CN101232267B - 用于驱动直流电机的方法和设备 - Google Patents
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Abstract
一种用于确定电机旋转方向的电路，该电机在反电动势作为电机转子(5)关于电机定子(6)的角位置的函数的图形中具有不对称性和/或偏心率，该电路接收表示BEMF的信号，使用信号中相应的不对称性和/或偏心率导出旋转的方向。表示反电动势的信号可以由控制电路生成。该控制电路可以具有一反馈回路调节器以生成一控制信号(TL或TR)来控制控制绕组中的电流(iw)振幅的电流驱动电路(11，12)，该反馈回路调节器被配置为比较绕组中电流(iw)的振幅与参考值(iset)，并使用控制信号提供表示反电动势的信号。
Description
技术领域
本发明通常涉及对无刷直流电机的控制，尤其涉及一种方法和设备，其可以在没有例如霍尔传感器或者光电式编码器的位置传感器情况下控制无刷直流电机，以及确定电机的旋转方向。
背景技术
本领域中如何确定永磁电机的转子位置以及在没有霍尔传感器或者任何其它位置传感器的情况下控制这些电机是公知的。这样的不需要位置传感器的控制模式被称作无传感器控制模式。大量的这些无传感器控制模式依靠反电动势(BEMF或者反EMF)。在电机运行期间，绕组经历了由永久磁铁产生的随时间变化的磁场。这个随时间变化的磁场在绕组中产生了反电动势(BEMF或者反EMF)。BEMF的振幅是永久磁铁关于绕组的位置的函数。
在“基于反电动势传感原理的全波电机驱动集成电路(A Full-Wave MotorDrive IC Based on The Back-EMF Sensing Principle)”(在IEEE 1989年8月的消费电子学报第35卷，第3刊，第415-420页)中，解释了控制三相直流电机的反EMF的检测原理。控制三相永磁电机时，有时一相(也就是绕组或线圈)是开路的并且其中没有电流流过。在这种情况下，端电压等于反电动势电压并且可以被直接检测到。电流换向的时刻可以从浮动电机绕组中的BEMF过零点(或者ZCP，BEMF改变极性的点)导出。
当一相是开路时，其中的相电流对于任何时间的长度都保持在0，单相电机并没有固有的间隔，因此反EMF检测方法是不适用的。在US5,986,419中，一辅助绕组、一所谓的交轴绕组被提供用于检测一BEMF信号。为了不受由定子绕组产生的磁场的影响，交轴绕组被放置在适当的位置。当在交轴绕组的端部检测到的BEMF信号与定子绕组中感应出的BEMF信号不同相时，还可以用于导出定子绕组中的电流换向的时刻。US5,986,419中提出的解决方案需要装配或改进电机以容纳一附加的绕组，因此该方案不能用于大多数单相无刷直流电机。
另外，提出的方法不能确定电机的旋转方向，一比较重要的参数。
在“基于绕组分时法的单相无刷直流电机无传感器控制技术(SensorlessControl Technology for Single Phase BLDCM Based on the Winding Time-SharingMethod)”(ISBN 0-7803-9252-3/05)中，王微子(Weizi Wang)等人提出使用单相无刷直流电机的定子绕组同时作为传感器和驱动元件：在一个控制周期的大部分时间，定子绕组作为具有负载电流的驱动组件驱动电机的旋转。在其余时间，同一定子绕组用于感应/检测反电动势信号。然而定子绕组的分时是一个缺点，例如正好在定子绕组需要用于驱动(b)时期望获取BEMF信号是不可能的。
在“(对无传感器操作的小电换向永久磁铁电机的反电动势估计的方法)Back-EMF estimation approach for Sensorless operation of small electronicallycommutated permanent magnet motor”(2002年由罗马尼亚Brasov的特兰西瓦尼亚大学出版社出版的电气和电子设备优化的第八次国际会议论文集(Brasov，2002年5月16-17日)，的第II卷第509-512页)中，由Gabriel Cimuca等人提出通过使用有限差分格式解决一组描述电机动态行为的一阶微分方程式来预测反电动势信号。这种方法需要了解电机的特性(电机绕组的等效电阻和电感)。对反电动势的预测依靠电机特性的有效性和/或已知的这些特性的精确性(这些特性在指定到大量市场商业化的同一个系统的不同的电机中也是变化的)，因此对于反电动势信号的预测往往是不可能实现的。
仍然需要对现有技术进行改进。
发明内容
本发明提供了一种确定例如单相无刷直流电机的永磁电机电流换向的时刻或者状态的方法，其不用实际测量电机绕组的端子上的BEMF信号。本发明提出了在没有专用传感器的情况下确定运动量(cinematic quantities)(角位移、角速度，等等)。
本发明还提供了一种方法，当电机在它的确定或者影响磁场线的分布的构成组件中表现出不对称性(有意的或意外的)时，可以从电机绕组中感应的BEMF信号中导出转子的旋转方向。
此外，本发明实现了利用BEMF波形包含的信息确定无刷直流电机的换向时刻和/或确定转子的角位置和/或角速度而无需直接测量/检测BEMF波形电机例如，当定子绕组中电流的振幅通过反馈回路被调节时，调节器的输出端的信号是BEMF信号的函数，因此调节器的输出端的信号可以用于导出定子绕组的电流方向必须被反向的时刻。调节器的输出端的相同信号可以用于确定运动量(角位移、角速度、角加速度)。在某些情况下，所述调节器输出端的信号还可以用于确定转子旋转的方向。具体地，当调节器使用脉冲宽度调制(PWM)来控制定子绕组中的电流时，BEMF的波形影响PWM信号的占空因数。结果，可以从控制的定子绕组中电流幅度的信号的占空因数导出换向时刻，也就是定子绕组中的电流方向必须被改变/反向的时刻。因此，用于控制定子绕组中的电流的同一电路也可以在不需要现有技术中指定的检测电路的情况下用于提取或者导出关于BEMF波形的信息(结果是，关于转子旋转的速度，位置和方向的信息)。
本发明还提供了一种导出在电机绕组中感应的反电动势(和/或反电动势信号的特性)的方法。电机包括转子、定子、和绕组15。绕组中的电流(iw)振幅由施加到晶体管开关的控制极的控制信号(TL或者TR)决定，所述晶体管开关连接到所述绕组。由反馈回路调节器产生的所述控制信号将绕组中的电流(iw)振幅与参考值(iset)比较。反电动势的特性从控制信号中导出。尤其是，反馈回路调节器是一个脉宽调制调节器。如果那样，反电动势(和/或反电动势信号的特性)可以从控制信号的占空因数中导出。虽然本发明适用于不同类型的电机，但是它利于应用在具有定子绕组和转子上具有永久磁铁的电机(例如无刷直流电机)中。基于反电动势(和/或反电动势信号的特性)，确定转子的位置(例如，通过检测反电动势的过零点)并因此确定无刷直流电机的换向时刻是可能的。
根据本发明的一方面，提供了一种方法和电路可以确定电机的旋转方向。如Longfu Luo和Ziya Wang在“单相无刷直流电机的实用微计算系统(A practicalmicrocomputer System for Single-Phase Brushless DC motor)”中提出的，单相电机遭遇了所谓的“死点”问题：在一些位置，电机的转矩为0，这样就会导致有时难以起动。为了解决这个问题，定子铁磁材料的极靴可以偏心地或不对称地形成(参见图1中实例)。如在US2006/0197478A1中提出的，使用锥形气隙(参见图2)、阶梯齿(参见图3)、不对称齿(参见图4)或者有凹口的齿(参见图5)可以获得相同的结果。本发明的一方面基于一种实现，即定子上极靴的形状反映在转子永久磁铁转动期间定子绕组中感应的BEMF波形中，以及BEMF的最终波形可用于确定转子的旋转方向和确定定子绕组中电流换向应当完成的瞬间时刻(也就是，定子绕组中电流方向必须被改变的时刻)。BEMF波形通常假定为正弦曲线(参见图6)或者具有平顶的梯形(参见图7)，偏离这些形状被认为有干扰，该干扰必须被补偿以确保电机被充分地控制。
例如在US6,577,085B2中，应当注意当永磁电机显示磁不对称性或者磁畸变或者如果定子的机械对称性与转子的不完全相同时，即使转子速度是稳定的，此时从反EMF的过零点导出的转子的电位置不稳定。US6,577,085B2提出了一种解决方案来补偿磁和机械的不对称。
一个既不是正弦曲线也不是具有平顶的梯形的BEMF波形的实例在图8和图9中示出，其是由申请人基于一个通用的具有锥形气隙的单相无刷直流电机测量得出的。图8和图9给出了BEMF信号作为转子角位置的函数(以基本恒定的转速)。如所期望的那样，BEMF信号具有梯形的形状但不是平的，梯形顶部具有一个非0的偏斜，这反映了气隙为锥形的事实。图8和图9的波形相应于转子相互反向的旋转。在不同的操作条件下执行了对不同类型电机的研究和实验之后，发明者得出了一个结论，即在转子旋转时通过监测梯形ABCD(DB’C’D’)的顶部BC(或者底部B’C’)的偏斜可以区分转子的两个旋转方向(参见图10A和图10B)。如现有技术所知，例如US6,577,085B2，任何无刷直流电机都可以，偶然或者不是偶然，呈现出定子的磁不对称或者磁畸变或者机械不对称与转子的不完全相同。这不受限于具有刻意的偏心或者不对称磁路的无刷直流电机(特别是定子上的刻意偏心或不对称的极靴)，而且还适用于偶然呈现偏心或者不对称的电机。为了对单相无刷直流电机进行清楚的讨论，本发明还将其中的一些优点应用到了在定子上具有两相或更多相的无刷直流电机中。
电机包括一定子和一转子、一组或多组绕组，并呈现偶然的或者有意的不对称和/或偏心(例如永久磁铁转子的不对称或者变形，变形的定子或者定子和转子之间的机械不对称，等等)，这影响了感应在所述绕组中的作为与定子相关的转子的角位置的函数的反电动势的变化。电机可以是图11中示出的具有锥形气隙的单相无刷直流电机。定子绕组(111)(112)绕着极靴(113)(114)盘绕。转子(115)包括一永久磁铁。转子(115)的角位置是相对于定子(116)固定的参考轴线(117)和定子磁铁的南北轴线(119)之间的角度θ(118)。选择参考轴线(117)从而当转子永久磁铁的南北轴线与定子绕组产生的磁场对准时θ等于0(或者π的整数倍)。如在图11中所示，转子(115)和极靴(113)和(114)之间的气隙为锥形。锥形气隙可以是有意的也可以是偶然的。锥形气隙在感应场线和/或磁场局部振幅的分配中产生了不对称，其有助于解决开始简要提到的“死点”问题。例如由锥形气隙产生的BEMF信号振幅的不对称是可以由下面的数学表达给出：BEMF信号可以被认为是不对称的，如果BEMF信号的振幅关于转子的角位置θ的函数的图形相对轴线θ＝k*π(其中k为整数)是不对称的(即使在转速恒定的情况下)。例如，图10A可以看出BEMF信号的振幅关于转子的角位置的函数的图形关于轴线θ＝π是不对称的。另一方面，如果段BC和B’C’与轴线Theta(也就是θ)平行，图形将关于轴线θ＝π是对称的。
这里讨论的不对称由例如不对称的磁设计、机械元件(转子或者定子，例如锥形气隙)的偶然的或者有意的不对称、与定子有关的转子的偶然的或者有意的未对准等等.所致。该方法包括对反电动势信号或者作为反电动势信号的函数的并反映所述不对称和/或偏心的任意其它电信号的测量。
该方法的特征进一步在于检测或导出在一个或多个时刻信号的振幅的偏斜以确定电机的旋转方向。该方法的特征进一步在于时段的第一时刻信号的振幅的偏斜与时段的第二时刻信号的振幅的偏斜进行比较。该方法的特征进一步在于时段的第一时刻信号的偏斜的平均值与时段的第二时刻信号振幅的偏斜的平均值进行比较。
该方法的特征进一步在于时段的第一和第二时刻是信号的振幅最大时或者最大振幅的附近。尤其是，时段的第一时刻是在信号最大振幅之前，时段的第二时刻是在所述最大振幅之后。用于确定旋转方向的信号可以是反电动势的函数并且可以反映或者跟随反电动势的变化。例如，信号可以是电机中控制电流振幅的调节器的输出。尤其是，信号是PWM调节器的占空因数。
虽然该方法适用于不同类型的电机，对于使用具有定子绕组和转子上具有永久磁铁的电机来说是有利的，例如无刷直流电机。
附图说明
图1是单相无刷直流电机定子和转子元件偏心的实例。
图2是单相无刷直流电机定子和转子元件不对称的实例。
图3是单相无刷直流电机定子和转子元件不对称的实例。
图4是单相无刷直流电机定子和转子元件不对称的实例。
图5是单相无刷直流电机定子和转子元件不对称的实例。
图6是永久磁铁直流电机中定子绕组BEMF电压随时间函数的变化—具有平顶的梯形外形。
图7是永久磁铁直流电机中定子绕组BEMF电压随时间函数的变化—具有正弦曲线外形。
图8是在单相无刷直流电机定子绕组中感应的反电动势，该单相无刷直流电机具有在第一方向旋转的锥形气隙。
图9是在单相无刷直流电机定子绕组中感应的反电动势，该单相无刷直流电机具有在与第一方向相反的方向旋转的锥形气隙。
图10A是在单相无刷直流电机定子绕组中感应的理想的反电动势，该单相无刷直流电机具有在第一方向旋转的锥形气隙。
图10B是在单相无刷直流电机定子绕组中感应的理想的反电动势，该单相无刷直流电机具有在与第一方向相反的方向旋转的锥形气隙。
图11是具有锥形气隙和转子角位置的单相无刷直流电机。
图12是控制电机中电流的方向和振幅的H形桥和反馈回路的实例。
图13是H形桥的第一结构。
图14是H形桥的第二结构。
图15是当PWM用于控制定子绕组中电流振幅时控制H形桥的晶体管的控制信号。
图16是当PWM用于控制定子绕组中电流振幅时单相无刷直流电机的等效模型。
图17是定子绕组中电流随时间函数的变化、PWM信号的占空因数和计数器输出。
图18是调节器的实例。
图19是绕组中电流的发展，BEMF信号和占空因数关于转子的角位置的函数。
图20是基于占空因数确定换向时刻的过滤器的实例。
图21是当转子在第一方向旋转时占空因数和BEMF信号的发展。
图22是当转子在第二方向旋转时占空因数和BEMF信号的发展。
图23是基于占空因数确定运动量的电路实例。
具体实施方式
下文中，首字母缩写词BEMF指反电动势。和BEMF有关的无论反emf或者BEMF信号都用于指反电动势信号。当描述开关状态尤其是晶体管开关时使用下面的约定：当其允许电流流经时晶体管(开关)将被认为是关闭(就像是正常的机械开关)。换句话说，当晶体管开关关闭时它导通。晶体管(开关)于是被接通。当其不允许电流流经时晶体管(开关)被认为是断开的。换句话说，当晶体管开关断开时它不导通。晶体管(开关)于是被认为是断开的。
驱动永磁无刷电机通常需要知道BEMF信号(和/或反电动势信号的特性)，尤其是BEMF信号消除和改变符号的时刻(所谓的BEMF过零点)。通过如何可以从控制电机的信号导出BEMF信号(和/或反电动势信号的特性)的实例提供下面的解释，下面的解释是如何基于控制电机的信号被预测/确定过零点。而且当BEMF信号呈现如上述的不对称时，电机旋转的方向可以由同一信号确定。
在第一实施例中，单相无刷直流电机定子绕组中电流的方向通过如图12所示的全H桥控制。H桥包括四个将定子绕组(由线圈125与电阻器126串联来模拟)连接到电源Vbat(120)的开关。尤其是这些开关可以是MOSFET晶体管开关M1(121)、M2(122)、M3(123)和M4(124)。晶体管开关由分别施加到M1、M2、M3和M4的栅极上的信号TL(左上)、TR(右上)、BL(左下)、BR(右下)控制。晶体管开关依靠施加到其栅极上的信号(高H或者低L)或者开或者关。例如，M1和M4可以是闭合的，M2和M3断开。如果那样，电流iw以第一方向在定子绕组中流动(参见图13)。为了使电流iw反向，M1和M4可以断开，而M2和M3闭合(参见图14)。在所谓的迟缓衰变结构中，电流通过例如断开M1和M2及闭合M3和M4被衰变到零。在所谓的快速第一衰变结构中，配置H桥是为了使电流处于相反方向(也就是，电流振幅将比在迟缓衰变结构中更快地达到0，如果应用足够长时间，电流方向将会反向，而其振幅会增大)，例如，如果电流流经晶体管M1(121)和M4(124)，因而获得定子绕组中的电流快速衰变，晶体管M1(121)和M4(124)断开，而晶体管M2(122)和M3(123)闭合。
电流振幅通过连接在基准地和晶体管开关M3(123)和M4(124)的源极之间的读出电阻器Rsense(127)测出。比较器(128)比较跨过读出电阻器(127)的压降与参考值iSet以确定定子绕组中电流iw的振幅小于或大于给定值iSet与否。
为了控制电流iw的振幅和将iw的振幅(尽可能接近)接近给定值iSet，调节器(129)使用比较器(128)的输出生成控制信号TL、TR、BL、BR。我们提到的来给类似于图12中表示的电路命名的控制回路、反馈控制回路或者反馈回路是无差别的：通过使用读出电阻器(127)测量电流Iw以确保反馈，测得的电流然后通过使用比较器(128)与设定点值Iset比较(通常，评估测得的值与设定点值之间的不同)，结果被作为调节器(129)的输入，该调节器确定一个或多个施加到激励器(H桥)的控制信号(TL、TR、BL、BR)。脉宽调制(PWM)可以被用于控制定子绕组中的电流iw振幅。在脉宽调制中，不能连续而只是在一小段时间施加电源电压Vbat(120)。结果，发生了比如定子绕组经历了平均激活电压，该电压是电源电压Vbat(120)的一小部分。在脉宽调制中，不是将连续的高信号例如TL施加到晶体管M1(121)的栅极和BR施加到晶体管M4(124)的栅极(同时M2(122)和M3(123)断开，也就是信号TR和BL为低)，晶体管例如M4(124)保持闭合，但是晶体管例如M1(121)被接通和切断(参见图15)。
当电流以另一个方向流动时为了控制电流振幅，晶体管M4(124)保持闭合而晶体管M1(121)可选择地接通和切断，而M2(122)和M3(123)断开。
当脉宽调制用于控制定子绕组中电流振幅时，H桥和电机的等效电路在图16中示出：例如当电流必须以第一方向流动时开关(161)可以是晶体管M1(图12中元件121)，或当电流必须以第二方向流动时开关(161)可以是晶体管M2(图12中元件122)(参见图12)，电压源(162)表示通过转子上的旋转的永久磁铁在定子绕组中感应的反电动势或者bemf。定子绕组可以通过电感器(165)和串联电阻器(166)模拟。续流二极管(163)允许开关(161)断开时电流在定子绕组中流通。续流二极管可以是刻意做的或者可以是晶体管开关例如M3或者M4的寄生二极管。例如，当开关161是晶体管M1时，那么续流二极管163可以是与晶体管M3关联的寄生二极管。当开关161是晶体管M2时，那么续流二极管163可以是与晶体管M4关联的寄生二极管。尤其是，如果晶体管M3和M4都是n型MOS晶体管(其中，体效应电极经常，但并不总是，与源电极短路)，如果那样，M3或者M4的漏极-体效应二极管可以在一些情况下被用做续流二极管。电压源160与开关161、电感器165和电阻器166串连。注意续流二极管(163)并不是严格地必需的。实际上可以使用有效的二极管继续进行。类似二极管(163)的续流二极管的作用就是当开关(161)断开时允许电流流过线圈(165)。在H桥中，续流二极管的角色可以由晶体管M1、M2、M3或者M4其中的一个承担，代价是稍微增加了如何以PWM模式操作H桥的复杂性。例如，假设如在图13和图15中看到的晶体管M1和M4都处于闭合状态，为了允许/促使电流Iw在给定的方向流过。在PWM模式中，如下面将被更详细地描述的，当晶体管M4保持闭合时，晶体管M1被重复的断开和闭合。当晶体管M1断开时，没有电流可以从Vbat(120)流经定子绕组(125)。续流二极管与定子绕组(也就是元件15，16)并联，当晶体管M1断开时，电流持续流经定子绕组和续流二极管。如果没有续流二极管，当晶体管开关M1断开时可以闭合晶体管开关M3，从而电流Iw将流经回路126、125-M4-读出电阻器17-GND-M4-16。为了避免从Vbat到GND的短路，必须延迟晶体管M3的闭合直到晶体管M1被完全(或者至少，充分地)断开，而在闭合晶体管M1之前必须断开晶体管M3。
在脉宽调制中，断开或者闭合开关161的控制信号(当使用晶体管M1(121)时为TL或者当使用晶体管M2(122)时为TR)可以在图15(参见TL作为时间函数的变化)或图17(参见PWM信号作为时间函数的变化)中看见。可以看到控制信号在低电平(L)和高电平(H)之间变化。低电平和高电平如此以致于它们可以闭合或者断开其适用的开关。时间被分为等于长度TPWM的间隔。PWM频率fPWM被限定为间隔TPWM的倒数，也就是fPWM＝1/TPWM。在第一优选实施例中也被称为控制信号(例如，TL或者TR)的PWM信号在每一个时间间隔TPWM的一小部分中保持为高。这一小部分可以从一个间隔到另一个间隔变化。
定子绕组中的电流iw可以根据下面的等式随着时间变化：
当开关161闭合时，
Vbat＝-Lwdiw/dt+Rwiw+V(BEMF)+Rsenseiw(等式1)；
以及当开关161断开时，
0＝-Lwdiw/dt+Rwiw+V(BEMF)+Rsenseiw(等式2)。
根据等式1，在所有其它各项都相等的情况下，开关161保持闭合时间越长，电流iw振幅增加的就越大。相似地，根据等式2，在所有其它各项都相等的情况下，开关161保持断开的时间越长，电流iw振幅减少的越多。在脉宽调制中，开关161作为比较器(128)的输出的函数被闭合或断开。
控制信号由调节器129(尤其是，如在第一实施例中所考虑的，PWM调节器)生成，并且必须满足某些条件。例如，为了避开声频，PWM频率fPWM被选择的高于声频。占空因数DC将被限定为周期TPWM的一小部分，在周期TPWM(全)电源电压Vbat被施加到定子绕组上。为了避免产生声频范围内的PWM信号的子谐波，排除了0和100％的占空因数。尤其是，可以采用如下方式避开0％和100％的占空因数(参见图17)：PWM信号在PWM周期(至少DMin*TPWM)开始时为高，只要线圈中的电流还没有达到如比较器128的输出所指示的参考值Iset，PWM信号就一直保持为高。不考虑定子中的电流iw，在时间DMax*TPWM(*是乘法的运算符)之后，PWM的输出在DMaxTPWM和该PWM周期的末端之间的PWM周期的部分总是被设为0。DMax通常的值为0.75。DMin的值通常为0.05。PWM信号可以根据需要的电流的方向被施加到晶体管M1(121)或者晶体管M2(122)的栅极。
定子绕组中需要的电流越高，定子绕组中经历的平均激活电压就一定越高，占空因数也一定越高。为了在BEMF信号振幅增大(在所有其它各项都相等的情况下)时保持定子绕组中电流振幅恒定，占空因数必须相应地增大：实际上，bemf信号产生与电源电压相反的效果。为了在BEMF信号振幅降低时(在所有其它各项都相等的情况下)保持定子绕组中电流恒定，占空因数必须相应地降低。因此，占空因数DC的变化“镜象”于BEMF信号振幅的变化。因此，在类似图12的一个电路中，关于BEMF信号的信息可以从PWM信号的占空因数中提取。
调节器129的一个具体的实施可以在图18中看到。比较器128的输出OUTA用做D型触发器181的复位信号(也就是，当信号OUTA对应于相当于Iset＜Iw的逻辑‘0’时，触发器的输出Q被复位到逻辑状态‘0’)。由ad-hoc信号生成器产生的脉冲信号“PWM开始”确定PWM周期的开始并且从触发器181的D输入到Q输出移位逻辑‘1’信号。相同的“PWM开始”信号复位一计数器183(也就是，设置计数器183的输出为一预置值)。为了清楚起见，除非文中另有说明，我们将假设计数器在每一个PWM周期开始时计数器被复位为0。例如计数器183可以是一二进制计数器，其输出由有效的串行或者并行构成的Ncounter位组成。计数器的输出在0和2Ncounter-1之间变化。当在逻辑‘1’时，Q输出上的信号触发计数器183，其计数由信号生成器184产生的频率为比PWM的频率fPWM更高的fCLCK的时钟信号CLCK。通常选择时钟频率以便PWM周期TPWM(大体上)等于整数倍NB的时钟信号周期TCLCK＝1/fCLCK，也就是TPWM＝NB*TCLCK。例如PWM周期TPWM可以是128个CLCK周期长度。只要Q为高，计数器183被时钟信号CLCK增量。Q为PWM信号，只要比较器128的输出OUTA在逻辑‘1’，也就是只要定子绕组中的电流iw低于参考值iSet，那么Q就保持为高。基于上述，在PWM周期的末端，计数器的输出等于由计数器183计算的CLCK周期的数量，在此PWM周期中PWM信号为高的期间，也就是在PWM周期的末端计数器的输出与占空因数成比例(+/-1/2LSB，也就是，NB*DC，其中LSB表示最低有效位并且相应于计数器输出的最小可能增量)。如前面所述的，如果想避开0％和100％的占空因数，例如可以在至少一个时钟周期和最多DMAX*NB时钟周期将PWM信号保持为高。在逻辑电路中通过现有技术中大量的已知方式组合逻辑信号这是容易实现的。图18中的电路还可以包含锁存电路185，一旦触发器181的输出Q恢复为0，其可以锁存计数器的内容，并且计数器将不再增量。
数字电路，图18中的块182基于信号Q、CLCK、PWM开始和ISet要求的方向(信号Dir)来确定信号BL、BR、TL和TR。例如，如果需要第一方向的电流，块182将指引Q到晶体管M2(122)的控制极TR，设置BL为高(闭合晶体管M3)以及设置BR和TL为低(断开晶体管M1和M4)。没有续流二极管，块182将设置作为信号TR状态的函数的信号BR为高或者低(参见上面)以允许电流流过定子绕组，同时避免从Vbat到GND的短路。
如果需要第二方向的电流，块182将指引Q到晶体管M1(121)的控制极TL，设置BR为高(闭合晶体管M4)和设置BL和TR为低(断开晶体管M2和M3)。没有续流二极管，块182将设置作为信号TL的函数的信号BL为高或低(参见上面)以允许电流流过定子绕组，同时避免从Vbat到GND的短路。
占空因数DC和作为转子位置的函数的BEMF信号发生变化的实例在图19中可以看到。在图19中，我们可以使用具有非平顶的梯形信号ABCD模拟没有限制范围的BEMF。如前面讨论的，对于给定的Iset和在所有其它各项都相等的情况下，当BEMF信号的振幅增大时，控制电机中电流的PWM信号的占空因数DC也增大，当BEMF信号的振幅降低时，控制电机中电流的PWM信号的占空因数DC也降低。占空因数DC达到最大值的同时BEMF信号的振幅也达到最大值。基于BEMF信号的公知的特性，BEMF信号的振幅(急剧)降低，从而占空因数DC也(急剧)降低，指示了转子位置很接近换向点(BEMF信号接近过零点)。因此，例如在占空因数达到最大值时(图19中的点C)或者占空因数达到最大值后不久，采取了使电流反向的决定。在图19中，电流的第一可能方向相应于在θ轴上表示Iw为θ的函数的图形的一部分，也就是相应于电流的正值，电流的第二可能方向相应于θ轴下面的部分的图形，也就是它相应于电流的负值。当设定点由图19中的负值(Iset＜0)表示时，必须理解施加到比较器128的输入端上的参考信号Iset不能改变，但是定子绕组中电流的方向为第二个：电流的振幅仍然被读出电阻器127检测，读出电阻器可以用于测量电流振幅而不用考虑其方向，H桥的开关M1至M4被配置(也就是断开或闭合)以使电流以被选择的方向流动。H桥的开关被重新配置以使定子绕组中的电流反向后，由于定子线圈的自感应，电流Iw的方向将不会立刻改变符号：Iw的振幅将首先减小直到它达到0，Iw的符号将改变(过零)，其振幅将再此增大。在从Iw＝Iset到Iw＝-Iset的转换中，Iw的振幅将变得小于Iset(|Iw|＜Iset)，PWM调节器129通过增大占空因数DC回复原状。依靠设定点Iset、电机的特性和其旋转速度，在图19中表示的从Iw＝Iset到Iw＝-Iset的大部分转换或者整个转换过程中，占空因数都可以被强制到最大值Dmax。
图20提供了可以用于确定换向时刻的逻辑电路200的原理示意图(不管BEMF信号对称与否，BEMF信号可以被模拟具有平顶或者具有非平顶的梯形)。寄存器201存储在时刻t0和时刻t(t0＜t)之间检测到的占空因数DC的最高值HDC。比较器205比较寄存器201的内容203和由DC计数器(和锁存)202检测到的电流DC 204，如果电流DC 204高于寄存器201的内容203，寄存器201的内容更新为电流DC 204。
为了确定什么时候改变定子中电流Iw的方向，电流DC 204和寄存器201的内容203的差别不断地被估算并且通过比较器207与寄存器201的内容203的一部份进行比较。一旦电流DC 204和寄存器201的内容203之间的差别高于在间隔[t0，t]内达到的DC的最大值的给定百分率，定子电流的方向就被改变，或者换句话说，如果(HDC-电流DC)＞HDC/N，那么定子电流的方向就被改变。指示电流方向必须被改变的信号208在比较器207的输出上是可用的。为了提供二进制表示和简化除法的实现，N将优选为2的整数倍。这并不排除通常情况下N为任意其它类型的值。N可以被认为是灵敏度系数，其确定触发定子绕组中的电流的换向需要多大变化的占空因数。通过改变N的值，可以改变定子绕组中电流换向的时刻并且优化作为电机的特征的函数的电流换向。
寄存器201的内容HDC在定子绕组中的电流方向发生改变的时刻被(重新)初始化为例如0。如在图19中看到的，当H桥被重新配置以促使定子绕组中的电流改变方向(也就是在换向时刻)时，控制环路通常超调，占空因数将达到其最大值。为了防止超调被解释为超前一换向时刻的BEMF信号的最大值，需要一些过滤。例如，(1)超出了从一给定的BEMF外形(倾斜坡度，最大振幅，等等)预期的最大变化的两个连续的PWM周期之间的占空因数的变化可以被忽视(也就是，寄存器201的内容HDC不被更新)或者用于重置寄存器201为例如0(在图19中，寄存器201可以通过发生在点D周围的占空因数的突然减小被重置)或者(2)只要还没有达到DC周期中的最小值，寄存器201的内容HDC就被重置。实际上，可以在图19中看到，在随着BEMF的振幅的增加而增加以维持定子绕组中的电流振幅恒定之前，占空因数将从其超调量开始减小。这些过滤标准可以采用大量的本领域公知的使用状态机、微控制器、微处理器等等的方式来实现。
当BEMF信号不对称时，寄存器201上一次重置的时刻t0和电流方向改变(由例如图20中示出的电路的输出确定)的时刻t1之间测量的占空因数可以以不同的方式用来确定运动量(例如，角位移、角速度、角加速度)和电机的旋转的方向。
首先考虑基于由图21和图22表示的信号的分析确定电机旋转方向的第一方法。占空因数DC被反馈到执行上述过滤的第一过滤器231。从t0开始(例如由上一次重置信号所确定的)，只要占空因数DC还没有达到其最大值，计数器232在每一个PWM周期都加1。一旦占空因数DC在时刻tMax(t0＜tMax＜t)达到其最大值，计数器232在每一个PWM周期减1。时刻t可以由上面解释的那样被确定，例如基于图20中电路的输出。在时刻t，计数器的内容被锁存，如果计数器232的锁存内容为正，就意味着占空因数DC增大的PWM周期数量比占空因数DC减小的PWM周期数量多。这被解释为转子相应于BEMF信号在第一方向旋转，如在图21中看到的。如果相反，计数器232的内容被发现为负，意味着占空因数DC增大的PWM周期数量比占空因数DC减小的PWM周期数量少。这被解释为转子相应于BEMF信号在第二方向旋转，如在图22中看到的。
现在考虑基于用图23中方块图的电路实现图21和图22中所示的信号的分析来确定电机旋转的方向的第二方法。
根据前面讨论的过滤标准首先通过过滤器240过滤占空因数DC。例如过滤器可以如现有技术中公知的基于图20中的原理图与VHDL组合。时钟241允许测量时间/时间间隔。过滤器240确定当寻找一最大值时何时开始测量占空因数。过滤器240确定时刻t0和t之间的最大占空因数。作为DCtMax，DCt0和DCt的最大占空因数，时刻t0的占空因数和时刻t的占空因数由过滤器240确定。这三个值与由时钟241测量的分别相应时刻t0，tMax和t一起被存入寄存器242。
AARI1作为占空因数DC增大的第一平均率的绝对值在时刻t0和时刻tMax之间被计算。AARI1根据下面的等式3由运算器243近似得出：
AARI1＝|(DCtMax-DCt0)/(tMax-t0)|等式3
AARI1作为占空因数DC增大的第二平均率的绝对值在时刻t0和时刻tMax之间被计算。AARI2根据下面的等式4由运算器243近似得出：
AARI2＝|(DCtMax-DCt)/(tMax-t)|等式4
为了简化AARI1和AARI2的计算，等式3和4的分母都可以由(NMAX-N0)和(NMAX-NEND)来代替，其中N0、NMAX和NEND分别是PWM周期经过时刻t0、tMax和时刻t的数量。通常，N0等于0。通过计算分别在t0和tMax、t0和t之间图18的信号生成器184产生的PWM开始信号的数量，可以很容易地获得NMAX和NEND。例如PWM周期的数量可以使用现有技术中很多公知的方式通过计算PWM开始信号的数量获得。过滤器和时钟可以是图23中看到的通用计算机244μ(微控制器、微处理器、微型计算机，等等)的一部分。
如果AARI1＜AARI2，可以解释为转子对应如图21中所见的BEMF信号在第一方向旋转。
如果AARI1＞AARI2，可以解释为转子对应如图22中所见的BEMF信号在第二方向旋转。
注意量AARI1和AARI2可以直接通过BEMF信号被计算，就像其通过专用的传感器被测量或者估算，例如跨过线圈传感器的电压降，当双极步进电机的一相用作传感器用来确定步进电机转子的位置时，所述的线圈传感器可以是双极步进电机的该相的绕组。当BEMF信号不对称时，建议用于确定电机旋转方向的方法，不限于以PWM模式操作的单相步进电机。
基于占空因数信号的分析和由时钟提供的计时信息可以计算类似角位移θ和角速度ω的运动量。开始于由过滤器240检测的第一最大占空因数，寄存器的内容NbMax被增量并且参考时间tRef被储存。无论何时需要，角位移都可以基于值NbMax和Bemf信号形状和转子角位置之间的关系被估算。例如，当bemf信号如图10A中示出的那样变化时，从tRef开始的角位移接近(NbMax-1)*∏。角速度ω可以接近(NbMax-1)*∏/(tNbMax-tref)。
Claims (13)
1.一种用于无刷直流电机的控制电路，所述无刷直流电机在定子上具有绕组(125)，在转子上具有永久磁铁，所述控制电路具有反馈回路调节器(127，128，129)，用于生成PWM信号(TL或者TR)以控制电流驱动电路(121，122)来控制绕组中的电流(iw)振幅，所述反馈回路调节器被配置为比较绕组中电流(iw)的振幅与参考值(iset)，其特征在于，
所述控制电路还具有电路(181，183，184，185)以提取PWM信号的占空因数(DC)，所述占空因数的变化作为时间的函数镜象于绕组(125)中的反电动势(BEMF)的振幅的变化，
所述控制电路还具有基于对占空因数和由时钟提供的定时信息的分析来确定类似角位移和角速度的运动量和/或基于对占空因数和反电动势(BEMF)信号的发展的分析来确定所述无刷直流电机的旋转方向的电路。
2.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述反馈回路调节器是脉宽调制调节器。
3.根据权利要求1所述的电路，具有配置成基于PWM信号的占空因数(DC)来确定所述无刷直流电机的旋转位置的电路。
4.根据权利要求1所述的电路，具有确定定子绕组(125)中的电流方向必须作为PWM信号的占空因数(DC)变化的函数而改变的时刻的电路(200)。
5.根据权利要求4所述的电路，其特征在于，用于确定所述无刷直流电机的旋转方向的电路包括计算PWM信号的占空因数的变化率的装置。
6.一种用于确定无刷直流电机的类似角位移和角速度的运动量的方法，所述无刷直流电机在定子上具有绕组(125)，在转子上具有永久磁铁，绕组中电流的振幅由反馈回路调节器控制，所述反馈回路调节器控制连接到绕组的电流驱动电路，所述方法包括：
-获取由反馈回路调节器生成的PWM信号(TL，TR)的占空因数(DC)，所述占空因数的变化作为时间的函数镜象于绕组(125)中的反电动势(BEMF)的振幅的变化；
-监测PWM信号的占空因数(DC)；以及
-基于对占空因数和由时钟提供的定时信息的分析来确定所述无刷直流电机的类似角位移和角速度的运动量。
7.根据权利要求6所述的方法，包括检测被监测的PWM信号的占空因数(DC)的最大值。
8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述占空因数(DC)中所检测的最大值用于确定使绕组中电流反向的时刻。
9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，当占空因数(DC)已经从所检测的最大值减少一给定量时，作出使绕组中电流反向的决定。
10.一种用于确定无刷直流电机旋转方向的方法，所述无刷直流电机在定子上具有绕组(125)，在转子上具有永久磁铁，并且在作为电机转子关于电机定子的角位置的函数的反电动势的图形中电机还具有不对称性和/或偏心，所述绕组中电流的振幅由控制连接到绕组的电流驱动电路的反馈回路调节器控制，所述方法包括：
-在时段的多于两个时刻获取由反馈回路调节器生成的PWM信号的占空因数，所述占空因数的变化作为时间的函数镜象于绕组(125)中的反电动势(BEMF)的振幅的变化；以及
-基于对占空因数和反电动势(BEMF)信号的发展的分析来确定所述无刷直流电机的旋转方向。
11.根据权利要求10所述的方法包括：
-获取时段中第一时刻的PWM信号的占空因数的第一变化率；
-获取时段中第二时刻的PWM信号的占空因数的第二变化率。
12.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，所述第一变化率在PWM信号的占空因数达到最大值之前获得，而所述第二变化率在PWM信号的占空因数达到最大值之后获得。
13.根据权利要求11或12所述的方法，其特征在于，将所述第一变化率与所述第二变化率作比较。
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