201输入的数据帧进行OFDM调制，以生成包括有效符号单元和GI单元的OFDM符号数据。这里，OFDM调制器2202根据一个数据帧生成一条OFDM符号数据。OFDM调制器2202将所生成的OFDM符号数据输出给调整数据添加单元(adjustment data adding unit)2208。
附图标记2203表示D/A转换器。D/A转换器2203与从时钟信号发生器2207输出的时钟信号(MCLK)同步运行。当从时序信号发生器2206输出的输出使能信号(OE)为高(H)时，D/A转换器2203将从调整数据添加单元2208输入的数字数据转换成模拟数据，并将该数据输出给传输频率转换器2209。在这种情况下，在OE信号高时，D/A转换器2203对OFDM符号数据进行数-模转换。
附图标记2204表示猝发信号发生器。猝发信号发生器2204与从时钟信号发生器2207输出的MCLK信号同步运行。猝发信号发生器2204对从时钟信号发生器2207输出的MCLK信号的频率进行分割，然后进行滤波以生成猝发信号，并将猝发信号输出给传输频率转换器2209和选择器2205。
附图标记2205表示选择器。当从时序信号发生器2206输出的OE信号为高时，选择器2205将传输频率转换器2209所提供的信号输出到至网络适配器1720的传输路径上。另一方面，当从时序信号发生器2206输出的OE信号为低(L)时，选择器2205将猝发信号发生器2204所提供的猝发信号输出到至网络适配器1720的传输路径上。
附图标记2206表示时序信号发生器。时序信号发生器2206与从时钟信号发生器2207输出的MCLK信号同步运行。时序信号发生器2206通过使用从时钟信号发生器2207输出的MCLK信号对从多声道音频解码器2200输出的WS信号进行时钟重定时，以生成WSR信号。时序信号发生器2206将所生成的WSR信号输出给调整数据添加单元2208。
时序信号发生器2206生成OE信号，并将OE信号输出给D/A转换器2203和选择器2205，其中，该OE信号在自WSR信号的上升开始经过了预定时间段(Δd)后下降，并且在经过了预定猝发信号时间(Tb)后上升。这里，选择Δd使得可以输出在某一WS信号周期中从多声道音频解码器2200输出的音频数据作为与该WS信号相对应的WSR信号的周期中的传输(TX)信号。因此，Δd至少具有通过从以下时间段减去猝发信号长度所获得的长度：从开始从多声道音频解码器2200输出音频数据开始到将音频数据输入进D/A转换器2203之间的时间段。
当信号SD0、SD1和SD2的Ci、SWi、FRi、FLi、RRi和Rli(其中，i为整数)的后缀i与图23中的TX信号的GIj和有效符号j(其中j为整数)的后缀j一致时，表示它们是基于相同音频数据的数据或信号。例如，输出信号SD0、SD1和SD2的C1、SW1、FR1、FL1、RR1和RL1，作为TX信号的GI1和有效符号1。
同样使用后缀来标记以下所述的附图中的基于相同音频数据的数据或信号。
附图标记2207表示时钟信号发生器。时钟信号发生器2207生成MCLK信号，并将其输出给D/A转换器2203、猝发信号发生器2204、时序信号发生器2206和调整数据添加单元2208。MCLK信号是根据独立于播放器1700的时钟源的时钟源所生成的时钟信号，并且具有足够低的抖动以用在OFDM调制和解调系统中。
在与从播放器1700的接收有关的处理中，多扬声器控制器1710的时钟源实际上是播放器1700。在与向网络适配器1720进行的传输有关的处理中，多扬声器控制器1710使用在多扬声器控制器1710内部所生成的时钟。因此，在这些时钟之间存在频率偏移，即使WS信号的周期没有波动，这将使得WSR信号的周期发生波动。
附图标记2208表示调整数据添加单元。调整数据添加单元2208添加调整数据并且将该数据输出给D/A转换器2203，该调整数据具有根据从时序信号发生器2206所输出的WSR信号的周期和从OFDM调制器2202输入的OFDM符号数据的周期的波动的长度。调整数据的长度依赖于在WSR信号的各上升沿处所测量的WSR信号的周期的增加量或减小量。例如，在图23中，调整数据的长度被增大帧3中的WSR信号的周期长度的增加量Tf3-Tf2。结果，增加量Tg3-Tg2变得等于Tf3-Tf2。通过计数从时钟信号发生器2207输出的MCLK信号的脉冲、并将当前周期的计数值与前一周期的计数值进行比较，获得WSR信号的周期长度的增加量和减小量。确定调整数据的最小长度，以使得即使WSR信号的周期降低到它的最小长度时，调整数据的最小长度也大于或等于0。
将与有效符号的前面的数据相同的数据附加到有效符号的后面(图24)，这将有效降低OFDM解调过程中由于符号同步误差而导致的解调中的错误率。在本实施例中假定：使用与有效符号的前面的数据相同的数据作为调整数据，并将其附加到有效符号的后面，除非在以下说明中另外说明。
附图标记2209表示传输频率转换器。传输频率转换器2209使用从猝发信号发生器2204输出的猝发信号，对从D/A转换器2203输出的信号进行转换，以生成载波频率信号，并将所生成的载波频率信号输出给选择器2205。
作为上述组件的运行结果，至网络适配器1720的传输信号(TX)变成具有约等于实际上与播放器1700的时钟同步的WS信号的周期的帧周期的信号，包括周期的波动。由具有固定长度的猝发信号单元、OFDM信号单元(包括GI单元和有效符号)和长度根据WS信号或WSR信号的周期和周期波动而变化的调整数据单元组成帧。
将参考图25和26说明网络适配器1720～1725的结构和操作。图25是网络适配器1720～1725的框图，图26是网络适配器1720～1725的输入和输出信号和内部信号的时序图。
附图标记2500表示A/D转换器。A/D转换器2500将从接收频率转换器2510输出的模拟中频接收信号转换成数字接收信号(RXD)，并且将其输出给OFDM解调器2501和时序信号发生器2502。
附图标记2501表示OFDM解调器。OFDM解调器2501使用从时序信号发生器2502输出的符号同步信号(SS)以获得符号同步，并且对从A/D转换器2500输入的RXD信号进行OFDM解调以获得数据帧(图19)。与典型的OFDM调制和解调系统中的SS信号的上升沿不同，本实施例中的SS信号的上升沿不在RXD信号的GI的开始处。然而，由于猝发信号长度是固定的，因而可以使用该SS信号来获得符号同步。OFDM解调器2501将所获得的数据帧与再现同步信号一起，输出给输出单元2504。像多扬声器控制器1710的多声道音频解码器2200的输出接口一样，使用与I2S类似的I2SX4作为向输出单元2504的输出接口。
图25中的I2SX4是从OFDM解调器2501输出给输出单元2504的输出信号。这里，WS信号用作再现同步信号。根据从时序信号发生器2502所输出的SS信号生成WS信号，并且WS信号具有与SS信号的周期相同的周期，包括周期的波动。OFDM解调器2501输出在与某一帧相对应的WS信号的周期中的RX信号的该帧中所接收的音频数据。例如，输出RX信号的GI1和有效符号1作为信号SD0、SD1和SD2的C1、SW1、FR1、FL1、RR1和RL1。这里，作为OFDM解调器2201的输出信号，再现从多扬声器控制器1710的多声道音频解码器2200所输出的I2SX4。OFDM解调器2501同样将所获得的数据帧输出给OFDM调制器2505。
附图标记2502表示时序信号发生器。时序信号发生器2502生成猝发门信号(BG)、SS信号，并且根据从A/D转换器2500输出的RXD信号输出使能信号(OE)。时序信号发生器2502将它们输出给PLL单元2503、OFDM解调器2501、调整数据添加单元2509、D/A转换器2506和选择器2508。
如OFDM调制和解调系统中用于同步符号的方法一样众所周知，可以基于RX信号与作为延迟有效符号长度的RX信号的信号(RXDD)之间的相关信号(RXDC)生成SS信号。这样，获得帧边界处RXDC信号的峰值是有效的。为此，可以使用日本特开平3807878号公报所公开的技术。SS信号在检测到RXDC信号的峰值时上升，并且在此后一个时钟下降。
类似地，可以基于RXDC信号生成BG和OE信号。BG信号在检测到RXDC信号的峰值时上升，直到猝发信号周期结束一直保持高，然后下降。猝发信号具有固定长度。
OE信号在自检测到RXDC信号的峰值开始经过了预定时间段(Δd)后下降，并且在经过了等于猝发信号长度(Tb)的时间段后上升。确定时间段Δd使得可以输出在RX信号的某一帧中所接收的音频数据作为与该帧相对应的周期的帧中的TX信号。因此，Δd至少具有等于猝发信号长度加上以下时间段的长度：在将RXD信号输入进OFDM解调器2501与将RXD信号输入进D/A转换器2506之间的时间段。例如，输出RX信号的GI1和有效符号1作为TX信号的GI1和有效信号1。应该注意，图26是示意图，并且除峰之处的位置外，RXDC信号波形不同于实际信号波形。
附图标记2503表示PLL单元。PLL单元2503通过使用从时序信号发生器2502输出的BG信号作为窗信号，从上游所连接的多扬声器控制器1710或网络适配器输出的RX信号中提取猝发信号。PLL单元2503使用锁相环(PLL)生成相位与PLL同步的连续猝发信号。PLL单元2503将所生成的猝发信号输出给接收频率转换器2510、传输频率转换器2507和选择器2508。PLL单元2503倍乘所生成的猝发信号以生成时钟信号(MCLK)。PLL单元2503将所生成的MCLK信号提供给网络适配器的组件。网络适配器的组件与MCLK信号同步运行。即，网络适配器1720～1725使用猝发信号以使其工作时钟同步以及与OFDM调制和解调有关的频率同步(载波频率同步和采样频率同步)。
附图标记2504表示输出单元。输出单元2504从OFDM解调器2501所输入的I2SX4信号中提取它自己的声道的音频数据。输出单元2504根据数据最后到达的网络适配器延迟WS信号以生成WSD信号，从而可以提供适当的声音。输出单元2504在WSD信号的上升沿将它自己的声道的数字音频数据转换成模拟音频数据，然后放大该数据以生成音频信号(AO)，并将AO信号输出给扬声器。图25示出提取FL声道的数据、并输出该数据作为AO信号的例子。
附图标记2505表示OFDM调制器。OFDM调制器2505对从OFDM解调器2501输入的数据帧进行OFDM调制，以生成包括有效符号单元和GI单元的OFDM符号数据。这里，OFDM调制器2505根据一个数据帧生成一条OFDM符号数据。OFDM调制器2505将所生成的OFDM符号数据输出给调整数据添加单元2509。
附图标记2506表示D/A转换器。D/A转换器2506与从PLL单元2503输出的时钟信号(MCLK)同步运行。D/A转换器2506将从调整数据添加单元2509输入的数字数据转换成模拟数据，并且当从时序信号发生器2502输出的输出使能信号(OE)为高时，将该模拟数据输出给传输频率转换器2507。在这种情况下，在OE信号为高时，D/A转换器2506对OFDM符号数据进行数-模转换。
附图标记2507表示传输频率转换器。传输频率转换器2507使用从PLL单元2503输出的猝发信号，对从D/A转换器2506输出的信号进行转换，以生成载波频率信号，并将其输出给选择器2508。
附图标记2508表示选择器。当从时序信号发生器2502输出的OE信号为高时，选择器2508将传输频率转换器2507所提供的信号输出到至网络适配器1720的传输路径上。另一方面，当从时序信号发生器2502输出的OE信号为低时，选择器2508将PLL单元2503输出的猝发信号输出到至网络适配器1720的传输路径上。
附图标记2509表示调整数据添加单元。调整数据添加单元2509添加具有根据从时序信号发生器2502输出的SS信号的周期和从OFDM调制器2505输入的OFDM符号数据的周期的波动的长度的调整数据，并将作为结果得到的数据输出给D/A转换器2506。该调整数据的长度依赖于在SS信号的各上升沿所测量的SS信号的周期的增加量和减小量。例如，在图26的帧1中，将调整数据的长度增加SS信号的周期Tf2-Tf1的增加量。结果，调整数据的增加量Tg2-Tg1变得等于Tf2-Tf1。通过计数从PLL单元2503输出的MCLK信号的脉冲，并将当前周期的计数值与前一周期的计数值进行比较，获得SS信号的周期的增加量或减小量。确定调整数据的最小长度，从而使得即使当SS信号的周期降低到它的最小长度时，调整数据的最小长度也大于或等于0。
附图标记2510表示接收频率转换器。接收频率转换器2510接收从上游所连接的多扬声器控制器1710或网络适配器输出的接收信号(RX)，并通过使用从PLL单元2503输出的猝发信号将RX信号转换成中频，以生成中频接收信号。接收频率转换器2510将所生成的中频接收信号输出给A/D转换器2500。
作为上述组件的运行结果，至下游所连接的网络适配器的传输信号(TX)变成帧周期等于从上游所连接的多扬声器控制器1710或网络适配器接收的接收信号的帧周期的信号，包括周期的波动。在本实施例中，从播放器1700输出的多声道音频数据或来自多扬声器控制器1710的多声道音频解码器2200的输出信号对应于在多个输入周期中输入的数据。网络适配器1720～1725处的接收信号和来自网络适配器1720～1725的OFDM解调器2501和时序信号发生器2502的输出信号也对应于在多个输入周期中输入的数据。
尽管上述实施例中的多扬声器控制器1710在一帧中发送WS信号的一个周期的数据，但是，多扬声器控制器1710可以在一帧中发送WS信号的多个周期的数据。在这种情况下，在多个WS信号周期中的每一周期，根据WS信号的多个周期的长度改变调整数据单元的长度，从而可使得帧周期约等于WS信号的多个周期，包括周期的波动。例如，可以选择从网络适配器1720～1725的OFDM解调器2501输出的WS信号的周期，作为多个WS信号周期的平均周期。
可以在多个帧中发送一个WS信号周期的数据。在这种情况下，在各WS信号周期中，根据WS信号的周期的长度，改变输送一个WS信号周期的数据的多个帧中的至少一帧的调整数据单元的长度，从而可使得多个帧的周期的长度约等于WS信号的周期，包括长度的波动。因此，在进行传输前可使得从网络适配器1730～1735的OFDM解调器2501输出的WS信号的周期约等于WS信号的周期。
尽管在上述实施例中，WS信号的周期等于音频数据的采样周期，但是，WS信号的周期可以长于或短于音频数据的采样周期n倍(其中，n为正整数)。在这种情况下，网络适配器1720～1725的输出单元2504根据播放器1700的音频解码器2200的输出格式，进行用于输出音频信号的处理。例如，如果WS信号的周期长于音频数据的采样周期n倍，则与乘以n的WS信号同步输出音频信号。另一方面，如果WS信号的周期是音频数据的采样周期的n分之一，则输出与n个周期中的WS信号同步的音频信号。
尽管调整数据是与有效符号的前面的数据相同的数据，并且将其附加到有效符号的后面，但是调整数据可以是任何数据或空数据(无信号)，并且可被插入在任何位置。例如，可以将调整数据添加到GI的前面，以使得调整数据用作GI的一部分。这实际上与GI的长度根据WS信号的周期或该周期的波动而改变是一样的。
在本实施例的说明所使用的附图中，当从播放器1700输出的音频数据的采样频率改变时，连续而无中断地示出I2SX4、TX和RX信号等信号。然而，当从播放器1700输出的音频数据的采样频率改变时，这些信号在改变点的附近可以被中断或者是不连续的。
由于在本实施例中，帧包括猝发信号，因而本实施例对于以下情况是有用的：需要发送器和接收器的工作时钟之间的同步或与发送器和接收器之间的调制和解调有关的频率同步。
此外，由于在本实施例中，在数据传输中与包含有意数据的部分分开提供不包含有意数据的部分，并且改变该部分的长度，因而本实施例对于以下情况是有用的：难以改变包含有意数据的部分的长度。
因此，本实施例对于以下情况是有用的：如OFDM调制和解调方案一样，需要与发送器和接收器之间的调制和解调有关的频率的同步；以及难以改变包含有意数据的部分的长度(OFDM调制和解调方案情况下的有效符号)。针对传输音频数据的例子说明了本实施例。然而，本发明不局限于此；本发明可广泛应用于视频数据(包括包含音频数据的视频数据)和各种类型的测量数据等需要准时的流数据的传输。
说明了以菊花链模式通过线缆相互连接多扬声器控制器1710和网络适配器1721～1725的第四和第五实施例。然而，本发明不局限于此。可以以图27所示的总线模式相互连接多扬声器控制器1710和网络适配器1721～1725。该模式不需要从网络适配器1721～1725中的网络适配器到该网络适配器的下游所连接的网络适配器的传输。也不需要输出单元2204、2205对网络适配器间的数据到达时间的差进行校正。
如上所述，通信系统包括发送器和接收器，并且发送器接收在多个输入周期中输入的数据。生成和发送包括可变长度部分和固定长度部分的连续帧，其中，可变长度部分的长度根据输入周期而改变，而固定长度部分包含输入周期的一个周期、n个周期、或者一个周期的n分之一的数据(其中，n为正整数)。各帧具有等于输入周期的一个周期、n个周期或一个周期的n分之一的周期。接收器接收所发送的连续帧，并检测它所接收的帧的周期。然后接收器基于所检测到的帧的周期，再现在多个周期中输入的数据。可变长度部分包含用于在所述通信设备与其它通信设备之间同步工作时钟或与对于数据的调制和解调有关的频率的信号。
固定长度部分包含用于在该通信设备与其它通信设备之间同步工作时钟或与对于数据的调制和解调有关的频率的信号。
可变长度部分在多个输入周期中输入的数据的传输中不包含由有意数据组成的信号。
使用正交频分多路复用对固定长度部分中包含的数据进行调制。
可变长度部分与通过使用正交频分多路复用对包含在固定长度部分中的输入周期的一个周期、n个周期或一个周期的n分之一的数据进行调制所获得的有效符号或保护间隔相邻(其中，n为正整数)。可变长度部分为：(i)这样一种信号，其中，在长度等于由可变长度部分和有效符号组成的信号的有效符号的长度的间隔内，保持输入周期的一个周期、n个周期或一个周期的n分之一的数据所分割成的子载波之间的正交性；或者(ii)这样一种信号，其中，在长度等于由可变长度部分和保护间隔组成的信号的有效符号的长度的间隔内，保持输入周期的一个周期、n个周期或一个周期的n分之一的数据所分割成的子载波之间的正交性；或者(iii)这样一种信号，其中，在长度等于由可变长度部分、保护间隔和有效符号组成的信号的有效符号的长度的间隔内，保持输入周期的一个周期、n个周期或一个周期的n分之一的数据所分割成的子载波之间的正交性。
在多个输入周期中输入的数据为流数据。输入周期等于该流数据的采样周期，或者长于或短于该采样周期的m倍(其中，m为正整数)。
尽管参考典型实施例说明了本发明，但是应该理解，本发明不局限于所公开的典型实施例。所附权利要求书的范围符合最宽的解释，以包含所有这类修改、等同结构和功能。

Claims (10)

1.一种通信系统，包括发送器和接收器，所述发送器包括：
第一接收单元，用于接收在多个采样周期中输入的连续数据；
采样周期识别单元，用于识别由所述第一接收单元所接收的连续数据的采样周期；
生成单元，用于根据由所述第一接收单元所接收的连续数据生成连续帧，各所述帧包括可变长度部分和固定长度部分，所述固定长度部分包含所述采样周期的一个周期、n个周期或一个周期的n分之一的数据，其中，n为正整数，通过根据由所述采样周期识别单元所识别出的采样周期改变所述可变长度部分的长度，将各所述帧的帧长度调整为等于所述采样周期的一个周期、n个周期或一个周期的n分之一的周期；以及
发送单元，用于发送由所述生成单元生成的所述连续帧；
所述接收器包括：
第二接收单元，用于接收由所述发送单元发送的所述连续帧；
检测单元，用于检测由所述第二接收单元接收到的所述帧的周期；以及
再现单元，用于基于由所述检测单元所检测到的所述帧的周期，再现在所述多个采样周期中输入的连续数据。
2.一种通信设备，包括：
接收单元，用于接收在多个采样周期中输入的连续数据；
采样周期识别单元，用于识别由所述接收单元接收到的连续数据的采样周期；
生成单元，用于根据由所述接收单元接收到的连续数据生成连续帧，各所述帧包括可变长度部分和固定长度部分，所述固定长度部分包含所述采样周期的一个周期、n个周期或一个周期的n分之一的数据，其中，n为正整数，通过根据由所述采样周期识别单元所识别出的采样周期改变所述可变长度部分的长度，将各所述帧的帧长度调整为等于所述采样周期的一个周期、n个周期或一个周期的n分之一的周期；以及
发送单元，用于发送由所述生成单元生成的所述连续帧。
3.根据权利要求2所述的通信设备，其特征在于，所述可变长度部分包含用于使所述通信设备和其它通信设备之间的工作时钟或与数据的调制和解调有关的频率同步的信号。
4.根据权利要求2所述的通信设备，其特征在于，所述固定长度部分包含用于使所述通信设备和其它通信设备之间的工作时钟或与数据的调制和解调有关的频率同步的信号。
5.根据权利要求2所述的通信设备，其特征在于，所述可变长度部分不包含如下信号，该信号包括在所述多个采样周期中输入的连续数据的传输中的有意数据。
6.根据权利要求2所述的通信设备，其特征在于，通过使用正交频分多路复用对包含在所述固定长度部分中的所述数据进行调制。
7.根据权利要求2所述的通信设备，其特征在于，
通过使用正交频分多路复用对包含在所述固定长度部分中的所述数据进行调制；
所述可变长度部分与通过使用正交频分多路复用对包含在所述固定长度部分中的所述采样周期的一个周期、n个周期或一个周期的n分之一的数据进行调制所获得的有效符号或保护间隔相邻，其中，n为正整数；以及
所述可变长度部分是这样一种信号，其中，在包括：(i)所述可变长度部分和所述有效符号；或者(ii)所述可变长度部分和所述保护间隔；或者(iii)所述可变长度部分、所述保护间隔和所述有效符号的信号的间隔内，保持所述采样周期的一个周期、n个周期或一个周期的n分之一的数据所分割成的子载波之间的正交性，其中，所述间隔的长度等于所述有效符号。
8.根据权利要求2所述的通信设备，其特征在于，在所述多个采样周期中输入的所述连续数据为流数据；以及
各所述采样周期等于所述流数据的采样周期、或者长于或短于所述采样周期m倍，其中，m为正整数。
9.一种包括发送器和接收器的通信系统中的控制方法，所述方法包括：
在所述发送器处，
第一接收步骤，用于接收在多个采样周期中输入的连续数据；
采样周期识别步骤，用于识别在所述第一接收步骤接收到的连续数据的采样周期；
生成步骤，用于根据在所述第一接收步骤接收到的连续数据生成连续帧，各所述帧包括可变长度部分和固定长度部分，所述固定长度部分包含所述采样周期的一个周期、n个周期或一个周期的n分之一的数据，其中，n为正整数，通过根据在所述采样周期识别步骤识别出的采样周期改变所述可变长度部分的长度，将各所述帧的帧长度调整为等于所述采样周期的一个周期、n个周期或一个周期的n分之一的周期；以及
发送步骤，用于发送在所述生成步骤生成的所述连续帧；以及
在所述接收器处，
第二接收步骤，用于接收在所述发送步骤发送的所述连续帧；
检测步骤，用于检测在所述第二接收步骤接收到的所述帧的周期；以及
再现步骤，用于基于在所述检测步骤检测到的所述帧的所述周期，再现在所述多个采样周期中输入的连续数据。
10.一种用于控制通信设备的方法，包括步骤：
接收步骤，用于接收在多个采样周期中输入的连续数据；
采样周期识别步骤，用于识别在所述接收步骤接收到的连续数据的采样周期；
生成步骤，用于根据在所述接收步骤接收到的连续数据生成连续帧，各所述帧包括可变长度部分和固定长度部分，所述固定长度部分包含所述采样周期的一个周期、n个周期或一个周期的n分之一的数据，其中，n为正整数，通过根据在所述采样周期识别步骤识别出的采样周期改变所述可变长度部分的长度，将各所述帧的帧长度调整为等于所述采样周期的一个周期、n个周期或一个周期的n分之一的周期；以及
发送步骤，用于发送在所述生成步骤生成的所述连续帧。
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