CN101243633B - 正交频分复用信号的接收装置和接收方法 - Google Patents

Abstract

将从接收信号中所抽出的导频信号的值除以导频信号的已知值(s_m，n)来求出传送路径的特性值(3)，检测傅里叶变换定时发生变化的情况(5)，根据该检测结果，把传送路径的特性值用作原始数据来进行时间方向的内插或选择，生成内插数据(4)。降低了当傅里叶变换定时变更时的均衡后的解码差错概率，提高了接收性能。

Description

正交频分复用信号的接收装置和接收方法

技术领域

本发明涉及接收正交频分复用后的信号的接收装置和接收方法。

背景技术

现有的正交频分复用信号的接收装置构成为，在对以QPSK(Quadrature Phase Shift Keying：正交移相键控)方式或QAM(QuadratureAmplitude Modulation：正交振幅调制)方式调制后的载波进行解调时，使用预先插入到发送信号内的已知信号(以下也称为“导频信号”)来估计各传送路径中的各载波的特性，即振幅和相位的变动量(以下也称为“传送路径估计”)，根据该估计结果(所估计的传送路径的特性值)来校正载波的振幅和相位(以下也称为“均衡”)，由此对信号进行解调(例如，参照专利文献1)。这里，在使用规定的载波未连续插入导频信号的情况下，换句话说，在时间上隔开特定间隔插入导频信号的情况下，传送路径估计在多个码元中抽出导频，根据该导频获得针对期望码元的传送路径估计结果。

专利文献1：日本特开2001-292122号公报(第11页，图1)

在正交频分复用信号的接收装置中，为了从变频成规定频带的接收信号再现载波分量，对接收信号进行傅里叶变换。在该情况下，重要的是正确再现傅里叶变换定时。一般情况下，傅里叶变换定时必须再现成使进行傅里叶变换的期间不会跨在邻接的码元间。满足该条件的定时根据传播接收信号的传送路径而不同，接收信号内包含的到来波的到来时间差越大，再现定时的自由度就越小。而且，当传送路径环境在时间上变动的情况下，具有最佳的傅里叶变换定时随着时间经过而变动的可能性，因而有必要使傅里叶变换定时动态变化。另一方面，当变更了傅里叶变换定时时，在变更前后的码元间，各载波的相位根据变更量而旋转。因此，当对在时间上隔开特定间隔而插入了导频信号的正交频分复用信号进行解调的情况下，在现有的接收装置中，由于使用多个码元来进行针对期望码元的传送路径估计，因而针对接收时的傅里叶变换定时变更前后的码元的传送路径估计结果与本来的传送路径的频率响应(传送路径的特性值)不同，具有不能对信号进行正确解调的问题。

发明内容

本发明是为了解决上述课题而作成的，本发明的目的是，即使傅里叶变换定时变更，也能精度良好地进行传送路径估计，对信号进行正确解调。

本发明提供了一种接收装置，该接收装置把码元用作传送单位来接收正交频分复用信号，所述码元包含有有效码元和保护间隔，该有效码元是通过将信息分配给多个载波并进行调制而生成的，该保护间隔是通过复制该有效码元的一部分的信号波形而生成的，所述正交频分复用信号在上述码元内包含有按照各码元而被插入到不同的频率位置、且发送时的值已知的导频信号，该接收装置的特征在于，该接收装置具有：

傅里叶变换单元，其以上述码元为单位对通过变频成期望频率而得到的接收信号进行傅里叶变换；导频抽出单元，其从上述傅里叶变换单元的输出中抽出导频信号；

除法单元，其将由上述导频抽出单元所抽出的导频信号的值除以该导频信号的已知值，计算出针对各码元的各导频信号的传送路径的特性值；

定时变更检测单元，其检测上述傅里叶变换单元中的傅里叶变换定时发生了变化的情况；

时间方向内插单元，其根据由上述定时变更检测单元所检测的定时变化，进行把从上述除法单元所输出的针对各码元的各导频信号的传送路径的特性值用作原始数据的时间方向内插来生成内插数据，并将所生成的内插数据与来自上述除法单元的原始数据一起输出；

频率方向内插单元，其进行把上述时间方向内插单元的输出用作原始数据的频率方向内插来生成内插数据，并将所生成的内插数据与来自上述时间方向内插单元的原始数据一起输出；以及

均衡单元，其将上述傅里叶变换单元的输出除以上述频率方向内插单元的输出，并针对各载波进行解调；

上述时间方向内插单元使用在时间上位于前后的原始数据中的利用以与包含有要通过内插而生成的内插数据的码元相同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号而生成的原始数据，而且不使用利用以与包含有要通过内插而生成的内插数据的码元不同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号而生成的原始数据，进行上述内插。

根据本发明，具有以下效果，即：能减少由傅里叶变换的定时变更引起的传送路径估计值(所估计的传送路径的特性值)的内插差错，可提高接收性能。

附图说明

图1是示出本发明的实施方式1的接收装置的框图。

图2是示出离散导频的插入例的图。

图3是示出所接收的信号和傅里叶变换定时之间的关系的图。

图4是示出傅里叶变换定时变更前后的离散导频的配置的图。

图5是示出本发明的实施方式2的接收装置的框图。

图6是示出傅里叶变换定时变更前后的傅里叶变换部输入和傅里叶变换定时信号FTS的图。

标号说明

1：傅里叶变换部；2：导频抽出部；3：除法部；4：时间方向内插部；5：定时变更检测部；6：频率方向内插部；7：均衡部；8：定时变更量检测部；9：相位校正部；10：时间方向内插部。

具体实施方式

以下对本发明的实施方式1的接收装置进行说明，在说明之前，对理解本发明所需要的在本发明中使用的正交频分复用方式的传送技术和接收技术进行简单说明。

正交频分复用方式的数字传送技术是使用频率相互正交的多个载波对信息进行调制和复用来进行收发的传送方式，特别是在广播和通信领域实用化获得进展。

在正交频分复用方式的传送中，要发送的信息(以下也称为“发送数据”)被分配给多个载波，在各载波中使用QPSK(Quadrature Phase ShiftKeying：正交移相键控)方式、QAM(Quadrature Amplitude Modulation：正交振幅调制)方式或者多值PSK方式等进行数字调制，通过该调制生成有效码元。并且，作为在接收侧对载波进行解调时利用的信号，发送时的值(振幅和相位)已知的信号(以下也称为“导频信号”)被复用为指定的载波。这些复用后的载波通过傅里叶逆变换处理进行正交变换，变频成期望的发送频率来传送。

具体地说，在发送时发送的传送数据根据各载波的调制方式被映射，这些传送数据进行逆离散傅里叶变换。然后，逆离散傅里叶变换后的信号(有效码元)的尾部被复制到信号的开头。该部分被称为保护间隔，通过附加保护间隔，即使有具有保护间隔长度以下的延迟时间的延迟波，也能在接收侧再现信号而不进行码元间干扰。通过把保护间隔附加给有效码元而生成的码元作为传送单位从发送侧传送到接收侧。上述的导频信号在码元内按照各码元被插入到不同的频率位置。

在正交频分复用方式中，由于所有载波相互正交，因而在接收侧正确再现了载频的情况下，可正确再现发送数据。因此，在接收正交频分复用信号的解调装置中，对要输入的正交频分复用方式的复数字信号进行正交解调来变频成期望的频带，去除保护间隔后进行傅里叶变换来变换成频域信号，然后进行检波，由此进行解调。

在正交频分复用方式中的各载波使用多值PSK或多值QAM等调制方式传送发送数据的情况下，以对这些载波进行解调为目的，有时导频信号在频率方向和时间方向上周期性地被插入到上述载波内。例如，在日本的地面数字TV广播方式中，周期性地插入离散导频，在正交频分复用接收机中，根据该离散导频来估计传送路径的特性，进行各载波的解调。

图2示出离散导频和发送数据用的载波复用方法例。在图2的例中，在频率方向上按照12个载波中的1个、在时间方向上按照4个码元中的1个的比例插入离散导频，这些离散导频的插入位置每个码元变更3个载波，以便以4个码元为周期处于相同的频率位置。另外，码元意味着在发送侧以相同的定时进行了傅里叶逆变换后的载波集。

一般情况下，如图2所示插入了导频信号的情况下，在多个码元中抽出离散导频，通过时间方向和频率方向的内插来进行针对期望码元的传送路径估计。现在，把第m个码元中的第n个发送载波设为c_m，n，把与其对应的传送路径的特性(频率响应)设为h_m，n，把接收侧的第m个码元中的第n个载波的傅里叶变换输出设为r_m，n，则在接收侧对准确去除了保护间隔后的信号进行了傅里叶变换的情况下，当噪音分量忽略不计时，下式(1)成立。

[算式1]

        r_m，n＝h_m，nc_m，n     …(1)

这里，假定离散导频被插入到第M个码元的第N个载波内。把该载波设为s_M，N，则如图2所示在插入了离散导频的情况下，导频信号可按式(2)表示。

[算式2]

$s_{M+p,N+3p+12q},\left\{\begin{array}{c}p=\·\·\·,-3,-2,-\mathrm{1,0,1,2,3},\·\·\·\\ q=\·\·\·,-3,-2,-\mathrm{1,0,1,2,3},\·\·\·\end{array}\right.\·\·\·\left(2\right)$

假定在接收侧，在时刻t＝T(M)对第M个码元进行解调(在图2中由实线包围的载波)。此时，作为对第M个码元进行传送路径估计的方法，对以下方法进行说明，即：将离散导频除以已知信号(根据存储在接收装置内的生成多项式或生成规则而生成的导频信号的值，或者存储在接收装置内的导频信号的已知值)后的结果(所估计的传送路径的特性值)在时间方向进行线性内插，并在频率方向使用FIR(Finite ImpulseResponse：有限冲激响应)滤波器进行内插。

将对离散导频的傅里叶变换输出除以该已知信号(导频信号的已知值)s_m，n后的结果(所估计的传送路径的特性值)设为h_m，n′，则h_m，n′可按下式(3)表示。然而，在下式中，z_m，n表示与第m个码元的第n个载波重叠的噪音分量。

[算式3]

$h_{m,n}^{\′}=\frac{T_{m,n}}{s_{m,n}}=h_{m,n}{s}_{m,n}+z_{m,n}\≈h_{m,n}\·\·\·\left(3\right)$

首先，将所估计的传送路径的特性值h_m，n′在时间方向进行线性内插，来对针对各码元的所估计的传送路径的特性值进行内插。在第M个码元内，在频率方向上按照12个载波中的1个的比例来插入离散导频，而在时间方向上进行内插时，可以按照3个载波中的1个的比例来计算传送路径的特性值h_m，n′。

以下，假定这样的情况，即：针对要通过内插来生成的数据(内插数据)，使用时间上位于前面且最近的原始数据和时间上位于后面且最近的原始数据，通过线性内插来生成内插数据。

假定第M个码元的第N个载波是离散导频，并把该载波设为s_M，N。此时，针对第M个码元的第N个载波的所估计的传送路径的特性值为h_M，N′。并且，针对第N+3个载波的所估计的传送路径的特性值是使用第M-3个码元的第N+3个载波和第M+1个码元的第N+3个载波，即s_M-3，N+3和s_M+1，N+3来按下式(4)计算。

[算式4]

$h_{M,N+3}^{\′}=\frac{1}{4}{h}_{M-3,N+3}^{\′}+\frac{3}{4}{h}_{M+1,N+3}^{\′}\·\·\·\left(4\right)$

并且，针对第N+6个载波的所估计的传送路径的特性值是使用第M-2个码元的第N+6个载波和第M+2个码元的第N+6个载波，即s_M-2，N+6和s_M+2，N+6来按下式(5)计算。

[算式5]

$h_{M,N+3}^{\′}=\frac{1}{2}{h}_{M-2,N+6}^{\′}+\frac{1}{2}{h}_{M+2,N+6}^{\′}\·\·\·\left(5\right)$

并且，针对第N+9个载波的所估计的传送路径的特性值是使用第M-1个码元的第N+9个载波和第M+3个码元的第N+9个载波，即s_M-1，N+9和s_M+3，N+9来按下式(6)计算。

[算式6]

$h_{M,N+3}^{\′}=\frac{3}{4}{h}_{M-1,N+9}^{\′}+\frac{1}{4}{h}_{M+3,N+9}^{\′}\·\·\·\left(6\right)$

使用与以上相同的方法，按照3个载波中的1个的比例来对第M个码元进行传送路径的特性值估计。因此，对第M个码元进行时间方向内插而得到的传送路径的特性值可按式(7)表示。

[算式7]

{…，h_M，N-9′，h_M，N-6′，h_M，N-3′，h_M，N′，h_M，N+3′，h_M，N+6′，h_M，N+9′，h_M，N+12′，…}     …(7)

要想进行针对所有载波的传送路径的特性值估计，只要将时间方向内插后的传送路径的特性值在频率方向进行内插即可。频率方向的内插可使用例如FIR滤波器实现。如上所述，通过将傅里叶变换输出除以在时间方向和频率方向进行内插而得到的传送路径的特性值，可按下式(8)对所有载波进行解调。如果没有噪音、且所估计的传送路径的特性值正确，则解调结果与发送数据一致。

[算式8]

$c_{M,n}^{\′}=\frac{r_{M,n}}{h_{M,n}^{\′}}=\frac{h_{M,n}{c}_{M,n}+z_{M,n}}{h_{M,n}^{\′}}\·\·\·\left(8\right)$

根据以上方法，为了对1个码元进行解调，需要前后3个码元、合计7个码元的离散导频(在图2中由虚线包围的载波)。另外，在使用时间方向内插而不是线性内插且更多码元中的离散导频的情况下，为了对1个码元进行解调，需要更多码元。

这里，说明对时域信号进行傅里叶变换的定时给傅里叶变换输出带来的影响。式(1)表示在接收侧对准确去除了保护间隔后的信号进行了傅里叶变换的情况下的各载波。该傅里叶变换的(开始)定时是图3中标号A表示的定时。图3示出时域信号的1个码元，并示出傅里叶变换定时和进行傅里叶变换的区间。

对傅里叶变换定时比起傅里叶变换定时A朝前方偏移的情况进行说明。当傅里叶变换定时在保护间隔内、并且比起傅里叶变换定时A朝前方偏移的情况下，可对发送数据进行解调而不会进行码元间干扰。当以图3中的标号B所示的定时进行(开始)傅里叶变换时，此时得到的傅里叶变换输出可使用傅里叶变换定时A和傅里叶变换定时B之间的时间差τ和载频间隔f0来按式(9)表示。

[算式9]

      r_m，n＝h_m，nc_m，nexp[j2πnf₀τ]          …(9)

将式(9)和式(1)相比较可以看出，由于傅里叶变换定时偏移而使由τ和载频f决定的相位旋转加到各载波上。另外，在式(9)中，载频f由载频间隔f₀和n的积表示。因此，当在传送路径的特性值估计中需要多个码元的时间方向内插的情况下，由于傅里叶变换定时变更而使内插结果不具有期望的值。即，不能正确进行传送路径的特性值估计，解调结果发生差错，接收性能劣化。

本发明的目的是解决这种课题。

实施方式1

图1是示出本发明的实施方式1的接收装置的框图。图示的接收装置是接收被插入值(振幅和相位)是已知的导频信号的正交频分复用信号的装置，该接收装置具有：已知信号提供单元11、与天线12连接的调谐器13、A/D转换部14、数字正交解调部15、傅里叶变换部1、导频抽出部2、除法部3、时间方向内插部4、定时变更检测部5、频率方向内插部6、以及均衡部7，均衡部7的输出是载波的解调信号。

下面，对动作进行说明。

已知信号提供单元11是提供导频信号的发送时的值(振幅和相位)的单元，该单元包含存储例如发送时的值自身的存储器、或者存储生成发送时的值的生成多项式或生成规则的存储器。

从广播站广播的数字电视广播的广播波由接收装置的天线12接收，并作为RF信号被提供给调谐器13。调谐器13将RF信号变频成IF信号，A/D转换部14对来自调谐器13的IF信号进行数字化。数字正交解调部15对数字化后的IF信号进行正交解调，并输出基带的OFDM信号。

这样，变频成期望频率后的接收信号、即把所接收的正交频分复用信号变频成规定频带后的域信号被提供给傅里叶变换部1。

傅里叶变换部1以码元为单位按规定定时对所提供的信号进行傅里叶变换，即对由傅里叶变换定时信号FTS决定的信号区间进行傅里叶变换，并输出傅里叶变换结果。

导频抽出部2以傅里叶变换部1的输出为输入，抽出在发送侧所插入的导频信号并将其输出。导频抽出部2的输出被输入到除法部3。

除法部3通过将导频抽出部2的输出除以来自已知信号提供单元11的导频信号的已知信号(表示已知值的信号)，计算针对各码元的各导频信号的传送路径的特性值(频率响应)。

定时变更检测部5以傅里叶变换定时信号FTS为输入，检测傅里叶变换的定时是否变更，生成表示检测结果的信号TCC，并且生成表示傅里叶变换定时变更后的码元边界位于时间方向内插部4所使用的码元的何处的控制信号TCD，并将这些信号TCC和TCD输出到时间方向内插部4。

时间方向内插部4根据从定时变更检测部5所输出的控制信号TCC和TCD(表示由定时变更检测部5所检测的定时变化)，进行把除法部3的输出用作原始数据的时间方向的内插，从而生成内插数据，并将所生成的内插数据与原始数据(除法部3的输出)一起输出。

时间方向内插部4在进行上述内插时，使用在时间上位于前后的原始数据中的利用以与包含有要通过内插而生成的内插数据的码元相同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号而生成的原始数据，而不使用利用以与包含有要通过内插而生成的内插数据的码元不同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号而生成的原始数据。

例如，在针对要通过内插而生成的内插数据，时间上位于前面且最近的原始数据和时间上位于后面且最近的原始数据是使用以彼此相同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号而生成的情况下，时间方向内插部4通过进行根据上述两个原始数据而使用的内插来生成上述内插数据，另一方面，在针对要通过内插而生成的内插数据，时间上位于前面且最近的原始数据和时间上位于后面且最近的原始数据中的一方是使用以与包含有要通过内插而生成的内插数据的码元不同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号而生成的，另一方是使用以与包含有要通过内插而生成的内插数据的码元相同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号而生成的情况下，选择使用以该相同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号而生成的原始数据，把所选择的原始数据(的值)用作内插数据(的值)。

这种内插也称为“利用附近点选择的内插”，在本发明中有时也简称为“选择”。

内插可通过例如线性内插来进行，可通过使用例如FIR滤波器进行。

频率方向内插部6通过进行把时间方向内插部4的输出用作原始数据的频率方向内插来生成内插数据，并将所生成的内插数据与原始数据(时间方向内插部4的输出)一起输出。频率方向内插部4由例如FIR滤波器构成。

通过频率方向内插，可获得针对各码元的所有载波的所估计的传送路径的特性值。

在均衡部7中，将傅里叶变换部1的输出除以与其对应的频率方向内插部6的输出、即所估计的传送路径的特性值，并作为载波的解调信号来输出。

这里，对定时变更检测部5和时间方向内插部4的动作进行详细说明。另外，在以下说明中，假定离散导频按图2和图4所示配置。图4示出使用与图2相同的方法插入离散导频的情况下的载波。现在，假定在接收侧，第M-1个以前的码元以傅里叶变换定时A进行傅里叶变换，第M个以后的码元以傅里叶变换定时B(比定时A早的定时)进行傅里叶变换。假定在传送路径的特性值估计中的时间方向内插处理中采用使用了7个码元的导频信号的线性内插，则7个码元全部以傅里叶变换定时A进行了傅里叶变换后的码元为第M-4个码元以前的码元。同样，7个码元全部以傅里叶变换定时B进行了傅里叶变换后的码元为第M+3个码元以后的码元。因此，针对这些码元的传送路径的特性值的估计在时间方向内插部4中与现有方式一样进行时间方向内插处理。

下面，对第M-3个码元至第M+2个码元进行说明。这些码元由连续7个码元以傅里叶变换定时A进行了傅里叶变换后的信号和以傅里叶变换定时B进行了傅里叶变换后的信号构成。因此，在使用插入到这些信号内的导频信号进行时间方向内插的情况下，当使用以不同的傅里叶变换定时进行了傅里叶变换后的导频进行时间方向内插时，计算出错误的内插结果。因此，根据要计算的传送路径的特性值(估计值)是以哪个傅里叶变换定时进行了傅里叶变换后的信号，对除法部3的输出进行内插或选择来将其输出，从而进行时间内插。

首先，对在进行针对第M-3个码元的传送路径的特性值估计的情况下的时间方向内插部4的动作进行说明。此时成为时间方向内插的原始数据的导频信号是第M-6个码元至第M个码元的导频信号，其中第M-6个码元至第M-1个码元是使用傅里叶变换定时A进行了傅里叶变换后的码元。因此，第M-6个码元和第M-2个码元内包含的导频信号间的内插(把这些信号用作原始数据的内插)、以及第M-5个码元和第M-1个码元内包含的导频信号间的内插与以往一样进行线性内插。对于第M-3个码元内包含的导频信号，与该导频信号对应的传送路径的特性值从除法部3被输出，由于无需进行内插处理，因而将除法部3的输出(原始数据)照原样用作输出。另一方面，第M-4个码元和第M个码元内包含的导频信号间的内插由于傅里叶变换定时不同而不实施，而把针对要进行传送路径的特性值估计的码元(要计算传送路径的特性值的码元)、即使用与第M-3个码元相同的傅里叶变换定时的第M-4个码元内包含的导频信号的除法部3的输出用作时间方向内插部4的输出来输出。

具体示出上述动作。假定第M个码元的第N个载波是离散导频s_M，N，并把针对该载波的所估计的传送路径的特性值设为h_M，N′。此时，在第M-3个码元中，例如s_M-3，N+3是离散导频。因此，对于第N+3个载波，与该载波对应的传送路径的特性值从除法部3被输出，由于无需进行内插处理，因而将除法部3的输出照原样用作时间方向内插部4的输出。并且，对于第N+6个载波，如下式(10)所示，进行使用第M-6个码元和第M-2个码元内包含的导频信号的线性内插。

[算式10]

$h_{M-3,N+6}^{\′}=\frac{1}{4}{h}_{M-6,N+6}^{\′}+\frac{3}{4}{h}_{M-2,N+6}^{\′}\·\·\·\left(10\right)$

并且，对于第N+9个载波，使用第M-5个码元的第N+9个载波和第M-1个码元的第N+9个载波，如下式(11)所示进行线性内插来计算。

[算式11]

$h_{M-3,N+9}^{\′}=\frac{1}{2}{h}_{M-5,M+9}^{\′}+\frac{1}{2}{h}_{M-1,N+9}^{\′}\·\·\·\left(11\right)$

另一方面，对于第N个载波，不使用以不同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号，即仅使用以相同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号来进行内插，因而如下式(12)所示，将针对第M-4个码元的第N个载波的除法部3的输出照原样用作时间方向内插部4的输出来输出。

[算式12]

       h_M-3，N′＝h_M-4，N′     …(12)

使用与以上相同的方法，对于第M-3个码元，按照3个载波中的1个的比例来求出对除法部3的输出进行了时间方向内插或选择后的值，用作时间方向内插部4的输出来输出。

下面，对在进行针对第M-2个码元的传送路径的特性值估计的情况下的时间方向内插部4的动作进行说明。此时成为时间方向内插的原始数据的导频信号是第M-5个码元至第M+1个码元的导频信号，其中第M-5个码元至第M-1个码元是使用傅里叶变换定时A进行了傅里叶变换后的码元。因此，第M-5个码元和第M-1个码元内包含的导频信号间的内插与以往一样进行线性内插。并且，对于第M-2个码元内包含的导频信号，与该导频信号对应的传送路径的特性值从除法部3被输出，由于无需进行内插处理，因而将除法部3的输出照原样用作输出。另一方面，第M-4个码元和第M个码元内包含的导频信号间的内插、以及第M-3个码元和第M+1个码元内包含的导频信号间的内插由于傅里叶变换定时不同而不实施，而把针对要进行传送路径的特性值估计的码元(将求出传送路径的特性值的码元)、即使用与第M-2个码元相同的傅里叶变换定时的第M-4个码元内包含的导频信号和第M-3个码元内包含的导频信号的除法部3的输出用作时间方向内插部4的输出来输出。

具体示出上述动作。与上述一样，假定第M个码元的第N个载波是离散导频s_M，N，并把针对该载波的所估计的传送路径的特性值设为h_M，N′。此时，在第M-2个码元中，例如s_M-2，N+6是离散导频。因此，对于第N+6个载波，与该载波对应的传送路径的特性值从除法部3被输出，由于无需进行内插处理，因而把除法部3的输出照原样用作时间方向内插部4的输出。并且，对于第N+9个载波，如下式(13)所示，进行使用了第M-5个码元和第M-1个码元内包含的导频信号的线性内插。

[算式13]

$h_{M-2,N+9}^{\′}=\frac{1}{4}{h}_{M-5,N+9}^{\′}+\frac{3}{4}{h}_{M-1,N+9}^{\′}\·\·\·\left(13\right)$

另一方面，对于第N个载波，仅使用以相同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号来进行内插，因而如下式(14)所示，将针对第M-4个码元的第N个载波的除法部3的输出照原样用作时间方向内插部4的输出来输出。

[算式14]

       h_M-2，N′＝h_M-4，N′    …(14)

并且，对于第N+3个载波，仅使用以相同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号来进行内插，因而如下式(15)所示，将针对第M-3个码元的第N+3个载波的除法部3的输出照原样用作时间方向内插部4的输出来输出。

[算式15]

     h_M-2，N+3′＝h_M-3，N+3′      …(15)

使用与以上相同的方法，对于第M-2个码元，按照3个载波中的1个的比例来求出对除法部3的输出进行了时间方向内插或选择后的值，用作时间方向内插部4的输出来输出。

下面，对在进行针对第M-1个码元的传送路径的特性值估计的情况下的时间方向内插部4的动作进行说明。此时成为时间方向内插的原始数据的导频信号是第M-4个码元至第M+2个码元的导频信号，其中第M-4个码元至第M-1个码元是使用傅里叶变换定时A进行了傅里叶变换后的码元。首先，对于第M-1个码元内包含的导频信号，与该导频信号对应的传送路径的特性值从除法部3被输出，由于无需进行内插处理，因而将除法部3的输出照原样用作输出。另一方面，第M-4个码元和第M个码元内包含的导频信号间的内插、第M-3个码元和第M+1个码元内包含的导频信号间的内插、以及第M-2个码元和第M+2个码元内包含的导频信号间的内插由于傅里叶变换定时不同而不实施，而把针对要进行传送路径的特性值估计的码元(将求出传送路径的特性值的码元)、即使用与第M-1个码元相同的傅里叶变换定时的第M-4个码元内包含的导频信号、第M-3个码元内包含的导频信号以及第M-2个码元内包含的导频信号的除法部3的输出用作时间方向内插部4的输出来输出。

具体示出上述动作。与上述一样，假定第M个码元的第N个载波是离散导频s_M，N，并把针对该载波的所估计的传送路径的特性值设为h_M，N′。此时，在第M-1个码元中，例如s_M-1，N+9是离散导频。因此，对于第N+9个载波，与该载波对应的传送路径的特性值从除法部3被输出，由于无需进行内插处理，因而把除法部3的输出照原样用作时间方向内插部4的输出。

另一方面，对于第N个载波，仅使用以相同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号来进行内插，因而如下式(16)所示，将针对第M-4个码元的第N个载波的除法部3的输出照原样用作时间方向内插部4的输出来输出。

[算式16]

       h_M-1，N′＝h_M-4，N′  …(16)

并且，对于第N+3个载波，仅使用以相同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号来进行内插，因而如下式(17)所示，将针对第M-3个码元的第N+3个载波的除法部3的输出照原样用作时间方向内插部4的输出来输出。

[算式17]

        h_M-1，N+3′＝h_M-3，N+3′     …(17)

而且，对于第N+6个载波，仅使用以相同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号来进行内插，因而如下式(18)所示，将针对第M-2个码元的第N+6个载波的除法部3的输出照原样用作时间方向内插部4的输出来输出。

[算式18]

        h_M-1，N+6′＝h_M-2，N+6′     …(18)

使用与以上相同的方法，对于第M一1个码元，按照3个载波中的1个的比例来求出对除法部3的输出进行了时间方向内插或选择后的值，用作时间方向内插部4的输出来输出。

下面，对在进行针对第M个码元的传送路径的特性值估计的情况下的时间方向内插部4的动作进行说明。此时成为时间方向内插的原始数据的导频信号是第M一3个码元至第M+3个码元的导频信号，其中第M个码元至第M+3个码元是使用傅里叶变换定时B进行了傅里叶变换后的码元。首先，对于第M个码元内包含的导频信号，与该导频信号对应的传送路径的特性值从除法部3被输出，由于无需进行内插处理，因而将除法部3的输出照原样用作输出。另一方面，第M-3个码元和第M+1个码元内包含的导频信号间的内插、第M-2个码元和第M+2个码元内包含的导频信号间的内插以及第M-1个码元和第M+3个码元内包含的导频信号间的内插由于傅里叶变换定时不同而不实施，而把针对要估计传送路径的特性值的码元(将求出传送路径的特性值的码元)、即使用与第M个码元相同的傅里叶变换定时的第M+1个码元内包含的导频信号、第M+2个码元内包含的导频信号以及第M+3个码元内包含的导频信号的除法部3的输出用作时间方向内插部4的输出来输出。

具体示出上述动作。与上述一样，假定第M个码元的第N个载波是离散导频s_M，N，并把针对该载波的所估计的传送路径的特性值设为h_M，N′。此时，在第M个码元中，对于第N个载波，与该载波对应的传送路径的特性值从除法部3被输出，由于无需进行内插处理，因而把除法部3的输出照原样用作时间方向内插部4的输出。

另一方面，对于第N+3个载波，仅使用以相同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号来进行内插，因而如下式(19)所示，将针对第M+1个码元的第N+3个载波的除法部3的输出照原样用作时间方向内插部4的输出来输出。

[算式19]

         h_M，N+3′＝h_M+1，N+3′      …(19)

并且，对于第N+6个载波，仅使用以相同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号来进行内插，因而如下式(20)所示，将针对第M+2个码元的第N+6个载波的除法部3的输出照原样用作时间方向内插部4的输出来输出。

[算式20]

         h_M，N+6′＝H_M+2，N+6′      …(20)

而且，对于第N+9个载波，仅使用以相同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号来进行内插，因而如下式(21)所示，将针对第M+3个码元的第N+9个载波的除法部3的输出照原样用作时间方向内插部4的输出来输出。

[算式21]

         h_M，N+9′＝h_M+3，N+9′     …(21)

使用与以上相同的方法，对于第M个码元，按照3个载波中的1个的比例来求出对除法部3的输出进行了时间方向内插或选择后的值，用作时间方向内插部4的输出来输出。

下面，对在进行针对第M+1个码元的传送路径的特性值估计的情况下的时间方向内插部4的动作进行说明。此时成为时间方向内插的原始数据的导频信号是第M-2个码元至第M+4个码元的导频信号，其中第M个码元至第M+4个码元是使用傅里叶变换定时B进行了傅里叶变换后的码元。因此，第M个码元和第M+4个码元内包含的导频信号间的内插与以往一样进行线性内插。并且，对于第M+1个码元内包含的导频信号，与该导频信号对应的传送路径的特性值从除法部3被输出，由于无需进行内插处理，因而将除法部3的输出照原样用作输出。另一方面，第M-2个码元和第M+2个码元内包含的导频信号间的内插以及第M-1个码元和第M+3个码元内包含的导频信号间的内插由于傅里叶变换定时不同而不实施，而把针对要估计传送路径的特性值的码元(将求出传送路径的特性值的码元)、即使用与第M+1个码元相同的傅里叶变换定时的第M+2个码元内包含的导频信号以及第M+3个码元内包含的导频信号的除法部3的输出用作时间方向内插部4的输出来输出。

具体示出上述动作。与上述一样，假定第M个码元的第N个载波是离散导频s_M，N，并把针对该载波的所估计的传送路径的特性值设为h_M，N′。此时，在第M+1个码元中，对于第N+3个载波，与该载波对应的传送路径的特性值从除法部3被输出，由于无需进行内插处理，因而把除法部3的输出照原样用作时间方向内插部4的输出。并且，对于第N个载波，如下式(22)所示，进行使用了第M个码元和第M+4个码元内包含的导频信号的线性内插。

[算式22]

$h_{M+1,N}^{\′}=\frac{3}{4}{h}_{M,N}^{\′}+\frac{1}{4}{h}_{M+4,N}^{\′}\·\·\·\left(22\right)$

另一方面，对于第N+6个载波，仅使用以相同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号来进行内插，因而如下式(23)所示，将针对第M+2个码元的第N+6个载波的除法部3的输出照原样用作时间方向内插部4的输出来输出。

[算式23]

        h_M+1，N+6′＝h_M+2，N+6′     …(23)

并且，对于第N+9个载波，仅使用以相同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号来进行内插，因而如下式(24)所示，将针对第M+3个码元的第N+9个载波的除法部3的输出照原样用作时间方向内插部4的输出来输出。

[算式24]

        h_M+1，N+9′＝h_M+3，N+9′     …(24)

使用与以上相同的方法，对于第M+1个码元，按照3个载波中的1个的比例来求出对除法部3的输出进行了时间方向内插或选择后的值，用作时间方向内插部4的输出来输出。

下面，对在进行针对第M+2个码元的传送路径的特性值估计的情况下的时间方向内插部4的动作进行说明。此时成为时间方向内插的原始数据的导频信号是第M-1个码元至第M+5个码元的导频信号，其中第M个码元至第M+5个码元是使用傅里叶变换定时B进行了傅里叶变换后的码元。因此，第M个码元和第M+4个码元内包含的导频信号间的内插以及第M+1个码元和第M+5个码元内包含的导频信号间的内插与以往一样进行线性内插。并且，对于第M+2个码元内包含的导频信号，与该导频信号对应的传送路径的特性值从除法部3被输出，由于无需进行内插处理，因而将除法部3的输出照原样用作输出。另一方面，第M-1个码元和第M+3个码元内包含的导频信号间的内插由于傅里叶变换定时不同而不实施，而把针对要估计传送路径的特性值的码元(将求出传送路径的特性值的码元)、即使用与第M+2个码元相同的傅里叶变换定时的第M+3个码元内包含的导频信号的除法部3的输出用作时间方向内插部4的输出来输出。

具体示出上述动作。与上述一样，假定第M个码元的第N个载波是离散导频s_M，N，并把针对该载波的所估计的传送路径的特性值设为h_M，N′。此时，在第M+2个码元中，对于第N+6个载波，与该导频信号对应的传送路径的特性值从除法部3被输出，由于无需进行内插处理，因而把除法部3的输出照原样用作时间方向内插部4的输出。并且，对于第N个载波，如下式(25)所示，进行使用了第M个码元和第M+4个码元内包含的导频信号的线性内插。

[算式25]

$h_{M+2,N}^{\′}=\frac{1}{2}{h}_{M,N}^{\′}+\frac{1}{2}{h}_{M+4,N}^{\′}\·\·\·\left(25\right)$

并且，对于第N+3个载波，如下式(26)所示，进行使用了第M+1个码元和第M+5个码元内包含的导频信号的线性内插。

[算式26]

$h_{M+2,N+3}^{\′}=\frac{3}{4}{h}_{M+1,N+3}^{\′}+\frac{1}{4}{h}_{M+5,N+3}^{\′}\·\·\·\left(26\right)$

另一方面，对于第N+9个载波，仅使用以相同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号来进行内插，因而如下式(27)所示，将针对第M+3个码元的第N+9个载波的除法部3的输出照原样用作时间方向内插部4的输出来输出。

[算式27]

       h_M+2，N+9′＝h_M+3，N+9′    …(27)

使用与以上相同的方法，对于第M+2个码元，按照3个载波中的1个的比例来求出对除法部3的输出进行了时间方向内插或选择后的值，用作时间方向内插部4的输出来输出。

另外，在时间方向内插部4中，可取代时间方向内插而输出选择了除法部3的输出的信号来进行传送路径的特性值估计，这是基于以下想法的，即：在传送路径的时间变化针对码元长度十分缓慢的假定下，能使用上述方法近似计算出传送路径的特性值(频率响应)。

如上所示，在本发明的实施方式1的接收装置中，对傅里叶变换定时信号FTS变更进行检测，在针对其前后码元的传送路径的特性值估计中，切换时间方向的内插处理，以便执行线性内插和选择中的任一适当方法，能减少由傅里叶变换定时的变更引起的时间方向内插处理的误动作，因而与现有方法相比能正确地进行传送路径的特性值估计，能提高接收机的接收性能。

另外，在以上例中，对于要通过内插而生成的内插数据，使用时间上位于前面且最近的原始数据和时间上位于后面且最近的原始数据来进行内插，然而可以把除此以外的数据用作原始数据来进行内插。并且，示出了通过使用根据2个导频信号计算出的传送路径的特性值(频率响应)的线性内插来实现时间方向的内插处理的情况，然而作为时间方向的内插处理，也可以进行使用根据3个以上的导频信号分别计算出的传送路径的特性值(除法部3的输出)的内插处理。在该情况下的内插处理中，可考虑使用FIR滤波器的内插、使用样条内插的内插等各种信号处理。然而，无论在进行哪种内插处理的情况下，在傅里叶变换定时变更的情况下，都使用相同方法选择并输出针对以与包含有与要通过内插而求出的特性值对应的载波的码元相同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号的传送路径的特性值(除法部3的输出)。在该情况下，在有多个可选择的导频信号的情况下，利用时间上最接近要估计传送路径的特性值的码元(要通过内插而求出传送路径的特性值的码元)的码元的导频信号。

实施方式2

在实施方式1中，构成为切换使用了2个以上的信号的内插处理或者选择任一信号的选择处理来实现在傅里叶变换定时变更的情况下的传送路径的特性值估计用的时间方向内插，然而接下来示出以下实施方式，即：在傅里叶变换定时变更的情况下，适当校正在傅里叶变换输出中产生的载波的相位旋转，通过利用该结果的时间方向内插处理来进行传送路径的特性值估计。

图5是示出本发明的实施方式2的接收装置的框图。在图5中，标号11、12、13、14、15、1、2、3、5、6和7表示的构件与在实施方式1中所示的构件相同。实施方式2的接收装置具有时间方向内插部10来取代实施方式1的时间方向内插部4，并具有定时变更量检测部8和相位校正部9。

下面，对动作进行说明。标号11、12、13、14、15、1、2、3、5、6和7表示的构件与在实施方式1中所示的构件一样进行动作。

定时变更检测部5以傅里叶变换定时信号FTS为输入，检测傅里叶变换定时是否变更，生成表示检测结果的信号TCC，将其输出到定时变更量检测部8，并且生成表示傅里叶变换定时变更后的码元边界位于时间方向内插部10使用的码元的何处的控制信号TCD，将其输出到时间方向内插部10。

定时变更量检测部8检测傅里叶变换(的开始)的定时的变更量。

在定时变更检测部5检测出定时变化时，相位校正部9根据从定时变更量检测部8所输出的定时变更量，校正从除法单元3所输出的传送路径的特性值的相位，并把相位校正后的传送路径的特性值与相位校正前的传送路径的特性值(除法部3的输出)一起输出。

时间方向内插部10根据从定时变更检测部5所输出的控制信号TCD(表示由定时变更检测部5所检测的定时变化)，把相位校正部9的输出(相位校正后的传送路径的特性值和相位校正前的传送路径的特性值)用作原始数据来进行时间方向的内插，并将通过内插而生成的数据(内插数据)与原始数据(相位校正部9的输出)一起输出。时间方向内插部10由例如FIR滤波器构成。

例如，时间方向内插部4通过针对要通过内插而生成的内插数据，进行使用时间上位于前面且最近的原始数据(根据需要进行了相位校正后的数据)和时间上位于后面且最近的原始数据(根据需要进行了相位校正后的数据)的内插，生成上述内插数据。

频率方向内插部6通过把时间方向内插部10的输出用作原始数据来进行频率方向的内插，将通过内插而生成的数据(内插数据)与原始数据(时间方向内插部10的输出)一起输出。频率方向内插部4由例如FIR滤波器构成。

通过频率方向内插，可获得针对各码元的所有载波的所估计的传送路径的特性值。

相位校正部9中的相位校正对由于傅里叶变换定时变更而产生的各载波的相位旋转进行校正，其结果，能在傅里叶变换定时变更前后的码元间进行导频信号间的时间方向内插。

定时变更量检测部8以信号TCC和傅里叶变换定时信号FTS为输入，检测在傅里叶变换定时变更的情况下的变更量τ。图6示出傅里叶变换定时信号FTS和傅里叶变换部1的输入信号之间的关系。如图6所示，傅里叶变换定时信号FTS通常(傅里叶变换定时未变更时)是把接收信号的码元长度用作1周期的信号，因而傅里叶变换定时信号FTS的变更量τ可通过观测该周期中的特定相位(例如各周期的开始点)与实际输入的傅里叶变换定时信号FTS之间的时间差来计算。

这里，对由定时变更量检测部8检测的时间差与由相位校正部9校正的相位校正量之间的关系进行说明。现在，假定在接收侧对准确去除了保护间隔后的信号进行了傅里叶变换的情况下的第m个码元中的第n个傅里叶变换输出由上述的式(1)表示。然后，假定在第m+1的码元中，傅里叶变换的开始定时早出时间τ。然而，假定τ比保护间隔长度短，并假定不发生码元间干扰。把针对第m+1的码元的特性值(频率响应)设为h_m+1，n，则第m+1的码元中的第n个傅里叶变换输出与上述的式(9)一样，可按式(28)表示。

[算式28]

       r_m+1，n＝h_m+1，nc_m+1，nexp[j2πnf₀τ]       …(28)

从式(1)和式(28)可以看出，由于傅里叶变换定时的变更而使第n个载波的相位旋转。因此，在相位校正部9中，只要根据由定时变更量检测部8检测的时间差进行相位校正即可。例如，假定在第n个载波中，以4个码元为周期插入导频信号，并假定与第m个码元中的傅里叶变换定时相比，第m+1的码元中的傅里叶变换定时早出τ，则相位校正量θ可按式(29)表示。

[算式29]

        θ_n＝2πnf₀τ     …(29)

相位校正部9对除法部3的输出是否进行相位校正，这是根据傅里叶变换定时是否变更、以及在均衡部7中均衡哪个码元来决定的。即，在时间方向内插部10使用的所有码元以相同的傅里叶变换定时进行傅里叶变换的情况下，不进行相位校正。并且，在时间方向内插部10使用的码元以不同的傅里叶变换定时进行傅里叶变换的情况下，根据在均衡部7中均衡以哪个傅里叶变换定时进行傅里叶变换后的码元，进行相位校正。具体地说，按照式(29)对以与要均衡的码元不同的傅里叶变换定时进行了傅里叶变换后的码元进行相位校正。换句话说，在时间方向内插部10中把使用以与包含有要通过内插而求出的内插数据(传送路径的特性值)的码元不同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号而计算的传送路径的特性值用作原始数据来进行内插的情况下，将对该原始数据进行了相位校正后的数据用于时间方向内插部10中的内插。

相位校正部9的输出被输入到时间方向内插部10，根据定时变更检测部5的输出进行时间方向内插处理。这里，对时间方向内插部10的动作进行详细说明。另外，在以下说明中，假定离散导频如图4所示配置。现在，假定在接收侧，第M-1个以前的码元以傅里叶变换定时A进行傅里叶变换，第M个以后的码元以傅里叶变换定时B进行傅里叶变换。假定在用于求出传送路径的特性值的时间方向内插处理中采用使用了7个码元的导频信号的线性内插，则7个码元全部以傅里叶变换定时A进行了傅里叶变换后的码元为第M-4个码元以前的码元。同样，7个码元全部以傅里叶变换定时B进行了傅里叶变换后的码元为第M+3个码元以后的码元。因此针对这些码元的传送路径的特性值的估计由于无需进行相位校正，因而在时间方向内插部10中与现有方式一样进行时间方向内插处理。

下面，对第M-3个码元至第M+2个码元进行说明。这些码元由连续7个码元以傅里叶变换定时A进行了傅里叶变换后的信号和以傅里叶变换定时B进行了傅里叶变换后的信号构成。因此，在使用插入到这些信号内的导频信号来进行时间方向内插的情况下，当使用以不同的傅里叶变换定时进行了傅里叶变换后的导频来进行时间方向内插时，计算出错误的内插结果。因此，根据要计算的传送路径的特性值(估计值)是以哪个傅里叶变换定时进行了傅里叶变换后的信号，换句话说，根据由均衡部7进行均衡的码元，决定是否在相位校正部9中对除法部3的输出进行相位校正，并进行时间方向内插处理。

首先，对在进行针对第M-3个码元的传送路径的特性值估计的情况下的时间方向内插部10的动作进行说明。此时成为时间方向内插的原始数据的导频信号是第M-6个码元至第M个码元的导频信号，其中第M-6个码元至第M-1个码元是使用傅里叶变换定时A进行了傅里叶变换后的码元。因此，第M-6个码元和第M-2个码元内包含的导频信号间的内插、以及第M-5个码元和第M-1个码元内包含的导频信号间的内插与以往一样进行线性内插。并且，对于第M-3个码元内包含的导频信号，与该导频信号对应的传送路径的特性值从除法部3被输出，由于无需进行内插处理，因而在相位校正部9中不进行相位校正，将除法部3的输出照原样用作输出。另一方面，第M-4个码元和第M个码元内包含的导频信号间的内插在相位校正部9中对针对第M个码元内包含的导频信号的除法部3的输出进行相位校正，对该相位校正后的结果和针对第M-4个码元内包含的导频信号的除法部3的输出进行线性内插，用作时间方向内插部10的输出来输出。该情况下的相位校正量依照式(28)。

具体示出上述动作。假定第M个码元的第N个载波是离散导频s_M，N，并把针对该载波的所估计的传送路径的特性值设为h_M，N′。此时，在第M-3个码元中，例如s_M-3，N+3是离散导频。因此，对于第N+3个载波，与该载波对应的传送路径的特性值从除法部3被输出，由于无需进行内插处理，因而在相位校正部9中不进行相位校正，将除法部3的输出照原样用作时间方向内插部10的输出。并且，对于第N+6个载波和第N+9个载波，与实施方式1一样，分别进行使用了第M-6个码元和第M-2个码元内包含的导频信号的线性内插、以及使用了第M-5个码元和第M-1个码元内包含的导频信号的线性内插，用作时间方向内插部10的输出。

另一方面，对于第N个载波，如下式(30)所示，在相位校正部9中仅对针对第M个码元的除法部3的输出进行相位校正，进行线性内插，用作时间方向内插部10的输出来输出。

[算式30]

$h_{M-3,N}^{\′}=\frac{1}{4}{h}_{M,N}^{\′}\exp [-j2\mathrm{\πN}{f}_0\mathrm{\τ}]+\frac{3}{4}{h}_{M-4,N}^{\′}\·\·\·\left(30\right)$

使用与以上相同的方法，对于第M-3个码元，按照3个载波中的1个的比例来进行线性内插，用作时间方向内插部10的输出来输出。

下面，对在进行针对第M-2个码元的传送路径的特性值估计的情况下的时间方向内插部10的动作进行说明。此时成为时间方向内插的原始数据的导频信号是第M-5个码元至第M+1个码元的导频信号，其中第M-5个码元至第M-1个码元是使用傅里叶变换定时A进行了傅里叶变换后的码元。因此，第M-5个码元和第M-1个码元内包含的导频信号间的内插与以往一样进行线性内插。并且，对于第M-2个码元内包含的导频信号，与该导频信号对应的传送路径的特性值从除法部3被输出，由于无需进行内插处理，因而在相位校正部9中不进行相位校正，将除法部3的输出照原样用作输出。另一方面，第M-4个码元和第M个码元内包含的导频信号间的内插在相位校正部9中对针对第M个码元内包含的导频信号的除法部3的输出进行相位校正，对该相位校正后的结果和针对第M-4个码元内包含的导频信号的除法部3的输出进行线性内插，用作时间方向内插部10的输出来输出。同样，第M-3个码元和第M+1个码元内包含的导频信号间的内插在相位校正部9中对针对第M+1个码元内包含的导频信号的除法部3的输出进行相位校正，对该相位校正后的结果和针对第M-3个码元内包含的导频信号的除法部3的输出进行线性内插，用作时间方向内插部10的输出来输出。

具体示出上述动作。与上述一样，假定第M个码元的第N个载波是离散导频s_M，N，并把针对该载波的所估计的传送路径的特性值设为h_M，N′。此时，在第M-2个码元中，例如s_M-2，N+6是离散导频。因此，对于第N+6个载波，与该载波对应的传送路径的特性值从除法部3被输出，由于无需进行内插处理，因而在相位校正部9中不进行相位校正，将除法部3的输出照原样用作时间方向内插部10的输出。并且，对于第N+9个载波，与实施方式1一样，进行使用了第M-5个码元和第M-1个码元内包含的导频信号的线性内插。

另一方面，对于第N个载波，如下式(31)所示，在相位校正部9中仅对针对第M个码元的除法部3的输出进行相位校正，进行线性内插，用作时间方向内插部10的输出来输出。

[算式31]

$h_{M-2,N}^{\′}=\frac{1}{2}{h}_{M,N}^{\′}\exp [-j2\mathrm{\πN}{f}_0\mathrm{\τ}]+\frac{1}{2}{h}_{M-4,N}^{\′}\·\·\·\left(31\right)$

并且，对于第N+3个载波，如下式(32)所示，在相位校正部9中仅对针对第M+3个码元的除法部3的输出进行相位校正，进行线性内插，用作时间方向内插部10的输出来输出。

[算式32]

$h_{M-2,N+3}^{\′}=\frac{1}{4}{h}_{M+1,N+5}^{\′}\exp [-j2\mathrm{\π}(N+3)f_0\mathrm{\τ}]+\frac{3}{4}{h}_{M-3,N+3}^{\′}\·\·\·\left(32\right)$

使用与以上相同的方法，对于第M-2个码元，按照3个载波中的1个的比例来进行线性内插，用作时间方向内插部10的输出来输出。

下面，对在进行针对第M-1个码元的传送路径的特性值估计的情况下的时间方向内插部10的动作进行说明。此时成为时间方向内插的原始数据的导频信号是第M-4个码元至第M+2个码元的导频信号，其中第M-4个码元至第M-1个码元是使用傅里叶变换定时A进行了傅里叶变换后的码元。首先，对于第M-1个码元内包含的导频信号，与该导频信号对应的传送路径的特性值从除法部3被输出，由于无需进行内插处理，因而在相位校正部9中不进行相位校正，将除法部3的输出照原样用作输出。另一方面，第M-4个码元和第M个码元内包含的导频信号间的内插在相位校正部9中对针对第M个码元内包含的导频信号的除法部3的输出进行相位校正，对该相位校正后的结果和针对第M-4个码元内包含的导频信号的除法部3的输出进行线性内插，用作时间方向内插部10的输出来输出。同样，第M-3个码元和第M+1个码元内包含的导频信号间的内插在相位校正部9中对针对第M+1个码元内包含的导频信号的除法部3的输出进行相位校正，对该相位校正后的结果和针对第M-3个码元内包含的导频信号的除法部3的输出进行线性内插，用作时间方向内插部10的输出来输出。并且，第M-2个码元和第M+2个码元内包含的导频信号间的内插在相位校正部9中对针对第M+2个码元内包含的导频信号的除法部3的输出进行相位校正，对该相位校正后的结果和针对第M-2个码元内包含的导频信号的除法部3的输出进行线性内插，用作时间方向内插部10的输出来输出。

具体示出上述动作。与上述一样，假定第M个码元的第N个载波是离散导频s_M，N，并把针对该载波的所估计的传送路径的特性值设为h_M，N′。此时，在第M-1个码元中，例如s_M-1，N+9是离散导频。因此，对于第N+9个载波，与该载波对应的传送路径的特性值从除法部3被输出，由于无需进行内插处理，因而在相位校正部9中不进行相位校正，将除法部3的输出照原样用作时间方向内插部10的输出。

另一方面，对于第N个载波，如下式(33)所示，在相位校正部9中仅对针对第M个码元的除法部3的输出进行相位校正，进行线性内插，用作时间方向内插部10的输出来输出。

[算式33]

$h_{M-1,N}^{\′}=\frac{3}{4}{h}_{M,N}^{\′}\exp [-j2\mathrm{\πN}{f}_0\mathrm{\τ}]+\frac{1}{4}{h}_{M-4,N}^{\′}\·\·\·\left(33\right)$

并且，对于第N+3个载波，如下式(34)所示，在相位校正部9中仅对针对第M+1个码元的除法部3的输出进行相位校正，进行线性内插，用作时间方向内插部10的输出来输出。

[算式34]

$h_{M-1,N+3}^{\′}=\frac{1}{2}{h}_{M+1,N+3}^{\′}\exp [-j2\mathrm{\π}(N+3)f_0\mathrm{\τ}]+\frac{1}{2}{h}_{M-3,N+3}^{\′}\·\·\·\left(34\right)$

而且，对于第N+6个载波，如下式(35)所示，在相位校正部9中仅对针对第M+2个码元的除法部3的输出进行相位校正，进行线性内插，用作时间方向内插部10的输出来输出。

[算式35]

$h_{M-1,N+6}^{\′}=\frac{1}{4}{h}_{M+2,N+6}^{\′}\exp [-j2\mathrm{\π}(N+6)f_0\mathrm{\τ}]+\frac{3}{4}{h}_{M-2,N+6}^{\′}\·\·\·\left(35\right)$

使用与以上相同的方法，对于第M-1个码元，按照3个载波中的1个的比例来进行线性内插，用作时间方向内插部10的输出来输出。

下面，对在进行针对第M个码元的传送路径的特性值估计的情况下的时间方向内插部10的动作进行说明。此时成为时间方向内插的原始数据的导频信号是第M-3个码元至第M+3个码元的导频信号，其中第M个码元至第M+3个码元是使用傅里叶变换定时B进行了傅里叶变换后的码元。首先，对于第M个码元内包含的导频信号，与该导频信号对应的传送路径的特性值从除法部3被输出，由于无需进行内插处理，因而在相位校正部9中不进行相位校正，将除法部3的输出照原样用作输出。另一方面，第M-3个码元和第M+1个码元内包含的导频信号间的内插在相位校正部9中对针对第M-3个码元内包含的导频信号的除法部3的输出进行相位校正，对该相位校正后的结果和针对第M+1个码元内包含的导频信号的除法部3的输出进行线性内插，用作时间方向内插部10的输出来输出。同样，第M-2个码元和第M+2个码元内包含的导频信号间的内插在相位校正部9中对针对第M-2个码元内包含的导频信号的除法部3的输出进行相位校正，对该相位校正后的结果和针对第M+2个码元内包含的导频信号的除法部3的输出进行线性内插，用作时间方向内插部10的输出来输出。并且，第M-1个码元和第M+3个码元内包含的导频信号间的内插在相位校正部9中对针对第M-1个码元内包含的导频信号的除法部3的输出进行相位校正，对该相位校正后的结果和针对第M+3个码元内包含的导频信号的除法部3的输出进行线性内插，用作时间方向内插部10的输出来输出。

具体示出上述动作。与上述一样，假定第M个码元的第N个载波是离散导频s_M，N，并把针对该载波的所估计的传送路径的特性值设为h_M，N′。此时，在第M个码元中，对于第N个载波，与该载波对应的传送路径的特性值从除法部3被输出，由于无需进行内插处理，因而在相位校正部9中不进行相位校正，将除法部3的输出照原样用作时间方向内插部10的输出。

另一方面，对于第N+3个载波，如下式(36)所示，在相位校正部9中仅对针对第M-3个码元的除法部3的输出进行相位校正，进行线性内插，用作时间方向内插部10的输出来输出。

[算式36]

$h_{M,N+3}^{\′}=\frac{1}{4}{h}_{M-3,N+3}^{\′}\exp [-j2\mathrm{\π}(N+3)f_0\mathrm{\τ}]+\frac{3}{4}{h}_{M+1,N+3}^{\′}\·\·\·\left(36\right)$

并且，对于第N+6个载波，如下式(37)所示，在相位校正部9中仅对针对第M-2个码元的除法部3的输出进行相位校正，进行线性内插，用作时间方向内插部10的输出来输出。

[算式37]

$h_{M,N+6}^{\′}=\frac{1}{2}{h}_{M-2,N+6}^{\′}\exp [-j2\mathrm{\π}(N+6)f_0\mathrm{\τ}]+\frac{1}{2}{h}_{M+2,N+6}^{\′}\·\·\·\left(37\right)$

而且，对于第N+9个载波，如下式(38)所示，在相位校正部9中仅对针对第M-1个码元的除法部3的输出进行相位校正，进行线性内插，用作时间方向内插部10的输出来输出。

[算式38]

$h_{M,N+9}^{\′}=\frac{3}{4}{h}_{M-1,N+9}^{\′}\exp [-j2\mathrm{\π}(N+9)f_0\mathrm{\τ}]+\frac{1}{4}{h}_{M+3,N+9}^{\′}\·\·\·\left(38\right)$

使用与以上相同的方法，对于第M个码元，按照3个载波中的1个的比例来进行线性内插，用作时间方向内插部10的输出来输出。

下面，对在进行针对第M+1个码元的传送路径的特性值估计的情况下的时间方向内插部10的动作进行说明。此时成为时间方向内插的原始数据的导频信号是第M-2个码元至第M+4个码元的导频信号，其中第M个码元至第M+4个码元是使用傅里叶变换定时B进行了傅里叶变换后的码元。因此，第M个码元和第M+4个码元内包含的导频信号间的内插与以往一样进行线性内插。并且，对于第M+1个码元内包含的导频信号，与该导频信号对应的传送路径的特性值从除法部3被输出，由于无需进行内插处理，因而在相位校正部9中不进行相位校正，将除法部3的输出照原样用作输出。另一方面，第M-2个码元和第M+2个码元内包含的导频信号间的内插在相位校正部9中对针对第M-2个码元内包含的导频信号的除法部3的输出进行相位校正，对该相位校正后的结果和针对第M+2个码元内包含的导频信号的除法部3的输出进行线性内插，用作时间方向内插部10的输出来输出。同样，第M-1个码元和第M+3个码元内包含的导频信号间的内插在相位校正部9中对针对第M-1个码元内包含的导频信号的除法部3的输出进行相位校正，对该相位校正后的结果和针对第M+3个码元内包含的导频信号的除法部3的输出进行线性内插，用作时间方向内插部10的输出来输出。

具体示出上述动作。与上述一样，假定第M个码元的第N个载波是离散导频s_M，N，并把针对该载波的所估计的传送路径的特性值设为h_M，N′。此时，在第M+1个码元中，对于第N+3个载波，与该载波对应的传送路径的特性值从除法部3被输出，由于无需进行内插处理，因而在相位校正部9中不进行相位校正，将除法部3的输出照原样用作时间方向内插部10的输出。并且，对于第N个载波，与实施方式1一样，进行使用了第M个码元和第M+4个码元内包含的导频信号的线性内插。

另一方面，对于第N+6个载波，如下式(39)所示，在相位校正部9中仅对针对第M-2个码元的除法部3的输出进行相位校正，进行线性内插，用作时间方向内插部10的输出来输出。

[算式39]

$h_{M+1,N+6}^{\′}=\frac{1}{4}{h}_{M-2,N+6}^{\′}\exp [-j2\mathrm{\π}(N+6)f_0\mathrm{\τ}]+\frac{3}{4}{h}_{M+2,N+6}^{\′}\·\·\·\left(39\right)$

并且，对于第N+9个载波，如下式(40)所示，在相位校正部9中仅对针对第M-1个码元的除法部3的输出进行相位校正，进行线性内插，用作时间方向内插部10的输出来输出。

[算式40]

$h_{M+1,N+9}^{\′}=\frac{1}{2}{h}_{M-1,N+9}^{\′}\exp [-j2\mathrm{\π}(N+9)f_0\mathrm{\τ}]+\frac{1}{2}{h}_{M+3,N+9}^{\′}\·\·\·\left(40\right)$

使用与以上相同的方法，对于第M+1个码元，按照3个载波中的1个的比例来进行线性内插，用作时间方向内插部10的输出来输出。

下面，对在进行针对第M+2个码元的传送路径的特性值估计的情况下的时间方向内插部10的动作进行说明。此时成为时间方向内插的原始数据的导频信号是第M-1个码元至第M+5个码元的导频信号，其中第M个码元至第M+5个码元是使用傅里叶变换定时B进行了傅里叶变换后的码元。因此，第M个码元和第M+4个码元内包含的导频信号间的内插以及第M+1个码元和第M+5个码元内包含的导频信号间的内插与以往一样进行线性内插。并且，对于第M+2个码元内包含的导频信号，与该导频信号对应的传送路径的特性值从除法部3被输出，由于无需进行内插处理，因而在相位校正部9中不进行相位校正，将除法部3的输出照原样用作输出。另一方面，第M-1个码元和第M+3个码元内包含的导频信号间的内插在相位校正部9中对针对第M-1个码元内包含的导频信号的除法部3的输出进行相位校正，对该相位校正后的结果和针对第M+3个码元内包含的导频信号的除法部3的输出进行线性内插，用作时间方向内插部10的输出来输出。

具体示出上述动作。与上述一样，假定第M个码元的第N个载波是离散导频s_M，N，并把针对该载波的所估计的传送路径的特性值设为h_M，N′。此时，在第M+2个码元中，对于第N+6个载波，与该载波对应的传送路径的特性值从除法部3被输出，由于无需进行内插处理，因而在相位校正部9中不进行相位校正，将除法部3的输出照原样用作时间方向内插部10的输出。并且，对于第N个载波，与实施方式1一样，进行使用了第M个码元和第M+4个码元内包含的导频信号的线性内插。并且，对于第N+3个载波，与实施方式1一样，进行使用了第M+1个码元和第M+5个码元内包含的导频信号的线性内插。

另一方面，对于第N+9个载波，如下式(41)所示，在相位校正部9中仅对针对第M-1个码元的除法部3的输出进行相位校正，进行线性内插，用作时间方向内插部10的输出来输出。

[算式41]

$h_{M+2,N+9}^{\′}=\frac{1}{4}{h}_{M-1,N+9}^{\′}\exp [-j2\mathrm{\π}(N+9)f_0\mathrm{\τ}]+\frac{3}{4}{h}_{M+3,N+9}^{\′}\·\·\·\left(41\right)$

使用与以上相同的方法，对于第M+2个码元，按照3个载波中的1个的比例来进行线性内插，用作时间方向内插部10的输出来输出。

如上所示，在本发明的实施方式2的接收装置中构成为，检测傅里叶变换定时信号FTS变更的情况，并检测其变动量，在针对变更前后的码元的传送路径的特性值估计中，进行与傅里叶变换定时的变动量对应的相位校正的同时实施时间方向的内插处理，因而能减少由傅里叶变换定时的变更引起的时间方向内插处理的误动作，与现有方法相比能正确地进行传送路径的特性值估计，能提高接收机的接收性能。

另外，在以上例中，对于要通过内插而生成的内插数据，使用时间上位于前面且最近的原始数据和时间上位于后面且最近的原始数据来进行内插，然而也可以把除此以外的数据用作原始数据来进行内插。并且，示出了通过使用根据2个导频信号计算出的传送路径的特性值(频率响应)的线性内插来实现时间方向的内插处理的情况，然而作为时间方向内插处理，也可以进行使用根据3个以上的导频信号分别计算出的传送路径的特性值(相位校正部9的输出)的内插处理。在该情况下的内插处理中，可考虑使用FIR滤波器的内插、使用样条内插的内插等各种信号处理。然而，无论在进行哪种内插处理的情况下，在傅里叶变换定时变更的情况下，都使用相同方法对以与应均衡的码元不同的傅里叶变换定时进行了傅里叶变换后的码元进行相位校正，实施内插处理并输出传送路径的特性值。然而，相位校正值是根据在以要均衡的码元的傅里叶变换定时为基准的情况下的定时变动量，与上述的式(29)一样计算的。

产业上的可利用性

作为本发明的应用例，可应用于使用了正交频分复用方式的地面数字广播的接收机。

Claims (8)

1.一种接收装置，该接收装置把码元用作传送单位来接收正交频分复用信号，所述码元包含有有效码元和保护间隔，该有效码元是通过将信息分配给多个载波并进行调制而生成的，该保护间隔是通过复制该有效码元的一部分的信号波形而生成的，所述正交频分复用信号在上述码元内包含有导频信号，该导频信号针对各码元被插入到不同的频率位置、且发送时的值是已知的，该接收装置的特征在于，该接收装置具有：

傅里叶变换单元，其以上述码元为单位对通过变频成期望频率而得到的接收信号进行傅里叶变换；

导频抽出单元，其从上述傅里叶变换单元的输出中抽出导频信号；

除法单元，其将由上述导频抽出单元所抽出的导频信号的值除以该导频信号的已知值，计算针对各码元的各导频信号的传送路径的特性值；

定时变更检测单元，其检测上述傅里叶变换单元中的傅里叶变换定时发生了变化的情况；

时间方向内插单元，其根据由上述定时变更检测单元所检测的定时变化，进行把从上述除法单元所输出的针对各码元的各导频信号的传送路径的特性值用作原始数据的时间方向内插，来生成内插数据，并将所生成的内插数据与来自上述除法单元的原始数据一起输出；

频率方向内插单元，其进行把上述时间方向内插单元的输出用作原始数据的频率方向内插，来生成内插数据，并将所生成的内插数据与来自上述时间方向内插单元的原始数据一起输出；以及

均衡单元，其将上述傅里叶变换单元的输出除以上述频率方向内插单元的输出，并针对各载波进行解调；

上述时间方向内插单元使用在时间上位于前后的原始数据中的利用以与包含有要通过内插而生成的内插数据的码元相同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号而生成的原始数据，而且不使用利用以与包含有要通过内插而生成的内插数据的码元不同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号而生成的原始数据，进行上述内插。

2.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于，

上述时间方向内插单元

针对要通过内插而生成的内插数据，当时间上位于前面且最近的原始数据和时间上位于后面且最近的原始数据是使用以彼此相同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号而生成的情况下，通过进行使用了上述两个原始数据的内插来生成上述内插数据，

针对要通过内插而生成的内插数据，当时间上位于前面且最近的原始数据和时间上位于后面且最近的原始数据中的一方是使用以与包含有要通过内插而生成的内插数据的码元不同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号而生成的，另一方是使用以与包含有要通过内插而生成的内插数据的码元相同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号而生成的情况下，选择使用以该相同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号而生成的原始数据，将其用作内插数据。

3.一种接收装置，该接收装置把码元用作传送单位来接收正交频分复用信号，所述码元包含有有效码元和保护间隔，该有效码元是通过将信息分配给多个载波并进行调制而生成的，该保护间隔是通过复制该有效码元的一部分的信号波形而生成的，所述正交频分复用信号在上述码元内包含有导频信号，该导频信号针对各码元被插入到不同的频率位置、且发送时的值是已知的，该接收装置的特征在于，该接收装置具有：

傅里叶变换单元，其以上述码元为单位对通过变频成期望频率而得到的接收信号进行傅里叶变换；

导频抽出单元，其从上述傅里叶变换单元的输出中抽出导频信号；

除法单元，其将由上述导频抽出单元所抽出的导频信号的值除以该导频信号的已知值，计算针对各码元的各导频信号的传送路径的特性值；

定时变更检测单元，其检测上述傅里叶变换单元中的傅里叶变换定时发生了变化的情况；

定时变更量检测单元，其检测上述傅里叶变换定时的变更量；

相位校正单元，其根据从上述定时变更量检测单元所输出的定时变更量，校正从上述除法单元所输出的传送路径特性值的相位，以消除上述定时变化带来的影响，并输出相位校正后的传送路径的特性值和相位校正前的传送路径的特性值；

时间方向内插单元，其根据由上述定时变更检测单元所检测的定时变化，进行把从上述相位校正单元所输出的针对各码元的各导频信号的相位校正后的传送路径的特性值和相位校正前的传送路径的特性值用作原始数据的时间方向内插，来生成内插数据，并将所生成的内插数据与来自上述除法单元的原始数据一起输出；

频率方向内插单元，其进行把上述时间方向内插单元的输出用作原始数据的频率方向内插，来生成内插数据，并将所生成的内插数据与来自上述时间方向内插单元的原始数据一起输出；以及

均衡单元，其将上述傅里叶变换单元的输出除以上述频率方向内插单元的输出，并针对各载波进行解调。

4.根据权利要求3所述的接收装置，其特征在于，上述相位校正单元针对各码元内的第n个载波，根据下述的式

θ_n＝2πnf₀τ

来求出上述相位校正量，其中，n是大于等于1的自然数，θ_n是上述相位校正量，f₀是各码元内的载频间隔，τ是由上述定时变更量检测单元所检测的上述定时的变更量。

5.一种接收方法，该接收方法把码元用作传送单位来接收正交频分复用信号，所述码元包含有有效码元和保护间隔，该有效码元是通过将信息分配给多个载波并进行调制而生成的，该保护间隔是通过复制该有效码元的一部分的信号波形而生成的，所述正交频分复用信号在上述码元内包含有导频信号，该导频信号针对各码元被插入到不同的频率位置、且发送时的值是已知的，该接收方法的特征在于，该接收方法具有：

傅里叶变换步骤，其以上述码元为单位对通过变频成期望频率而得到的接收信号进行傅里叶变换；

导频抽出步骤，其从上述傅里叶变换步骤中的傅里叶变换结果中抽出导频信号；

除法步骤，其将在上述导频抽出步骤中所抽出的导频信号除以上述导频信号的发送时的值，计算针对各码元的各导频信号的传送路径的特性值；

定时变更检测步骤，其检测上述傅里叶变换步骤中的傅里叶变换定时发生了变化的情况；

时间方向内插步骤，其根据在上述定时变更检测步骤中所检测的定时变化，进行把通过上述除法步骤所得到的针对各码元的各导频信号的传送路径的特性值用作原始数据的时间方向内插，来生成内插数据，并将所生成的内插数据与来自上述除法步骤的原始数据一起输出；

频率方向内插步骤，其进行把上述时间方向内插步骤中的内插结果用作原始数据的频率方向内插，来生成内插数据，并将所生成的内插数据与来自上述时间方向内插步骤的原始数据一起输出；以及

均衡步骤，其将上述傅里叶变换步骤中的傅里叶变换结果除以上述频率方向内插步骤中的内插结果，并针对各载波进行解调；

上述时间方向内插步骤使用在时间上位于前后的原始数据中的利用以与包含有要通过内插而生成的内插数据的码元相同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号而生成的原始数据，而且不使用利用以与包含有要通过内插而生成的内插数据的码元不同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号而生成的原始数据，进行上述内插。

6.根据权利要求5所述的接收方法，其特征在于，

上述时间方向内插步骤

针对要通过内插而生成的内插数据，当时间上位于前面且最近的原始数据和时间上位于后面且最近的原始数据是使用以彼此相同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号而生成的情况下，通过进行使用了上述两个原始数据的内插，来生成上述内插数据，

针对要通过内插而生成的内插数据，当时间上位于前面且最近的原始数据和时间上位于后面且最近的原始数据中的一方是使用以与包含有要通过内插而生成的内插数据的码元不同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号而生成的，另一方是使用以与包含有要通过内插而生成的内插数据的码元相同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号而生成的情况下，选择使用以该相同的定时进行了傅里叶变换后的码元内包含的导频信号而生成的原始数据，将其用作内插数据。

7.一种接收方法，该接收方法把码元用作传送单位来接收正交频分复用信号，所述码元包含有有效码元和保护间隔，该有效码元是通过将信息分配给多个载波并进行调制而生成的，该保护间隔是通过复制该有效码元的一部分的信号波形而生成的，所述正交频分复用信号在上述码元内包含有导频信号，该导频信号针对各码元被插入到不同的频率位置、且发送时的值是已知的，该接收方法的特征在于，该接收方法具有：

傅里叶变换步骤，其以上述码元为单位对通过变频成期望频率而得到的接收信号进行傅里叶变换；

导频抽出步骤，其从上述傅里叶变换步骤中的傅里叶变换结果中抽出导频信号；

除法步骤，其将在上述导频抽出步骤中所抽出的导频信号除以上述导频信号的发送时的值，计算针对各码元的各导频信号的传送路径的特性值；

定时变更检测步骤，其检测上述傅里叶变换步骤中的傅里叶变换定时发生变化的情况；

定时变更量检测步骤，其检测上述傅里叶变换定时的变更量；

相位校正步骤，其根据在上述定时变更量检测步骤中所检测的定时变更量，校正从上述除法步骤中的除法结果所得到的传送路径特性值的相位，以消除上述定时变化带来的影响，并输出相位校正后的传送路径的特性值和相位校正前的传送路径的特性值；

时间方向内插步骤，其根据在上述定时变更检测步骤中所检测的定时变化，进行把在上述相位校正步骤中所得到的针对各码元的各导频信号的相位校正后的传送路径特性值和相位校正前的传送路径特性值用作原始数据的时间方向内插，来生成内插数据，并将所生成的内插数据与来自上述除法步骤的原始数据一起输出；

频率方向内插步骤，其进行把上述时间方向内插步骤中的内插结果用作原始数据的频率方向内插，来生成内插数据，并将所生成的内插数据与来自上述时间方向内插步骤的原始数据一起输出；以及

均衡步骤，其将上述傅里叶变换步骤中的傅里叶变换结果除以上述频率方向内插步骤中的内插结果，并针对各载波进行解调。

8.根据权利要求7所述的接收方法，其特征在于，上述相位校正步骤针对各码元内的第n个载波，根据下述的式

θ_n＝2πnf₀τ

来求出上述相位校正量，其中，n是大于等于1的自然数，θ_n是上述相位校正量，f₀是各码元内的载频间隔，τ是在上述定时变更量检测步骤中所检测的上述定时的变更量。

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