JP2008167648A - 電気モータのための制御回路、電気モータの角度位置を決定し、電気モータの回転方向を決定するための方法 - Google Patents

Abstract

【課題】電気モータの回転方向を決定するための回路を提供する。
【解決手段】モータは、ステータ（６）に対するロータ（５）の角度位置の関数として逆起電力のプロファイルにおいて非対称性および／または偏心を有し、当該回路はＢＥＭＦを表わす信号を受信し、信号における対応する非対称性および／または偏心を用いて回転方向を導き出す。逆ｅｍｆを表わす信号は制御回路によって生成され得る。制御回路は、巻線における電流（ｉ_w）の振幅を制御するよう電流駆動回路（１１，１２）を制御するために制御信号（ＴＬまたはＴＲ）を生成するためのフィードバックループレギュレータを有し得る。フィードバックループレギュレータは、巻線における電流（ｉ_w）の振幅を基準値（ｉ_set）と比較するよう構成され、制御信号を用いて逆起電力を表わす信号を供給する。
【選択図】図１８

Description

発明の分野
この発明は概してブラシレスＤＣモータの制御に関し、特に、位置センサ、たとえばホールセンサまたは光エンコーダなしでブラシレスＤＣモータを制御し、モータの回転方向を決定するための方法および装置に関する。

関連技術の説明
ホールセンサまたは他の如何なる位置センサもなしで、如何に永久磁石モータのロータの位置を決定し、これらのモータを制御するのかについては、当該技術において公知である。位置センサを必要としないこのような制御方式はセンサレス制御方式と称される。いくつかのこれらのセンサレス制御方式は逆起電力（ＢＥＭＦまたは逆ＥＭＦ）に依拠している。モータの動作中、巻線は、永久磁石が発生させる経時変化する磁場に遭遇する。この経時変化する磁場は、巻線における逆起電力（ＢＥＭＦまたは逆ＥＭＦ）を誘導する。ＢＥＭＦの振幅は、巻線に対する永久磁石の位置の関数である。

「逆ＥＭＦ検知原理に基づいた全波モータドライブＩＣ（′A Full-Wave Motor Drive IC Based on The Back-EMF Sensing Principle′）」（家庭用電化製品についてのＩＥＥＥトランザクション（IEEE transactions on consumer electronics）、第３５巻、第３号、１９８９年８月、４１５〜４２０頁）においては、３相ＤＣモータを制御するための逆ＥＭＦ検知原則の原理が説明されている。３相永久磁石モータの制御時には、１相（すなわち、巻線またはコイル）が開路され、そこに電流が流れない場合がある。このような条件下では、端子電圧は逆ＥＭＦ電圧に等しくなり、直接検知することができる。電流整流モーメントは、浮動モータ巻線におけるＢＥＭＦのゼロ交差点（または、ＺＣＰ、すなわち、ＢＥＭＦが極性を変える点）から導き出される。

単相モータは、１つの相が開路されている場合、自然な間隔をもたない。この場合、相電流は如何なる期間においてもゼロのままであるので、逆ＥＭＦ検知方策は適用できない。ＵＳ５，９８６，４１９においては、付加的な巻線、いわゆる横軸巻線を設けてＢＥＭＦ信号を検知する。横軸巻線は、固定子巻線が発生させる磁場によって影響を受けないように位置決めされる。横軸巻線の端子において検知されたＢＥＭＦ信号は、固定子巻線において誘導されるＢＥＭＦ信号と同相ではないが、固定子巻線における電流のための整流瞬間を導き出すのに用いることができる。ＵＳ５，９８６，４１９において提案される解決策では、余分な巻線を収容するようモータを製造または変更する必要があり、このため、この解決策は大多数の単相ブラシレスＤＣモータとともに用いることができない。

さらに、提案される方法では、かなり重要なパラメータである、モータの回転の検知を決定することができない。

「巻線時分割法に基づいた単相ＢＬＤＣＭについてのセンサレス制御技術（′Sensorless Control Technology for Single Phase BLDCM Based on the Winding Time-Sharing Method′）」（ＩＳＢＮ０−７８０３−９２５２−３／０５）においては、ウィーツィ・ワン（Weizi Wang）他により、単相ブラシレスＤＣモータの固定子巻線をセンサおよび駆動要素として用いることが提案されている。ここでは、１回の制御サイクルにおける大部分の時間にわたって、固定子巻線を負荷電流を有する駆動構成要素として用いて、モータの回転を駆動する。残りの時間においては、同じ固定子巻線を用いて逆起電力信号を検知
／検出する。しかしながら、たとえば、（ｂ）を駆動するために固定子巻線が必要なときにＢＥＭＦ信号へのアクセスが所望される場合、固定子巻線の時分割は不利であり、不可能になるかもしれない。

「電子的に整流された小型の永久磁石モータのセンサレス動作のための逆ＥＭＦ推定方策（′Back-EMF estimation approach for Sensorless operation of small electronically commutated permanent magnet motors′）」（電気・電子機器の最適化についての第８回国際会議の議事録（Proceedings of the 8^th International Conference on Optimization of Electrical and Electronic Equipments））（ブラショブ（Brasov）、２００２年５月１６〜１７日）「トランシルバニア」ユニバーシティ・プレス（'Transilvania'
University Press）、ブラショブ、ルーマニア（Romania）、２００２年、第２巻、５０９〜５１２頁）においては、ガブリエル・シムカ（Gabriel Cimuca）他が、有限差分スキームを用いてモータの動的挙動を説明する第１のオーダの微分方程式の組を解決することによって、逆ｅｍｆ信号を推定することを提案している。この方法では、モータの特徴（モータの巻線の同等の抵抗およびインダクタンス）を知ることが必要とされる。ｂｅｍｆの推定は、モータの特徴の利用可能性および／またはこれらの特徴が認識される精度に依存することとなる（これらの特徴は、量販市場用に商品化されたシステムにおいてはモータ毎に異なる可能性がある）。したがって、ｂｅｍｆ信号は必ずしも推定できるわけではない。
ＵＳ５，９８６，４１９ 「逆ＥＭＦ検知原理に基づいた全波モータドライブＩＣ」、家庭用電化製品についてのＩＥＥＥトランザクション、第３５巻、第３号、１９８９年８月、４１５〜４２０頁 ウィーツィ・ワン他著、「巻線時分割法に基づいた単相ＢＬＤＣＭについてのセンサレス制御技術」、ＩＳＢＮ０−７８０３−９２５２−３／０５ ガブリエル・シムカ他著、「電子的に整流された小型の永久磁石モータのセンサレス動作のための逆ＥＭＦ推定方策」（電気・電子機器の最適化についての第８回国際会議の議事録）、２００２年５月１６〜１７日、「トランシルバニア」ユニバーシティ・プレス、２００２年、第２巻、５０９〜５１２頁

当該技術の改善が依然として必要とされる。

発明の概要
この発明は、モータ巻線の端子に亘るＢＥＭＦ信号を実際に測定せずに、永久磁石モータ、たとえば単相ブラシレスＤＣモータのための電流整流モーメントまたは状態を決定するための方法を提供する。この発明は、専用のセンサなしにキネマティック量（角変位、角速度、…）を決定することを提案している。

この発明はまた、モータが、磁力線の分散を決定するかまたはこれに影響を及ぼすその構成要素において非対称性（意図的であれ偶発的であれ）を呈する場合に、モータ巻線において誘導されるＢＥＭＦ信号からロータの回転方向を導き出すための方法を提供する。

この発明は、中でも、ブラシレスＤＣモータの整流瞬間の決定ならびに／またはロータの角度位置および／もしくは角速度の決定を行うために、ＢＥＭＦ波形が含む情報を利用するようＢＥＭＦ波形を直接的に測定／検出する必要がないという事実に基づいている。たとえば、固定子巻線における電流の振幅がフィードバックループによって調整されるとき、レギュレータの出力における信号はＢＥＭＦ信号の関数であり、このため、レギュレ
ータの出力における信号を用いて、固定子巻線における電流の方向を反転させるべきモーメントを導き出すことができる。レギュレータの出力におけるこの信号を用いて、キネマティック量（角変位、角速度、角加速度）を決定することができる。場合によっては、上記レギュレータの出力における信号を用いてロータの回転方向を決定することもできる。特に、レギュレータがパルス幅変調（ＰＷＭ）を用いて固定子巻線における電流を制御する場合、ＢＥＭＦの波形がＰＷＭ信号のデューティサイクルに影響を及ぼす。結果として、整流モーメント、すなわち、固定子巻線における電流の方向を変化／反転させるべき時間を、固定子巻線における電流の振幅を制御する信号のデューティサイクルから導き出すことができる。こうして、固定子の巻線における電流を制御するのに用いられる回路を用いて、公知の技術と同様に専用の検知回路を必要とすることなく、ＢＥＭＦ波形に関する情報（および、結果として、ロータの回転の速度、位置および検知に関する情報）を抽出するかまたは導き出す。

この発明はまた、電気モータの巻線において誘導される逆起電力（および／または逆起電力信号の特徴）を導き出すための方法を提供する。電気モータは、ロータ、固定子および巻線１５を含む。巻線における電流（ｉ_w）の振幅は、トランジスタスイッチの制御電極に印加される制御信号（ＴＬまたはＴＲ）によって決定される。当該トランジスタスイッチは当該巻線に接続されている。当該制御信号は、巻線における電流（ｉ_w）の振幅を基準値（ｉ_set）と比較するフィードバックループレギュレータによって生成される。逆起電力の特徴は制御信号から導き出される。特に、フィードバックループレギュレータはパルス幅変調レギュレータである。この場合、逆起電力（および／または逆起電力信号の特徴）は、制御信号のデューティサイクルから導き出されてもよい。この発明は、さまざまな種類の電気モータに適用されるが、固定子において巻線とロータ（たとえば、ブラシレスＤＣモータ）において永久磁石とを有するモータとともに有利に用いられる。逆起電力（および／または逆起電力信号の特徴）に基づくと、（たとえば、ｂｅｍｆのゼロ交差点の検出により）ロータの位置と、これによりブラシレスＤＣモータについての整流モーメントとを決定することができる。

この発明の局面に従うと、電気モータの回転方向を決定するための方法および回路が提案される。「単相ブラシレスＤＣモータのための実用的なマイクロコンピュータシステム（′A practical microcomputer System for Single-Phase Brushless DC motor′）」においてロンフー・ルオ（Longfu Luo）およびジア・ワン（Ziya Wang）が説明するように、単相モータはいわゆる「死点（dead point）」の問題を被る。いくつかの位置において、モータのトルクがゼロになり、これにより時として始動が困難になってしまう。この問題を解決するために、固定子強磁性材料でできた極磁片を偏心的または非対称的に形作ってもよい（たとえば、図１を参照）。ＵＳ２００６／０１９７４７８ Ａ１で述べられるように、先細の空隙（図２を参照）、階段状の歯（図３を参照）、非対称的な歯（図４を参照）または切込みのついた歯（図５を参照）で同じ結果を得ることができる。この発明の局面は、固定子における磁極片の形状が、ロータ永久磁石の回転中に固定子巻線において誘導されるＢＥＭＦ波形において反映されることと、結果として得られるＢＥＭＦの波形を用いて、ロータの回転方向を決定し、固定子巻線における電流の整流が実行されるべき（すなわち、固定子巻線における電流の方向を変更すべき）瞬間を決定することができるという事実に基づいている。

ＢＥＭＦ波形は、概して、正弦曲線である（図６を参照）かまたは上部が平坦な台形である（図７を参照）と想定され、これらの形状からの逸脱は、モータの適切な制御を保証するために補償されるべき外乱であるとみなされる。

たとえば、ＵＳ ６，５７７，０８５ Ｂ２においては、永久磁石モータが磁石の反対称性を示すかもしくは磁気的に変形している場合、または、固定子の機械的な対称性がロ
ータのそれと全く同じでない場合、逆ＥＭＦのゼロ交差から導き出されるロータの電気的位置は、ロータ速度が安定していたとしても時間的には安定していない。ＵＳ ６，５７７，０８５ Ｂ２は、磁気的および機械的な反対称性を補償する解決策を提案している。

先細の空隙を備えた汎用の単相ブラシレスＤＣモータ上で出願人によって測定された、正弦曲線ではないかまたは上部が平坦な台形ではないＢＥＭＦ波形の例を図８および図９に見ることができる。図８および図９は、（実質的に一定の回転速度で）ロータの角度位置に対するＢＥＭＦ信号を示す。予想されるように、ＢＥＭＦ信号は台形を有しているが、平坦ではなく、台形の上部は非ゼロの傾斜を有しており、これは、空隙が先細になっているという事実を反映している。図８および図９の波形は、ロータについての逆の回転方向に対応する。異なる動作条件で異なる種類のモータについての研究および実験が行われた後、発明者が到達した結論によれば、ロータの回転の検知はともに、ロータの回転に応じて台形ＡＢＣＤ（ＤＢ′Ｃ′Ｄ′）の上部ＢＣ（または底部Ｂ′Ｃ′）の傾斜を監視することによって識別され得る（図１０Ａおよび図１０Ｂを参照）。当該技術、たとえばＵＳ ６，５７７，０８５ Ｂ２から公知のとおり、如何なるブラシレスＤＣモータも、偶発的であろうとなかろうと、磁気の反対称性を示し得るかもしくは磁気的に変形される可能性があるか、または、固定子の機械的反対称性は、ロータの反対称性と全く同じではない。これは、磁気回路の意図的な偏心または反対称性（特に、固定子における極磁片の意図的な偏心または反対称性）を持ったブラシレスＤＣモータに限定されないが、このような偏心または反対称性を偶発的に示すモータに適用される。明確にするために、単相ブラシレスＤＣモータについて説明するが、この発明は、固定子において２つ以上の相を備えたブラシレスＤＣモータにも何らかの利点を伴って適用され得る。

電気モータは、固定子、ロータ、および巻線の１つ以上の組を含み、固定子に対するロータの角度位置に対する上記巻線において誘導される逆起電力の変動に影響を及ぼす偶発的または意図的な非対称性および／または偏心（たとえば、永久ロータ磁石の反対称性もしくは変形、変形された固定子、または、固定子とロータとの間の機械的な反対称性、…）を示す。当該モータは、図１１に図示の通り、先細になった空隙を有する単相ブラシレスＤＣモータであってもよい。固定子巻線（１１１）（１１２）は磁極片（１１３）（１１４）に巻かれている。ロータ（１１５）は永久磁石を含む。ロータ（１１５）の角度位置は、固定子（１１６）に対して固定された基準軸（１１７）と固定子磁石のＮ−Ｓ軸（１１９）との間の角度θ（１１８）である。基準軸（１１７）は、ロータの永久磁石のＮ−Ｓ軸が固定子巻線によって生成される磁場と整列するときにθが０（ゼロ）（またはΠの整数倍数）に等しくなるように選択される。図１１からわかるように、ロータ（１１５）と磁極片（１１３）および（１１４）との間の空隙は先細になっている。先細の空隙は意図的または偶発的であってもよい。先細の空隙は、誘導磁力線の分散における非対称性および／または磁場の局所的な振幅をもたらす。これは、先に簡潔に説明した「死点」の問題を解決するのに役立ち得る。ＢＥＭＦ信号の振幅の非対称性は、たとえば先細の空隙に起因するものであるが、以下のとおり数学的に規定され得る。すなわち、ＢＥＭＦ信号は、ロータの角度位置θに対するＢＥＭＦ信号の振幅のグラフが軸θ＝ｋ^*π（ｋは整数）に対して（一定の回転速度であっても）対称的ではない場合、非対称的になると言える。たとえば、図１０Ａには、ロータの角度位置に対するＢＥＭＦ信号の振幅のグラフが軸θ＝πに対して対称的ではないことが示されている。一方で、セグメントＢＣおよびＢ′Ｃ′が軸Ｔｈｅｔａ（すなわち、θ）と平行であったならば、グラフは軸θ＝πに対して対称的になったであろう。

ここで述べられる非対称性は、たとえば、歪んだ磁気設計、機械的要素（ロータまたは固定子、たとえば先細の空隙）の偶発的または意図的な非対称性、固定子に対するロータの偶発的または意図的なずれ、…に起因している。

当該方法は、逆起電力である信号、または、逆起電力の関数であり上述の非対称性および／または偏心を反映する他の電気信号の測定を含む。

当該方法はさらに、時間における１つ以上のモーメントでの信号の振幅の傾斜がモータの回転方向を決定するために検出されるかまたは導き出されることを特徴とする。当該方法はさらに、時間における第１のモーメントでの信号の振幅の傾斜が時間における第２のモーメントでの信号の振幅の傾斜と比較されることを特徴とする。当該方法はさらに、時間における第１のモーメントあたりの信号の傾斜の平均値が時間における第２のモーメントあたりの信号の振幅の傾斜の平均値と比較されることを特徴とする。

当該方法はさらに、時間における第１および第２のモーメントが信号の最大振幅にあるかまたはその最大振幅付近にあることを特徴とする。特に、時間における第１のモーメントは信号の最大振幅の前であり、時間における第２のモーメントは上記最大振幅の後である。回転方向を決定するのに用いられる信号は、ｂｅｍｆの関数でありｂｅｍｆの変動を反映するかまたは当該変動に追従する信号であってもよい。たとえば、当該信号は、電気モータにおける電流の振幅を制御するレギュレータの出力であってもよい。特に、当該信号はＰＷＭレギュレータのデューティサイクルである。

当該方法はさまざまな種類の電気モータに適用され得るが、固定子において巻線とロータにおいて永久磁石とを有する電気モータ、たとえばブラシレスＤＣモータ、のために有利に用いられる。

実施例の説明
以下において、頭字語ＢＥＭＦは逆起電力を示す。ＢＥＭＦと共に、逆ｅｍｆまたはＢＥＭＦ信号は逆起電力信号を称するのに用いられる。以下の規定は、スイッチ、特にトランジスタスイッチの状態を説明する際に用いられる。トランジスタ（スイッチ）は、そこに電流が流れることを可能にするときには（通常の機械的なスイッチであるかのように）閉じられる。すなわち、トランジスタスイッチは、閉じられているとき導通している。次いで、トランジスタ（スイッチ）はオンに切換えられる。トランジスタ（スイッチ）は、そこに電流を流すことができない場合には開かれる。すなわち、トランジスタスイッチは開かれると導通しなくなる。次いで、トランジスタ（スイッチ）はオフに切換えられる。

永久磁石ブラシレスモータの駆動には、通常、ＢＥＭＦ信号（および／または逆起電力信号の特徴）と、特に、ＢＥＭＦ信号が符号をキャンセルおよび変更するモーメント（いわゆる、ＢＥＭＦゼロ交差点）とについての知識が必要とされる。ここで、一例として、ＢＥＭＦ信号（および／または逆起電力信号の特徴）がモータを制御する信号から如何に導き出され得るかについて説明し、次に、モータを制御するその信号に基づいてゼロ交差点が如何に予測／決定され得るかを説明する。また、モータの回転方向は、ＢＥＭＦ信号が上述のとおり非対称性を表わす場合、同じ信号から決定することができる。

第１の好ましい実施例においては、単相ブラシレスＤＣモータの固定子巻線における電流の方向は、図１２に図示のとおり、完全なＨブリッジによって制御される。Ｈブリッジは、（抵抗器１２６と直列のコイル１２５としてモデル化された）固定子巻線を電源Ｖｂａｔ（１２０）に接続する４つのスイッチを含む。特に、これらのスイッチは、ＭＯＳＦＥＴトランジスタスイッチＭ１（１２１）、Ｍ２（１２２）、Ｍ３（１２３）およびＭ４（１２４）であってもよい。トランジスタスイッチは、Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３およびＭ４のゲートにそれぞれ印加される信号ＴＬ（上部左側）、ＴＲ（上部右側）、ＢＬ（底部左側）、ＢＲ（底部右側）によって制御される。トランジスタスイッチは、それらのゲート（高いＨまたは低いＬ）において印加される信号に応じてオンまたはオフにされる。たとえば
、Ｍ１およびＭ４が閉じられ、Ｍ２およびＭ３が開かれてもよい。この場合、電流ｉ_wは固定子巻線において第１の方向に流れる（図１３を参照）。電流ｉ_wの検知を反転させるために、Ｍ１およびＭ４が開かれ、Ｍ２およびＭ３が閉じられてもよい（図１４を参照）。いわゆる低速減衰（Slow Decay）構成においては、電流は、たとえばＭ１およびＭ２を開き、Ｍ３およびＭ４を閉じることによってゼロにまで減衰される。いわゆる高速減衰（Fast Decay）構成においては、たとえば、電流がトランジスタＭ１（１２１）およびＭ４（１２４）を通って流れ、固定子巻線における電流の高速減衰を達成し、トランジスタＭ１（１２１）およびＭ４（１２４）が開かれ、トランジスタＭ２（１２２）およびＭ３（１２３）が閉じられる場合、Ｈブリッジは電流を反対方向に流すように構成される（すなわち、電流の振幅が低速減衰構成の場合よりも高速でゼロに到達し、十分に長く印加される場合、電流の方向が反転し、その振幅が増大する）。

電流の振幅は、基準接地とトランジスタスイッチＭ３（１２３）およびＭ４（１２４）のソースとの間に接続されたセンス抵抗器Ｒ_sense（１２７）によって測定される。比較器（１２８）は、センス抵抗器（１２７）に亘る電圧降下を基準ｉ_Setと比較して、固定子巻線における電流ｉ_wの振幅が所与の値ｉ_Setよりも小さいかまたは大きいかどうかを判断する。

レギュレータ（１２９）は、電流ｉ_wの振幅を制御し、ｉ_wの振幅を所与の設定値ｉ_Setに（可能な限り）近づけるために、比較器（１２８）の出力を用いて制御信号ＴＬ、ＴＲ、ＢＬ、ＢＲを生成する。図１２に示されるのと同様の回路を指定するのに、制御ループ、フィードバック制御ループまたはフィードバックループを区別なく参照することとする。電流Ｉ_wをセンス抵抗器（１２７）で測定することによってフィードバックが確実にされ、次いで、測定された電流が比較器（１２８）で設定点値Ｉ_Setと比較され（一般に、測定された値と設定点値との差を評価する）、結果がレギュレータ（１２９）への入力として用いられて、アクチュエータ（Ｈブリッジ）に印加されるべき１つ以上の制御信号（ＴＬ、ＴＲ、ＢＬ、ＢＲ）が決定される。

パルス幅変調（ＰＷＭ）は、固定子巻線における電流ｉ_wの振幅を制御するのに用いることができる。パルス幅変調においては、供給電圧Ｖｂａｔ（１２０）は、連続的に印加されるのではなく一定の時間の間にしか印加されない。結果として、すべてのことが、固定子巻線が供給電圧Ｖｂａｔ（１２０）の一部である平均起動電圧を認識したかのように起こる。パルス幅変調においては、（Ｍ２（１２２）およびＭ３（１２３）が開いている間、すなわち、信号ＴＲおよびＢＬが低い間に）連続的な高い信号、たとえばＴＬをトランジスタＭ１（１２１）のゲートに、そしてＢＲをトランジスタＭ４（１２４）のゲートに印加するのではなく、トランジスタたとえばＭ４（１２４）は閉じられたままにされるが、トランジスタたとえばＭ１（１２１）はオンやオフに切換えられる（図１５を参照）。

電流が他の方向に流れている場合にその電流の振幅を制御するために、トランジスタＭ４（１２４）は閉じられたままにされるが、トランジスタＭ１（１２１）は、Ｍ２（１２２）およびＭ３（１２３）が開いている間に選択的にオンとオフとに切換えられる。

パルス幅変調を用いて固定子巻線における電流の振幅を制御する場合のＨブリッジの同等の回路およびモータが図１６に示される。スイッチ（１６１）は、たとえば、電流が第１の方向に流れるべき場合のトランジスタＭ１（図１２における要素１２１）であるか、または、電流が第２の方向に流れるべき場合のＭ２（図１２における要素１２２）であり（図１２を参照）、電圧源（１６２）は、ロータにおける回転永久磁石によって固定子巻線において誘導される逆起電力またはｂｅｍｆを表わす。固定子巻線は、インダクタ（１６５）および直列抵抗器（１６６）によってモデル化される。フリーホイールダイオード
（１６３）は、スイッチ（１６１）が開いているときに固定子巻線において電流が循環することを可能にする。フリーホイールダイオードは意図的なものであり得るか、または、トランジスタスイッチ、たとえばＭ３もしくはＭ４の寄生ダイオードであり得る。たとえば、スイッチ１６１がトランジスタＭ１であれば、フリーホイールダイオード１６３はトランジスタＭ３に関連付けられる寄生ダイオードであり得る。スイッチ１６１がトランジスタＭ２であれば、フリーホイールダイオード１６３はトランジスタＭ４に関連付けられる寄生ダイオードであり得る。特に、トランジスタＭ３およびＭ４がｎ型ＭＯＳトランジスタであれば（この場合、バルク電極は、必ずしもそうであるわけではないが、しばしば、ソース電極とともに短絡させられる）、この場合、Ｍ３またはＭ４のドレインバルクダイオードを、場合によっては、フリーホイールダイオードとして用いることができる。電圧源１６０は、スイッチ１６１、インダクタ１６５および抵抗器１６６と直列に接続されている。なお、フリーホイールダイオード（１６３）は必ずしも必要であるわけではない。実際には、利用可能なトランジスタで処理を行い得る。ダイオード（１６３）のようなフリーホイールダイオードの役割は、スイッチ（１６１）が開かれているときに電流がコイル（１６５）を通って循環することを可能にすることである。Ｈブリッジにおいては、フリーホイールダイオードの役割は、ＨブリッジのＰＷＭモードでの動作方法の複雑さが僅かに増すことを犠牲にして、トランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ３またはＭ４のうちの１つが引き受けてもよい。たとえば、図１３および図１５に図示のとおり、電流Ｉ_wを所与の方向に流すことを可能にするかまたは強制的に流すためにトランジスタＭ１およびＭ４が閉じられるものと仮定する。ＰＷＭモードでは、以下により詳細に説明されるように、トランジスタＭ１は、トランジスタＭ４が閉じられたままの状態で繰り返し開かれたり閉じられたりする。トランジスタＭ１が開いているとき、電流をＶｂａｔ（１２０）から固定子巻線（１２５）を通じて流すことはできない。フリーホイールダイオードが固定子巻線（すなわち、要素１５、１６）と並列に接続されていれば、トランジスタＭ１が開いているとき、電流は固定子巻線とフリーホイールダイオードとを通って流れ続ける。フリーホイールダイオードがない場合、トランジスタスイッチＭ１が開いているときにトランジスタスイッチＭ３を閉じることができるので、電流Ｉ_wはループ１２６、１２５〜Ｍ４〜センス抵抗器１７〜ＧＮＤ〜Ｍ４〜１６を通って流れることとなる。ＶｂａｔからＧＮＤまでの短絡を回避するために、トランジスタＭ１が完全に（または少なくとも十分に）開かれるまでトランジスタＭ３を閉じるのを遅らせて、トランジスタＭ１を閉じる前にトランジスタＭ３を開かなければならない。

パルス幅変調においては、スイッチ１６１を開くかまたは閉じる制御信号（トランジスタＭ１（１２１）が用いられる場合にはＴＬ、またはトランジスタＭ２（１２２）が用いられる場合にはＴＲ）は、図１５（時間に対するＴＬの展開）または、図１７（時間に対するＰＷＭ信号の展開）に示されるとおりである。制御信号が低レベル（Ｌ）と高レベル（Ｈ）との間で変動することが分かる。低レベルおよび高レベルとは、これらが印加されるスイッチを閉じるかまたは開くことのできるようなものである。時間は等しい長さＴ_PWMの間隔に分割される。ＰＷＭ周波数ｆ_PWMは、間隔Ｔ_PWMの逆数、すなわちｆ_PWM＝１／Ｔ_PWM、として規定される。この第１の好ましい実施例において制御信号（たとえば、ＴＬまたはＴＲ）とも称されるＰＷＭ信号は、すべての時間間隔Ｔ_PWMの部分について高く維持される。この部分は間隔ごとに異なっていてもよい。

固定子巻線における電流ｉ_wは、以下の式に従って時間とともに変動する。
Ｖｂａｔ＝−Ｌ_wｄｉ_w／ｄｔ＋Ｒ_wｉ_w＋Ｖ（ＢＥＭＦ）＋Ｒ_senseｉ_w （式１）
この場合、スイッチ１６１が閉じられ、
０＝−Ｌ_wｄｉ_w／ｄｔ＋Ｒ_wｉ_w＋Ｖ（ＢＥＭＦ）＋Ｒ_senseｉ_w （式２）
この場合、スイッチ１６１は開かれる。

式１に従うと、他のすべてものは等しく保たれるが、スイッチ１６１が長く閉じられた
ままであればあるほど電流ｉ_wの振幅が大きくなる。同様に、式２に従うと、他のすべてのものは等しく保たれるが、スイッチ１６１が長く開かれたままであればあるほど電流ｉ_wの振幅の低減がより重要となる。パルス幅変調においては、スイッチ１６１は、比較器（１２８）の出力に応じて閉じられるかまたは開かれる。

制御信号は、レギュレータ１２９（および、特に、この第１の実施例において考慮されるように、ＰＷＭレギュレータ）によって生成され、一定の条件を満たすはずである。たとえば、可聴周波数を防ぐために、ＰＷＭ周波数ｆ_PWMは可聴範囲よりも高く選択される。デューティサイクルＤＣは、（十分な）供給電圧Ｖｂａｔが固定子巻線に印加される期間Ｔ_PWMの部分として規定される。可聴範囲におけるＰＷＭ信号の高次高調波（sub-harmonics）の生成を避けるために、０％および１００％のデューティサイクルが除外される。特に、０％および１００％のデューティサイクルは以下のとおり回避され得る（図１７を参照）。ＰＷＭ信号は（少なくともＤ_Min ^*Ｔ_PWMにわたって）ＰＷＭ期間の初めには高く、コイルにおける電流が比較器１２８の出力によって示されるように基準値Ｉ_setに到達していない限り高く維持される。固定子における電流ｉ_wにかかわらず、時間Ｄ_Max ^*Ｔ_PWM（^*は乗算のための演算子）の後、ＰＷＭの出力は、ＰＷＭ期間のうち、Ｄ_MaxＴ_PWMとそのＰＷＭ期間の終わりとの間の部分については常に０に設定される。Ｄ_Maxについての代表値は０．７５であり得る。Ｄ_Minについての代表値は０．０５であり得る。ＰＷＭ信号は、所望される電流の方向に応じてトランジスタＭ１（１２１）またはトランジスタＭ２（１２２）のどちらかのゲートに印加され得る。

固定子巻線における所望の電流が高ければ高いほど、固定子巻線が認識する平均起動電圧が高くなるはずであり、デューティサイクルも高くなるはずである。ＢＥＭＦ信号の振幅が増大する（他のすべてのものが等しく保たれる）ときに固定子巻線における電流の振幅を一定に保つために、デューティサイクルもこれに応じて増大しなければならない。実際には、ｂｅｍｆ信号は供給電圧に反して作用する。ＢＥＭＦ信号の振幅が低減する（他のすべてのものが等しく保たれる）ときに固定子巻線における電流を一定に保つために、デューティサイクルもこれに応じて低減しなければならない。このため、デューティサイクルＤＣの変動はＢＥＭＦ信号の振幅の変動を「反映」する。したがって、図２におけるのと同様の回路においては、ＢＥＭＦ信号についての情報はＰＷＭ信号のデューティサイクルから抽出することができる。

レギュレータ１２９の特別な実現例を図１８に見ることができる。比較器１２８の出力ＯＵＴＡは、Ｄタイプのフリップフロップ１８１のためのリセット信号として用いられる（すなわち、フリップフロップの出力Ｑは、信号ＯＵＴＡがＩｓｅｔ＜Ｉｗに対応する論理「０」に対応する場合、論理状態「０」にリセットされる）。特定の（ad-hoc）信号発生器によって生成されるパルス信号「ＰＷＭ開始」はＰＷＭ期間の開始を決定し、論理「１」信号をフリップフロップ１８１のＤ入力からＱ出力にシフトする。この「ＰＷＭ開始」信号はカウンタ１８３をリセットする（すなわち、カウンタ１８３の出力をプリセット値にセットする）。明確にするために、特に指定のない限り、カウンタは各ＰＷＭ期間の初めに０にリセットされるものとする。カウンタ１８３はたとえばバイナリカウンタであってもよく、その出力は、直列または並列に利用可能にされるＮ_counterのビットからなる。カウンタの出力は０と２^Ncounter−１との間で変動する。論理「１」である場合、Ｑ出力上の信号がカウンタ１８３を使用可能にすると、当該カウンタ１８３は、ＰＷＭの周波数ｆ_PWMよりも高い周波数ｆ_CLCKで信号発生器１８４によって生成されたクロック信号ＣＬＣＫをカウントする。クロック周波数は、典型的には、ＰＷＭ期間Ｔ_PWMが（実質的に）クロック信号周期Ｔ_CLCK＝１／ｆ_CLCK、すなわちＴ_PWM＝ＮＢ^*Ｔ_CLCKの整数ＮＢに等しくなるように選択される。ＰＷＭ期間Ｔ_PWMは、たとえば、１２８ＣＬＣＫ期間の長さである。カウンタ１８３は、Ｑが高い限り、クロック信号ＣＬＣＫによってインクリメントされる。ＰＷＭ信号であるＱは、比較器１２８の出力ＯＵＴＡが論理「１」である限り
、すなわち、固定子巻線における電流ｉ_wが基準ｉ_Setよりも低い限り、高く維持される。上述に基づき、ＰＷＭ期間の終わりに、カウンタの出力は、カウンタ１８３によってカウントされるＣＬＣＫ期間の数に等しくなり、その間、ＰＷＭ信号は、そのＰＷＭ期間中、高くなっていた、すなわち、ＰＷＭ期間の終わりにおけるカウンタの出力はデューティサイクルに比例している（＋／−１／２ＬＳＢ、すなわち、ＮＢ^*ＤＣ、この場合、ＬＳＢは最下位ビットを表わし、カウンタの出力のための可能な限り小さな増加分に対応している）。上述のとおり、０％および１００％のデューティサイクルの回避が所望される場合、たとえば、少なくとも１クロック周期、多くてもＤ_MAX ^*ＮＢクロック周期にわたってＰＷＭ信号を高く維持し得る。これは、当該技術から公知のいくつかの方法においては論理信号を組合せることによって論理回路において容易に実現される。図１８の回路はまた、フリップフロップ１８１の出力Ｑが０に戻り、カウンタがそれ以上インクリメントしなくなると、カウンタの内容をラッチするラッチ回路１８５を含み得る。

デジタル回路、図１８のブロック１８２は、信号Ｑ、ＣＬＣＫ、ＰＷＭ開始、および所望のＩ_Setの方向（信号Ｄｉｒ）に基づいて信号ＢＬ、ＢＲ、ＴＬおよびＴＲを決定する。たとえば、第１の電流の方向が所望される場合、ブロック１８２はＱをトランジスタＭ２（１２２）の制御電極ＴＲに向け、（トランジスタＭ３を閉じるために）ＢＬを高く設定し、（トランジスタＭ１およびＭ４を開くために）ＢＲおよびＴＬを低く設定する。フリーホイールダイオードがない場合、ブロック１８２は、信号ＴＲの状態に応じて信号ＢＲを高くまたは低く設定して（上述を参照）、ＶｂａｔからＧＮＤまでの短絡を回避しつつ電流が固定子巻線を通って循環することを可能にする。

第２の電流の方向が所望される場合、ブロック１８２はＱをトランジスタＭ１（１２１）の制御電極ＴＬに向け、（トランジスタＭ４を閉じるために）ＢＲを高く設定し、（トランジスタＭ２およびＭ３を開くために）ＢＬおよびＴＲを低く設定する。フリーホイールダイオードがない場合、ブロック１８２は、信号ＴＬの状態に応じて信号ＢＬを高くまたは低く設定して（上述を参照）、ＶｂａｔからＧＮＤまでの短絡を回避しつつ電流が固定子巻線を通って循環することを可能にする。

ロータの位置に対するデューティサイクルＤＣおよびＢＥＭＦ信号の変動の例が図１９に示される。図１９においては、範囲を限定することなくＢＥＭＦをモデル化するために上部が平坦ではない台形信号ＡＢＣＤを採用した。上述のとおり、所与のＩ_setについては、他のすべてのものが等しく保たれる場合、ＢＥＭＦ信号の振幅が増大すると、モータにおける電流を制御するＰＷＭ信号のデューティサイクルＤＣが増大し、さらに、ＢＥＭＦ信号の振幅が低減すると、モータにおける電流を制御するＰＷＭ信号のデューティサイクルＤＣも低減する。デューティサイクルＤＣは、ＢＥＭＦ信号の振幅が最大値に達すると最大値に達する。ＢＥＭＦ信号の公知の挙動に基づき、ＢＥＭＦ信号の振幅の（急峻な）低減と、これによりデューティサイクルＤＣの（急峻な）低減とは、ロータの位置が整流点に近い（ＢＥＭＦ信号がゼロを交差しようとしている）ことを示している。したがって、たとえば、デューティサイクルが最大値（図１９における点Ｃ）に到達したとき、または、デューティサイクルが最大値に到達した直後に電流の方向の反転が決定される。図１９においては、電流についての第１の可能な方向は、グラフのうちでθ軸よりも上でありθに対するＩｗを表わす部分に対応している。すなわち、電流の正の値に対応している。電流についての第２の可能な方向は、グラフのうちでθ軸よりも下の部分に対応している。すなわち、電流の負の値に対応している。設定点が図１９における負の値によって表わされる（Ｉ_set＜０）場合、比較器１２８の入力に印加される基準信号Ｉ_setの信号は変更されないが、固定子巻線における電流の方向が第２のものになることが理解されるべきである。電流の振幅は依然としてセンス抵抗器１２７で監視され、当該センス抵抗器１２７を用いて、その方向にかかわらず電流の振幅を測定することができる。ＨブリッジのスイッチＭ１からＭ４は選択された方向に電流を流すよう構成される（すなわち、開かれる
かまたは閉じられる）。Ｈブリッジのスイッチが固定子巻線における電流の方向を反転させるよう再構成された後、固定子コイルの自己インダクタンスのために、電流Ｉ_wの方向が瞬時に符号を変更することはないだろう。Ｉ_wの振幅は、まず、それがゼロに到達するまで低減し、Ｉ_wの符号が変化し（０交差）、その振幅が再び増大することとなる。Ｉ_w＝Ｉ_setからＩ_w＝−Ｉ_setへの遷移の間、Ｉ_wの振幅はＩ_set（｜Ｉ_w｜＜Ｉ_set）よりも小さくなり、ＰＷＭレギュレータ１２９はデューティサイクルＤＣの増大によって反応することとなる。設定点Ｉ_set、モータの特徴およびその回転速度に応じて、デューティサイクルは、遷移の大部分の間に、または、図１９に図示のとおり、Ｉ_w＝Ｉ_setからＩ_w＝−Ｉ_setまでの遷移全体の間に、その最大値Ｄ_maxにされてもよい。

図２０は、整流瞬間を決定する（ＢＥＭＦ信号が対称的であるか否か、モデル化可能なＢＥＭＦ信号が有する台形の上部が平坦であるか否か）のに用いることのできる論理回路２００の基本概略図を示す。レジスタ２０１は、瞬間ｔ₀と瞬間ｔ（ｔ₀＜ｔ）との間で測定されたデューティサイクルＤＣの最高値ＨＤＣを記憶する。比較器２０５は、レジスタ２０１の内容２０３をＤＣカウンタ（およびラッチ）２０２によって測定された電流ＤＣ２０４と比較し、電流ＤＣ２０４がレジスタ２０１の内容２０３よりも高ければ、レジスタ２０１の内容が電流ＤＣ２０４で更新される。

固定子における電流Ｉ_wの方向をいつ変更するかを決定するために、電流ＤＣ２０４とレジスタ２０１の内容２０３との差が絶えず評価され、比較器２０７によってレジスタ２０１の内容２０３のある部分と比較される。電流ＤＣ２０４とレジスタ２０１の内容２０３との差が間隔［ｔ₀，ｔ］内で到達するＤＣの最大値の所与の百分率よりも高ければ、固定子電流の方向が変更されるか、または言い換えれば、（ＨＤＣ−電流ＤＣ）＞ＨＤＣ／Ｎであれば、固定子電流の方向が変更される。電流の方向が変更されるべきであることを示す信号２０８は比較器２０７の出力において利用可能となる。バイナリ表現に適応させ、分割の実現例を簡潔にするために、Ｎは好ましくは２の整数倍数となるだろう。これは、一般的な場合には、Ｎについての他の種類の値を除外しない。Ｎは、固定子巻線における電流の整流をトリガするために如何に大きなデューティサイクルの変動が必要であるかを決定する感度因子と見なされてもよい。Ｎの値を変更することにより、固定子巻線における電流の整流が行なわれる瞬間を変更し、モータの特殊性に応じて電流の整流を最適化することができる。

レジスタ２０１の内容ＨＤＣは、固定子巻線における電流の方向が変更される瞬間に、たとえば０に（再）初期設定される。図１９からわかるように、Ｈブリッジが、固定子巻線における電流の方向を（すなわち、整流瞬間において）変更させるよう再構成される場合、制御ループがしばしばオーバーシュートし、デューティサイクルがその最大値に到達することとなる。このオーバーシュートが整流瞬間を予期する最大のＢＥＭＦ信号として解釈されることを防ぐために、いくつかのフィルタリングが必要とされる。たとえば、（１）所与のＢＥＭＦプロファイル（傾斜の急峻性、最大振幅、…）から予想できる最大変動を上回る２つの連続したＰＷＭ期間の間のデューティサイクルの変動が無視され得る（すなわち、レジスタ２０１の内容ＨＤＣが更新されない）か、もしくは、これを用いてレジスタ２０１をたとえば０にリセットする（図１９においては、レジスタ２０１は、点Ｄのあたりに発生するデューティサイクルの急な低減によってリセットされることとなる）か、または、（２）ＤＣサイクルにおける最小値に到達しない限り、レジスタ２０１の内容ＨＤＣがリセットされる。実際には、図１９からわかるように、デューティサイクルはそのオーバーシュート値から低減してから、ＢＥＭＦの振幅の増大に応じて固定子巻線における電流の振幅を一定に維持するよう増大することとなる。これらのフィルタリング基準は、当該技術に公知のいくつかの方法で、状態機械、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ、…で実現されてもよい。

レジスタ２０１が最後にリセットされた瞬間ｔ₀と、（たとえば、図２０におけるのと同様の回路の出力によって決定されるとおり）電流の方向が変更される瞬間ｔ₁との間で測定されるデューティサイクルは、キネマティック量（たとえば、角変位、角速度、角加速度）と、ＢＥＭＦ信号が対称的でなければモータの回転方向とを決定するためにさまざまな方法で用いられてもよい。

まず、図２１および図２２に示される信号の分析に基づいてモータの回転方向を決定するための第１の方法について検討する。デューティサイクルＤＣは、上述のとおりフィルタリングを実行する第１のフィルタ２３１に送られる。（たとえば最後にリセットされた信号によって決定された）ｔ０から始めて、カウンタ２３２は、デューティサイクルＤＣがその最大値に到達しない限り、各々のＰＷＭ期間ごとに１ずつインクリメントされる。デューティサイクルＤＣが時間ｔ_Maxでその最大値に到達すると（ｔ₀＜ｔ_Max＜ｔ）、カウンタ２３２は各々のＰＷＭ期間ごとに１ずつデクリメントされる。瞬間ｔは、たとえば図２０の回路の出力に基づいて、上述のとおり決定されてもよい。カウンタの内容がラッチされる瞬間ｔにおいては、ラッチされたカウンタ２３２の内容が正であれば、これは、デューティサイクルＤＣが、デューティサイクルＤＣの低減の範囲内であるＰＷＭ期間の数よりも大きい数のＰＷＭ期間にわたって増大したことを意味する。これは、図２１に図示のとおり、ロータがＢＥＭＦ信号に対応する第１の方向に移動するものとして解釈される。反対に、カウンタ２３２の内容が負であることが分かれば、これは、デューティサイクルＤＣが、デューティサイクルＤＣの低減の範囲内であるＰＷＭ期間の数よりも少ない数のＰＷＭ期間にわたって増大したことを意味する。これは、図２２に図示のとおり、ロータがＢＥＭＦ信号に対応する第２の方向に移動するものとして解釈される。

ここで、図２３のブロック図を実現する回路で、図２１および図２２に示される信号の分析に基づいてモータの回転方向を決定するための第２の方向について検討する。

デューティサイクルＤＣは、まず、上述のフィルタリング基準に従ってフィルタ２４０によってフィルタリングされる。当該フィルタは、たとえば、図２０における原理図に基づき、当該技術において公知のとおり、ＶＨＤＬと合成されてもよい。クロック２４１は、時間／時間間隔の測定を可能にする。フィルタ２４０は、最大値の探索時に、測定されたデューティサイクルＤＣを考慮に入れて、いつ開始するかを決定する。フィルタ２４０は、瞬間ｔ₀とｔとの間の最大デューティサイクルを決定する。フィルタ２４０により決定されるとおり、ＤＣ＠ｔ_Max、ＤＣ＠ｔ₀、および、ＤＣ＠ｔを、それぞれ、最大デューティサイクル、瞬間ｔ０におけるデューティサイクル、および瞬間ｔにおけるデューティサイクルとする。これらの３つの値は、クロック２４１によって測定される対応する時間ｔ０、ｔ_Maxおよびｔとともにレジスタ２４２に記憶される。

ＡＡＲＩ１をデューティサイクルＤＣの増大の第１の平均レートの絶対値として、瞬間ｔ０と瞬間ｔ_Maxとの間で計算する。ＡＡＲＩ１は、以下の式３に従って演算部２４３によって概算され得る。

ＡＡＲＩ１＝｜（ＤＣ＠ｔ_Max−ＤＣ＠ｔ₀）／（ｔ_Max−ｔ₀）｜ 式３
ＡＡＲＩ１をデューティサイクルＤＣの増大の第２の平均レートの絶対値として、瞬間ｔ０と瞬間ｔ_Maxとの間で計算する。ＡＡＲＩ２は、以下の式４に従って演算部２４３によって概算され得る。

ＡＡＲＩ２＝｜（ＤＣ＠ｔ_Max−ＤＣ＠ｔ）／（ｔ_Max−ｔ）｜ 式４
ＡＡＲＩ１およびＡＡＲＩ２の計算を簡潔にするために、式３および式４の両方の分母を（ＮＭＡＸ−Ｎ０）および（ＮＭＡＸ−ＮＥＮＤ）と置き換えてもよい。この場合、Ｎ０、ＮＭＡＸおよびＮＥＮＤは、それぞれ時間ｔ₀、ｔ_Maxおよびｔにおいて経過したＰＷ
Ｍ期間の数である。典型的には、Ｎ０は０に等しくなるだろう。ＮＭＡＸおよびＮＥＮＤは、それぞれ、ｔ０とｔ_Maxとの間およびｔ０とｔとの間で、図１８の信号発生器１８４によって生成されるＰＷＭ開始信号の数をカウントすることによって容易に得ることができる。ＰＷＭ期間の数は、たとえば、当該技術において公知のいくつかの方法で信号ＰＷＭ開始をカウントすることによって得られてもよい。フィルタおよびクロックは、図２３からわかるように、汎用の計算器２４４μ（マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、…）の一部であってもよい。

ＡＡＲＩ１＜ＡＡＩＲ２であれば、これは、図２１に図示のとおり、ロータがＢＥＭＦ信号に対応する第１の方向に移動するものと解釈される。

ＡＡＲＩ１＞ＡＡＩＲ２であれば、これは、図２２に図示のとおり、ロータがＢＥＭＦ信号に対応する第２の方向に移動するものと解釈される。

なお、量ＡＡＲＩ１およびＡＡＲＩ２はＢＥＭＦ信号から直接算出されてもよい。というのも、これは、専用のセンサによって測定または評価され得るからであり、たとえば、コイルセンサにわたる電圧降下であり得る。当該コイルセンサは、その位相がステッパモータのロータの位置を決定するためにセンサとして用いられる場合、バイポーラステッパモータの位相の巻線であってもよい。このため、ＢＥＭＦ信号が対称的でない場合にモータの回転方向を決定するために提案される方法は、ＰＷＭモードで動作する単相ステッパモータに限定されない。

角変位θおよび角速度ωのようなキネマティック量は、クロックによって供給されるタイミング情報およびデューティサイクル信号の分析に基づいて算出され得る。フィルタ２４０によって検出されるとおり第１の最大デューティサイクルから始めて、レジスタの内容ＮｂＭａｘがインクリメントされ、基準時間ｔ_Refが記憶される。必要であれば、角変位は、値ＮｂＭａｘ、および、Ｂｅｍｆ信号の形状とロータの角度位置との間に存在するリンクに基づいて評価され得る。たとえば、ｂｅｍｆ信号が図１０Ａに図示のとおり変動する場合、ｔ_Refからの角変位は（ＮｂＭａｘ−１）^*Πによって概算されることとなる。角速度ωは（ＮｂＭａｘ−１）^*Π／（ｔ_NbMax-ｔ_ref）によって概算されてもよい。

単相ブラシレスＤＣモータの固定子およびロータ要素における偏心の例を示す図である。 単相ブラシレスＤＣモータの固定子およびロータ要素における非対称性の例を示す図である。 単相ブラシレスＤＣモータの固定子およびロータ要素における非対称性の例を示す図である。 単相ブラシレスＤＣモータの固定子およびロータ要素における非対称性の例を示す図である。 単相ブラシレスＤＣモータの固定子およびロータ要素における非対称性の例を示す図である。 永久磁石ＤＣモータの固定子巻線におけるＢＥＭＦ電圧の時間に対する変動（上部が平坦な台形のプロファイル）を示す図である。 永久磁石ＤＣモータの固定子巻線におけるＢＥＭＦ電圧の時間に対する変動（正弦曲線のプロファイル）を示す図である。 先細の空隙を備え、第１の方向に回転する単相ブラシレスＤＣモータの固定子巻線において誘導される逆起電力を示す図である。 先細の空隙を備え、第１の方向とは反対方向に回転する単相ブラシレスＤＣモータの固定子巻線において誘導される逆起電力を示す図である。 先細の空隙を備え、第１の方向に回転する単相ブラシレスＤＣモータの固定子巻線において誘導される理想的な逆起電力を示す図である。 先細の空隙を備え、第１の方向とは反対方向に回転する単相ブラシレスＤＣモータの固定子巻線において誘導される理想的な逆起電力を示す図である。 先細の空隙を備えた単相ブラシレスＤＣモータとロータの角度位置と示す図である。 電気モータにおける電流の方向および振幅を制御するためのＨブリッジおよびフィードバックループの例を示す図である。 Ｈブリッジの第１の構成を示す図である。 Ｈブリッジの第２の構成を示す図である。 ＰＷＭを用いて固定子巻線における電流の振幅を制御する際にＨブリッジのトランジスタを制御するための制御信号を示す図である。 ＰＷＭを用いて固定子巻線における電流の振幅を制御する際の単相ブラシレスＤＣモータの同等のモデルを示す図である。 固定子巻線における電流、ＰＷＭ信号のデューティサイクル、およびカウンタの出力の時間に対する変動を示す図である。 レギュレータの例を示す図である。 巻線における電流、ＢＥＭＦ信号、およびロータの角度位置に対するデューティサイクルの展開を示す図である。 デューティサイクルに基づいて整流瞬間を決定するためのフィルタの例を示す図である。 ロータが第１の方向に回転する際のデューティサイクルおよびＢＥＭＦ信号の展開を示す図である。 ロータが第２の方向に回転する際のデューティサイクルおよびＢＥＭＦ信号の展開を示す図である。 デューティサイクルに基づいてキネマティック量を決定するための回路の例を示す図である。

符号の説明

５ ロータ、６ 固定子、１１ 電流駆動回路、１２ 電流駆動回路、ＴＬ 制御信号、ＴＲ 制御信号、ｉ_w 電流、ｉ_set 基準値。

Claims (14)

1. 電気モータのための制御回路であって、電気モータは、ロータ、固定子および巻線（１２５）を含み、制御回路は、巻線における電流（ｉ_w）の振幅を制御するよう電流駆動回路（１２１，１２２）を制御するための制御信号（ＴＬまたはＴＲ）を生成するフィードバックループレギュレータ（１２７，１２８，１２９）を有し、フィードバックループレギュレータは、巻線における電流（ｉ_w）の振幅を基準値（ｉ_set）と比較するよう構成され、制御回路はまた、制御信号の特徴（ＤＣ）を抽出するための回路（１８１，１８３，１８４，１８５）を有し、前記特徴は巻線（１２５）における逆起電力と同様に時間に対して変動する、制御回路。
2. フィードバックループレギュレータはパルス幅変調レギュレータであることを特徴とする、請求項１に記載の回路。
3. 制御信号の特徴（ＤＣ）に基づいて電気モータの回転位置を決定するよう構成される回路を有する、請求項１または２に記載の回路。
4. 固定子巻線（１２５）における電流の方向が制御信号の特徴（ＤＣ）の変動に対して変化されるべき瞬間を決定するための回路（２００）を有する、請求項１、２または３のいずれかに記載の回路。
5. 制御信号の特徴（ＤＣ）からモータの回転方向を決定するための回路（２４０，２４１，２４２，２４３，２４４）を有する、請求項１から４のいずれかに記載の回路。
6. モータの回転方向を決定するための回路は制御信号の特徴の変動レートを計算するための手段を含む、請求項５に記載の回路。
7. 電気モータの角度位置を決定するための方法であって、モータは、固定子において巻線（１２５）と、ロータにおいて永久磁石とを有し、巻線における電流の振幅は、巻線に接続された電流駆動回路を制御するフィードバックループレギュレータによって制御され、前記方法は、
   フィードバックループレギュレータによって生成される制御信号（ＴＬ，ＴＲ）の特徴（ＤＣ）を得るステップと、
   制御信号の特徴（ＤＣ）を監視するステップとを含む、方法。
8. 制御信号の監視された特徴（ＤＣ）における最大値を検出するステップを含む、請求項７に記載の方法。
9. 特徴（ＤＣ）における検出された最大値は、巻線における電流の方向を反転させる瞬間を決定するために用いられる、請求項８に記載の方法。
10. 巻線における電流の方向を反転させるための決定は、特徴（ＤＣ）が検出された最大値から所与の量だけ低減した場合に行なわれる、請求項９に記載の方法。
11. 電気モータの回転方向を決定するための方法であって、モータは、固定子において巻線（１２５）とロータにおいて永久磁石とを有し、モータの固定子に対するモータのロータの角度位置の関数として逆起電力のプロファイルにおいて非対称性および／または偏心を有し、巻線における電流の振幅は、巻線に接続された電流駆動回路を制御するフィードバックループレギュレータによって制御され、前記方法は、
    時間における３つ以上の瞬間においてフィードバックループレギュレータによって生成
    される制御信号の特徴を得るステップを含む、方法。
12. 時間における第１の瞬間において制御信号の特徴の第１の変動レートを得るステップと、
    時間における第２の瞬間において制御信号の特徴の第２の変動レートを得るステップとを含む、請求項１１に記載の方法。
13. 第１の変動レートは、制御信号の特徴における最大値の発生前に得られ、第２の変動レートは、制御信号の特徴における最大値の発生後に得られることを特徴とする、請求項１２に記載の方法。
14. 第１の変動レートは第２の変動レートと比較される、請求項１２または１３に記載の方法。