TWI451688B - 用於電動馬達的控制電路以及決定電動馬達的角位置和方向之方法 - Google Patents

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Description

用於電動馬達的控制電路以及決定電動馬達的角位置和方向之方法
一般言之，本發明係關於無刷式直流(direct current，DC)馬達的控制，尤其，本發明係關於在無位置感測器(例如，霍爾(hall)感測器)或光學編碼器的情況下控制無刷式直流馬達並決定馬達旋轉方向的方法與裝置。
在此技術中，已知如何決定永久磁鐵馬達的轉子位置並在無霍爾感測器或任何其他位置感測器的情況下控制那些馬達。這種不需要位置感測器的控制方案被稱為無感測器控制方案。許多這類無感測器控制方案依賴反電動勢(back electromotive force，BEMF或back EMF)。在馬達運作期間，繞組看到由永久磁鐵所產生、隨著時間變化的磁場。這道隨著時間變化的磁場在繞組內引發反電動勢(BEMF或back EMF)。BEMF的振幅是永久磁鐵相對於繞組的位置的函數。
在“基於反電動勢感測原理的全波馬達驅動積體電路”(電機電子工程師學會(IEEE，Institue of Electrical andElectronics Engineers)，消費性電子期刊，第35冊，第3期，1989年8月，415－420頁)中解釋了用於控制三相直流馬達的back EMFback EMF感測原則。在控制三相永久磁鐵式馬達時，某些時候，其中一相(亦即，繞組或線圈)是開路的，且其中並無電流流動。在這種情況下，端點電 壓等於back EMF電壓且可直接被感應到。電流換向時刻是由浮動馬達繞組的BEMF零交越點(zero crossing Point或ZCP，其中BEMF在該點改變極性)所誘發的。
單相馬達在一相為開路時並沒有自然間隔，其中，相位電流在任何的時間長度保持為零，且因此不適用back EMF感應法。在US 5,986,419中，額外繞組(所謂的正交軸繞組)被提供作為感測BEMF訊號。放置正交軸繞組使得不被定子繞組所產生的磁場所影響。雖然在正交軸繞組的端點所感測到的BEMF訊號與定子繞組所誘發的BEMF訊號並不同相，但它仍可被用於導出定子繞組的電流換向瞬間。US 5,986,419所提出的解決方案要求製造或調整馬達以便提供外加繞組，因此該解決方案無法用於大多數的單相無刷式直流馬達中。
再者，所建議的方法不提供決定馬達旋轉的感測這項極為重要的參數。
在“基於繞組分時方法之單相BLDCM(Brushless DC Motor，無刷直流馬達)無感測器控制技術”(ISBN 0－7803－9252－3/05)中，王威基(Weizi Wang)等人提出使用單相無刷式直流馬達的定子繞組作為感測器及驅動元件：在一控制週期的大部份時間內，定子繞組被用作為具有負載電流以驅動馬達轉動的驅動構件。在其餘時間內，相同的定子繞組被用於感測/偵測反電動勢訊號。但是，定子繞組須用於驅動(b)時，在期望存取BEMF訊號的某些時候，定子繞組的時間分享可為缺點，甚至變得不可能。
在“用於小電子換向永久磁鐵馬達之無感測器運作之back EMF估計法”(第8屆電機電子設備最佳化國際會議記錄(巴瑞索夫(Brasov)，2002年5月16－17日)‘塔瑞席爾伐尼亞’(Transilvanua)大學報刊，巴瑞索夫，羅馬尼亞，2002年，第二冊，第509－512頁)中，嘎布利爾西穆卡(Gabriel Cimuca)等人提出藉由解決描述使用有限差分方案之馬達之動態行為的一階差分方程式集合來估計back EMF訊號。這方法需要馬達特性的知識(馬達繞組的等效電阻與電感)。BEMF的估計將取決於馬達特性的獲取與/或這些所知特性的精確度(在大眾市場商業化的系統中，馬達與馬達之間，這些特性可有所不同)，且因此，並非總是可估計BEMF訊號。
仍存在有改善技術的需要。
本發明提供永久磁鐵馬達(例如，單相無刷式直流馬達)無需實際量測穿越馬達繞組終端的BEMF訊號以決定電流換向時刻或狀態的方法。本發明提出無需專屬感測器以決定運動量(角位移、角速度.....等)。
本發明也提供在馬達其決定或影響磁場線分佈的構成元件呈現不對稱(刻意的或意外的)時，自馬達繞組所誘發的BEMF訊號推導出轉子轉動方向的方法。
本發明係基於瞭解到：不需要直接量測/偵測BEMF波形以利用BEMF波形所包含的資訊，除了別的以外，決定 無刷式直流馬達的換向瞬間與/或決定轉子的角位置與/或角速度。例如，當定子繞組內的電流振幅由回授迴路所調節時，在調節器輸出端的訊號是BEMF訊號的函數，且因此，在調節器輸出端的訊號可被用於導出在定子繞組內的電流方向必須被反向的時刻。在調節器輸出端的相同訊號可被用於決定運動量(角位移、角速度、角加速度)。在某些情況下，在該調節器輸出端的訊號也可被用於決定轉子的轉動方向。特別是，當調節器使用脈衝寬度調變(Pulse width modulation，PWM)控制定子繞組內的電流時，BEMF的波形影響PWM訊號的工作週期。因此，換向時刻(亦即，定子繞組內的電流方向必須被改變/反轉的時間)可由控制定子繞組電流振幅的訊號的工作週期導出。因此，被用於控制定子繞組內電流的相同電路也可被用於取出或導出有關於BEMF波形的資訊(且因此，有關於轉子的速度、位置以及旋轉感測的資訊)，而無需如已知技術採用專屬的感測電路。
本發明也提供導出在電動馬達繞組內所誘發的反電動勢(與/或反電動勢訊號的特性)的方法。電動馬達包含轉子、定子以及繞組15。在繞組內，電流(iw )的振幅係由施加到電晶體開關之控制電極的控制訊號(TL或TR)所決定，該電晶體開關被連接到該繞組。該控制訊號係由將繞組內的電流(iw )與參考值(iset )的振幅相比較的回授迴路調節器所產生。反電動勢的特性是由控制訊號所推導出來的。特別是，回授迴路調節器是脈衝寬度調變調節器。 在此情況下，反電動勢(與/或反電勢訊號的特性)可由控制訊號的工作週期導出。雖然本發明可應用到數種電動馬達，但若用於在定子處有繞組，且在轉子處有永久磁鐵的馬達(例如，無刷直流馬達)係有益的。因此，基於反電動勢(與/或反電動勢訊號的特性)可能決定轉子位置(例如，藉由偵測BEMF的零交越點)，及無刷直流馬達的換向時刻。
根據本發明之觀點，提出決定電動馬達之轉動方向的方法與電路。如同羅隆福(Longfu Luo)與王子牙(Ziya Wang)在“用於單相式無刷直流馬達之實際微電腦系統”中所討論，單相馬達遭遇到所謂“死點”的問題：在某些位置，電達的力矩是零，其讓它在某些時候難以啟動。為了解決這項問題，定子強磁材料的極靴的形狀可以是偏心形或不對稱形(請見圖1範例)。如同US 2006/0197478A1所討論，相同的結果可由錐形空氣間隙(請見圖2)、階梯形牙(請見圖3)、不對稱牙(請見圖4)或凹形牙(請見圖5)得到。本發明之觀點係基於了解到在定子處的極靴的形狀被反應在轉子永久磁鐵的轉動期間在定子繞組內被誘發的BEMF波形，且所形成的BEMF波形可被用於決定轉子的轉動方向並決定應完成定子繞組內的電流換向之時間瞬間之處(亦即，在定子繞組內的電流方向必須被改變之處)。
BEMF波形一般都被假設為正弦波形(請見圖7)或具有平坦頂部的梯形(請見圖6)，而偏離這些形狀被視 為需要經過補償的擾動，用於保證馬達將受到適當控制。
例如，在US 6,577,085 B2中，注意到當永久磁鐵馬達展現磁鐵不對稱性或者磁性扭曲，或者如果定子的機械對稱與轉子的機械對稱並不完全相同時，由back EMF的零交越所導出的轉子電力位置在時間上不穩定，即使轉子速度是穩定的。US 6,577,085 B2提出用於補償磁性不對稱及機械不對稱的解決方案。
非正弦形BEMF波形或頂部平坦的梯形BEMF波形之範例可由圖8與圖9中看出，其是申請人在具有錐形空氣間隙的通用目的單相無刷式直流馬達所測量。圖8與圖9中，給定BEMF訊號是轉子(轉動速度大致恆定)角位置的函數。如所預期般，BEMF訊號具有梯形形狀，但梯形頂部不平坦，而具有非零的斜率，其所反應的是空氣間隙錐形的事實。圖8與圖9相當於定子以相反方向轉動的波形。在不同的作業條件對不同類型的馬達作研究與實驗之後，本發明人得到結論，轉子轉動的兩項感測可由監看梯形ABCD(DB,C,D,)頂部BC(或者底部B,C,)的斜率而分辨出來(請見圖10A與圖10B)。就如同此技術(例如，US6,577,085 B2)所知，任何的無刷式直流馬達可能，不論是否為意外，展現磁鐵不對稱或者磁性扭曲或者定子的機械不對稱不與轉子完全相同。這並不限於在那些故意在磁性電路具有偏心性或不對稱性(特別是在定子極靴處故意的偏心性或不對稱性)的無刷式直流馬達，也適用在意外展現此偏心性或不對稱性的馬達。雖然，為了清楚起見， 將處理單相無刷式直流馬達之討論，但將本發明應用到在定子處具有二相或更多相的無刷式直流馬達也可有某些優點。
電動馬達包含定子與轉子、一或多組繞組，並呈現意外的或故意的不對稱性與/或偏心性(例如，永久轉子磁鐵的不對稱性或變形，變形定子或在定子與轉子間的機械不對稱性......)，其影響到在該繞組內所誘發的反電動勢的變化，其是轉子相對於定子的角位置的函數。馬達可以是如圖11所示，具有錐形空氣間隙的單相無刷式直流馬達。定子繞組(111)(112)纏繞在極靴(113)(114)周圍。轉子(115)包含永久磁鐵。轉子(115)的角位置是相對於定子(116)為固定的參考軸(117)和定子磁鐵的北一南軸(119)之間的角度θ(118)。參考軸(117)的選擇是在轉子永久磁鐵的北－南軸與定子繞組所產生的磁場對準時，使得θ等於0(或者Ⅱ的整數倍)。由圖11中看出，在轉子(115)與極靴(113)及(114)之間的空氣間隙是錐形的。錐形的空氣間隙可以故意造成的，或是意外造成的。錐形的空氣間隙引出感應場線與/或磁場局部振幅的分佈不對稱，其有助於解決稍早簡單討論過的“死點”問題。例如，由錐形空氣間隙所產生的BEMF訊號振幅的不對稱可由如下依據數學定義：如果轉子的角位置θ的函數的BEMF訊號的振幅圖相對於軸θ＝k ＊ π(k是整數)並不對稱(即使是以定速轉動)，則BEMF訊號被稱為不對稱的。例如，在圖10A中看到，轉子的角位置θ的函數 的BEMF訊號的振幅圖相對於θ＝π軸而言並不對稱。另一方面，如果區段BC與B’C’已經與Theta(亦即，θ)軸平行，圖相對於θ＝π軸已經是對稱的。
這裡所討論到的不對稱是由，例如，偏斜的磁設計、機械元件(轉子或定子，例如，錐形空氣間隙)意外或刻意的不對稱、轉子相對於定子意外或刻意的不對準......等所造成的。
本方法包含反電動勢或任何其他訊號是反電動勢的函數且反應該不對稱與/或偏心性的電性訊號之訊號測量。
本方法的進一步特徵在於：偵測或推導出在時間上一或多時刻的訊號振幅的斜率以決定馬達的轉動方向。本方法的進一步特徵在於：將時間上第一時刻的訊號振幅斜率與時間上第二時刻的訊號振幅斜率作比較。本方法的進一步特徵在於：在時間上將第一時刻附近的訊號斜率平均值與在時間上第二時刻附近的訊號振幅斜率平均值作比較。
本方法的進一步特徵在於：在時間上第一與第二時刻是在訊號振幅為最大值或接近最大值。尤其，時間上第一時刻是在最大訊號振幅之前，而時間上第二時刻是在最大訊號振幅之後。用於決定轉動方向的訊號可以是bemf函數的訊號，且該訊號反應或隨著BEMF的變化而變化。例如，訊號可以是控制電動馬達電流振幅的調節器輸出。尤其，訊號是PWM調節器的工作週期。
雖然本發明可以應用到各種類型的電動馬達，但使用到在定子處有繞組且在轉子處有永久磁鐵的電動馬達(例 如，無刷式直流馬達)係有益的。
在下文中，縮寫BEMF將標明反電動勢。連同BEMF，back emf或BEMF訊號將被用於指反電動勢訊號。在描述開關狀態，特別是電晶體開關的狀態時，將使用下列習慣用法：當電晶體(開關)允許電流流過時，此電晶體(開關)將被稱為關閉(如同其是正常的機械開關)。換言之，當電晶體開關被關閉時，其是導通的。接著，電晶體(開關)被切換為ON。當電晶體(開關)不允許電流流過時，此電晶體(開關)將被稱為打開。換言之，當電晶體開關被打開時，其是不導通的。接著，電晶體(開關)被切換為OFF。
驅動永久磁鐵無刷式馬達通常需要BEMF訊號(與/或反電動勢訊號的特性)的知識，特別是在BEMF訊號取消與改變正負號的時刻(所謂的BEMF零交越點)。現在使用範例來提供解釋BEMF訊號(與/或反電動勢訊號的特性)如何可由控制馬達的訊號來導出，之後，解釋如何可根據控制馬達的訊號來預期/決定零交越點。同樣地，馬達的轉動方向可在BEMF訊號呈現如上文所討論的不對稱性時由相同的訊號所決定。
在第一較佳實施例中，在單相無刷式直流馬達之定子繞組電流的方向是利用如圖12所見的完全H－橋所控制。H－橋包含四個將定子繞組(以線圈125與電阻器126並聯的 模型)連接到電源Vbat(120)的開關。尤其，這些開關可以是MOSFET電晶體開關M1(121)、M2(122)、M3(123)與M4(124)。電晶體開關是由分別應用到M1、M2、M3與M4的閘極的訊號TL(左上)、TR(右上)、BL(左下)、BR(右下)所控制的。電晶體開關是on或off，根據應用在其閘極的訊號(高H或低L)而定。舉例而言，M1與M4可以是關閉的，且M2與M3打開。在此例，電流iw 在定子繞組以第一方向流動(請見圖13)。要使電流iw 感測反向，M1與M4可被打開，而M2與M3關閉(請見圖14)。在所謂的慢衰變組態中，電流被導引為向零衰變，例如，藉由打開M1與M2以及關閉M3與M4兩者。在所謂的快速衰變組態中，H－橋係配置為以相反方向強迫電流(亦即，電流振幅到達零將較低衰變組態快到達零，且若應用夠久，電流的方向將相反，且其振幅增加)，例如，如果電流流過電晶體M1(121)與M4(124)，那麼到達定子繞組之電流的快速衰變，電晶體M1(121)與M4(124)被打開，而電晶體M2(122)與M3(123)被關閉。
電流的振幅是由連接在參考接地與電晶體開關M3(123)及M4(124)的源極之間的感測電限器Rsense (127)所量到的。比較器(128)將感測電阻器(127)兩端的電壓降與參考值iset 相比較以決定在定子繞組內的電流iw 的振幅是否小於或大於給定值iset 。
調節器(129)使用比較器(128)的輸出來產生控制 訊號TL、TR、BL、BR以便控制電流iw 的振幅並使iw 的振幅處於(儘可能接近)給定的設定值iset 。我們將不加區別地參考控制迴路，回授控制迴路或回授迴路來標示與圖12所示相似電路：回授藉由以感測電阻器(127)測量電流iw 而得以確保，接著以比較器(128)將量到的電流與設定點的值iset 相比較(一般而言，我們評估量到的值與設定點的值之間的差別)，其結果被用作為調節器(129)的輸入，其決定被應用至啟動器(H－橋)的一或多個控制訊號(TL、TR、BL、BR)。
可以使用脈衝寬度調變(PWM)來控制定子繞組內電流iw 的振幅。在脈衝寬度調變中，供應電壓Vbat(120)並不是連續施加，只在部份時間期間施加。因此，每件事的發生像是定子繞組看到為供應電壓Vbat(120)一部份的平均啟動電壓。脈衝寬度調變並不將連續高訊號加在電晶體M1(121)的閘極(例如，TL)，也不將BR加到電晶體M4(124)的閘極(在M2(122)與M3(123)被打開，也就是，訊號TR與BL為低電位時)，電晶體，例如，M4(124)被保持為關閉，但電晶體，例如，M1(121)切換為on與off(請見圖15)。
要在電流以另一方向流動時控制電流的振幅，電晶體M4被保持為關閉，但電晶體M1(121)被交替切換為on與off，而M2(122)與M3(123)被打開。
圖16給定在使用脈衝寬度調變技術來控制定子繞組內電流振幅時，H－橋與馬達的等效電路：當電流必須在第一 方向流動時，開關(161)可能是，例如，電晶體M1(圖12中的元件121)，或當電流必須在第二方向流動時，開關是電晶體M2(圖12中的元件122)(請見圖12)，電壓源(162)代表在定子繞組內由轉子處的旋轉永久磁鐵所誘發的反電動勢或者bemf。定子繞組可由電感器(165)與串聯電阻器(166)模型化。飛輪二極體(free wheeling diode)(163)允許電流在開關(161)被打開時在定子繞組內循環。飛輪二極體可以是刻意加入的，或者是在電晶體開關(例如，M3或M4)的寄生二極體。例如，當開關161是電晶體M1時，那麼飛輪二極體163可以是結合電晶體M3的寄生二極體。當開關161是電晶體M2時，那麼飛輪二極體163可以是結合電晶體M4的寄生二極體。尤其，如果電晶體M3與M4是n－型MOS(metal－oxide－semiconductor，金屬氧化物半導體)電晶體，此情況中基體電極若非一直，也經常是與源電極短路，且在此情況下，M3或M4的汲極－基體二極體在某些情況可被用作飛輪二極體。電壓源160與開關161、電感器165以及電阻器166串聯連接。注意到飛輪二極體(163)並不一定絕對需要。以可取得的電晶體可確實地進行。飛輪二極體的角色像二極體(163)，讓電流在開關(161)被打開時可循環流過線圈(165)。在H－橋，飛輪二極體的角色可假設是電晶體M1、M2、M3或M4其中之一，代價是H－橋如何在PWM模式下的運作複雜度些許增加。例如，讓我們假設如圖13與圖15所見，電晶體M1與M4被關閉以便允許/強迫電流 Iw 在給定方向流動。在PWM模式中，就如同此文以下將更加詳細解釋，電晶體M1被重複打開與關閉，而電晶體M4維持為關閉。當電晶體M1被打開時，沒有電流可由Vbat(120)流過定子繞組(125)。當飛輪二極體與定子繞組(也就是，元件15、16)並聯連接時，當電晶體M1被打開時，電流持續流過定子繞組以及飛輪二極體。在沒有飛輪二極體時，吾人可在電晶體開關M1被打開時關閉電晶體開關M3，如此，電流Iw 將可流過迴路126、125－M4－感測電阻器17－GND－M4－16。為了要避免讓Vbat至GND短路，吾人必須使電晶體M3的關閉延遲直到電晶體M1完全(或至少，足以)打開之時，且吾人必須在關閉電晶體M1之前打開電晶體M3。
在脈衝寬度調變中，打開或關閉開關161的控制訊號(在使用電晶體M1(121)時，控制訊號是TL，而在使用電晶體M2(122)時，控制訊號是TR)如圖15(請見TL之時間函數進程)或圖17(請見PWM訊號之時間函數進程)所見。吾人看到控制訊號在低階(L)與高階(H)之間變化。低階或高階係使其可關閉或打開其應用的開關。時間被分成相等長度TPWM 的間隔。PWM的頻率fPWM 被定義為間隔TPWM 的倒數，也就是說，fPWM ＝1/TPWM 。在第一較佳實施例中，也被稱為控制訊號(例如，TL或TR)的PWM訊號在每個時間間隔TPWM 的一部份被保持為高電位。在不同的時間間隔被保持為高電位的部份可有所不同。
在定子繞組的電流iw 將根據下列公式隨著時間而變：在開關161被關閉時，Vbat＝－Lw diW /dt+Rw iW +V(BEMF)十Rsense iW (第1式)以及：在開關161被打開時，0＝－Lw diW /dt+Rw iW +V(BEMF)+Rsense iW (第2式)。
根據第1式，在所有其他條件保持相等，開關161被保持關閉愈久，電流iw 振幅的增加愈大。相似地，根據第2式，在所有其他條件保持相等，開關161被保持打開愈久，電流iw 振幅的降低愈重要。在脈衝寬度調變，開關161將以比較器(128)的輸出函數被關閉或打開。
控制訊號是由調節器129(且特別是，如同第一實施例所考慮，PWM調節器)所產生的，且必須滿足特定條件。例如，為了避免可聽見的頻率，PWM頻率fPWM 被選擇為高於可聽見的範圍。工作週期DC將被定義為在週期TPWM (全部的)供應電壓Vbat被應用到定子繞組期間的部份。為了避免PWM訊號產生在可聽範圍內的子諧波，0%與100%的工作週期被排除在外。特別是，0%與100%的工作週期可依如下所述加以避免(請見圖17)：PWM訊號在PWM週期(至少DMIN *TPWM )開始時為高電位，且只要線圈的電流並未達到比較器128的輸出所指示的參考值Iset 被保持為高電位。不論定子的電流iw ，在時間DMax *TPWM (*是乘法運算元)之後，PWM的輸出在PWM週期在DMax TPWM 與PWM週期的末端之間的部份永遠被設定為0。 典型的DMax 值可以是0.75。典型的DMin 值可以是0.05。PWM訊號可被加在電晶體M1(121)或電晶體M2(122)的閘極，根據要求的電流方向而定。
在定子繞組中所要求的電流愈高，則由定子繞組所看到的平均啟動電壓必須愈高，而工作週期也必須愈高。為了要在BEMF訊號的振幅增加時(所有其他者保持相等)將定子繞組的電流振幅保持恆定，因此工作週期必須增加：確實，bemf訊號相對於供應電壓動作。為了要在BEMF訊號的振幅降低時(所有其他者保持相等)將定子繞組內的電流保持恆定，因此工作週期必須降低。所以，工作週期DC的變化鏡射BEMF訊號振幅的變化。因此，在如圖12其中之一的電路中，BEMF訊號的資訊可由PWM訊號的工作週期取出。
調節器129的特別實施方式可由圖18中看出。比較器128的輸出OUTA被用作為D類正反器181的重置訊號(也就是說，當訊號OUTA對應到邏輯‘0’，其中邏輯‘0’對應於Iset<Iw時，正反器的輸出Q被重置為邏輯狀態‘0’)。“PWM start”的脈衝訊號(由特別的訊號產生器所產生)決定了PWM週期的開始並將邏輯‘1’訊號由正反器181的D輸入移到Q輸出。相同的“PWM start”訊號重置了計數器183(也就是說，其將計數器183的輸出設定為預設值)。為了清楚起見，除非另外聲明，我們將假設計數器在各個PWM週期開始時被重置為0。例如，計數器183可以是二進位計數器，其輸出包含Ncounter 個位 元，其可用串聯或並聯取得。計數器的輸出在0與2Ncounter －1之間變化。當在邏輯‘1’時，在Q輸出的訊號啟動計數器183，其以較PWM的頻率fPWM 高的頻率fCLCK 計算由訊號產生器184所產生的時脈訊號CLCK。典型地，選擇時脈頻率使PWM週期TPWM (大約)等於時脈訊號週期TCLCK ＝1/fCLCK 之整數NB倍(也就是，TPWM ＝NB*TCLCK )。PWM週期TPWM 是，例如，128個CLCK週期長。只要Q是高電位，計數器183以時脈訊號CLCK增加。只要比較器128的輸出OUTA是在邏輯‘1’(也就是，只要在定子繞組的電流iw 低於參考值iset )，Q(其為PWM訊號)被保持為高電位。基於以上所述，在PWM週期的末端，計數器的輸出等於由計數器183所計算的CLCK週期的數目，其中PWM訊號在該PWM週期期間為高電位期間，也就是說，計數器在PWM週期末端時的輸出與工作週期成正比(＋/－1/2 LSB，也就是，NB*DC，其中LSB(Least Significant Bit)代表最低有效位元，並對應到計數器輸出的最小可能增量)。如前文所述，如果有人要避免0%與100%的工作週期，其必須，例如，將PWM訊號保持為高電位至少一個時脈週期，且最長為DMAX *NB個時脈週期。這在邏輯電路中容易藉由利用此技術中所知的數種方法之邏輯訊號組合而實現。圖18的電路也可包含栓鎖電路185，一旦正反器181的輸出Q回到0，該電路將鎖住計數器的內容，且該計數器將不再增加。
數位電路(圖18中的方塊182)根據訊號Q、CLCK、 PWM start以及所需的Iset 方向(訊號Dir)而決定訊號BL、BR、TL與TR。例如，如果需要電流的第一方向，方塊182將把Q導引到電晶體M2(122)的控制電極TR，將BL設定為高電位(用以關閉電晶體M3)並將BR及TL設定為低電位(用以打開電晶體M1與M4)。在沒有飛輪二極體之下，方塊182將以訊號TR的狀態的函數把訊號BR設定為高電位或低電位(請見上文)來允許電流循環流過定子繞組而避免Vbat至GND短路。
如果需要的是電流的第二方向，方塊182將把Q導引到電晶體M1(121)的控制電極TL，將BR設定為高電位(用以關閉電晶體M4)並將BL及TR設定為低電位(用以打開電晶體M2與M3)。在沒有飛輪二極體的情況下，方塊182將把訊號BL以訊號TL的狀態函數設定為高電位或低電位(請見上文)來允許電流循環通過定子繞組，而避免Vbat至GND產生短路。
圖19所見是工作週期DC與BEMF訊號以轉子位置的函數變化的例子。在圖19中，我們已取出具有非平坦頂部ABCD的梯形訊號來模擬無範圍限制的BEMF。如稍前所討論，對於給定的Iset 且所有其它者保持一樣的情況下，當BEMF訊號的振幅增加時，控制馬達電流的PWM訊號的工作週期DC也增加，且當BEMF訊號的振幅減少時，控制馬達電流的PWM訊號的工作週期DC也減少。因此，當BEMF訊號振幅到達最大值時，工作週期DC到達最大值。基於BEMF訊號的已知表現，BEMF訊號振幅的(劇 烈的)降低及工作週期DC的(劇烈)降低所代表的是轉子的位置接近換向點(BEMF訊號即將穿越零)。因此，例如在工作週期到達最大值(圖19中的C點)或在工作週期已到達最大值之後不久，作出使電流方向反轉的決定。在圖19中，電流的第一可能方向對應到圖中在θ軸上以θ的函數所表示的Iw 部份，也就是說，其對應到電流的正值，電流的第二可能方向對應到圖中θ軸下方的部份，也就是說，其對應到電流的負值。當設定點是由圖19中的負值所代表時(Iset <0)，須瞭解的是，應用到比較器128之輸入的參考訊號Iset 的正負號並未改變，但在定子繞組的電流方向是第二方向：電流的振幅仍然由感測電阻器127所監測，其可用於量測電流的振幅而不論其方向為何，而H－橋的開關MI到M4被配置(也就是，打開或關閉)用於強迫電流在選擇的方向上流動。在H－橋的開關已被重新配置用於反轉定子繞組的電流方向後，且因為定子線圈的自感，電流Iw 的方向將不會立即改變正負號：Iw 的振幅將先降低直到其到達零，Iw 的正負號將改變(零交越)，其振幅將再次成長。在由Iw ＝Iset 轉換到Iw ＝Iset 期間，Iw 的振幅將小於Iset (|Iw |<Iset )且PWM調節器129將以增加工作週期DC來反應。取決於設定點Iset 、馬達特性及其轉動速度，工作週期在大部份的轉換期間或在由Iw ＝Iset 轉換到Iw ＝Iset 的整個轉換期間可被強迫為其最大值DMax ，如圖19所示。
圖20給定可被用於決定換向瞬間(不論BEMF訊號 是否為對稱，且不論BEMF訊號是否可由具有平坦頂部或非平坦頂部的梯形所模擬)的邏輯電路200的原理圖。暫存器201儲存在瞬間t0 與瞬間t(t0 <t)之間所量到的工作週期DC的最高值HDC。比較器205將暫存器201的內容203與DC計數器(與閂鎖)202所量到的電流DC 204作比較，如果電流DC 204高於暫存器201的內容203，暫存器201的內容被更新為電流DC 204。
為了決定何時改變定子內電流Iw 的方向，電流DC 204與暫存器201的內容203之間的差異經常被評估並藉由比較器207與暫存器201的內容203的一部份作比較。一旦電流DC 204與暫存器201的內容間203的差異高於在[t0 ,t]間隔內DC所達到的最大值的給定百分比時，定子電流的方向被改變，換言之，如果(HDC－電流DC)>HDC/N，那麼定子電流的方向被改變。指出電流方向必須被改變的訊號208可在比較器207的輸出處獲得。為了要提供二進位表示並簡化除法實施，N較佳而言將是2的整數倍。在一般情況下，這並未排除N的其他類型值。N可被視為決定工作週期有多大變化，觸發定子繞組內電流換向所需的靈敏度因數。藉由變化N的值，吾人可修改定子繞組內完成電流換向瞬間並使馬達特性的函數的電流換向最佳化。
暫存器201的內容HDC在定子繞組的電流方向被改變瞬間被(重新)初始化為，例如，0。如圖19所見，當H－橋被重新配置來強迫定子繞組的電流以改變方向時(也就是，在換向瞬間)，控制迴路通常將過衝(ovrshoot)， 而工作週期將到達其最大值。為了避免過衝被解釋為預期換向瞬間的BEMF訊號的最大值，需要某種濾波。例如，(1)工作週期在超過給定BEMF曲線可預計的最大變化(斜率的陡峭程度、最大振幅......)的兩個連續PWM週期間的變化可被忽略(也就是說，暫存器201的內容HDC未更新)或被用於將暫存器201重置為，例如，0(在圖19中，暫存器201將被發在在D點附近的工作週期的突然降低所重置)或(2)只要在DC週期並未到達最小值，暫存器201的內容HDC被重置。確實，如圖19可見，當BEMF的振幅增加時，工作週期在增加之前將由其過衝值降低以便將定子繞組的電流振幅維持恆定。這些濾波準則可以此技術中已知的數種方法來實現，例如狀態機、微控制器、微處理器......。
在暫存器21已經被最後重置的瞬間t0 與電流方向被改變的瞬間t1 (例如，圖20所示電路的輸出所決定)之間所量到的工作週期可被用於以各種方式決定運動量(例如，角位移、角速度、角加速度)以及，在BEMF並非對稱時，決定馬達的轉動方向。
首先考慮基於分析圖21與22所呈現的訊號決定馬達轉動方向的第一種方法。工作週期DC被饋入第一濾波器231，其以如上方所述實現濾波。由t0 開始(由，例如，最後重置訊號所決定)，只要工作週期DC尚未到達其最大值，計數器232在每個PWM週期增加一。一旦工作週期DC在時間tMax (t0 <tMax <t)時到達其最大值，計數器232 在每個PWM週期減少一。瞬間t可如上文所解釋來決定，例如，根據圖20的電路的輸出。在瞬間t時，計數器的內容被鎖住，且如果計數器232的閂鎖內容是正的，意謂著工作週期DC已增加的PWM週期期間數較工作週期DC減少的PwM週期數為多。這被解譯為轉子在對應到如圖21所見的BEMF訊號的第一方向移動。如果，相反地，計數器232的內容被發現是負的，意謂著工作週期DC已增加的PWM週期期間數較工作週期DC減少的PWM週期數為少。這被解譯為轉子在對應到如圖22所見的BEMF訊號的第二方向移動。
現在考慮基於分析圖21與22所呈現的訊號決定馬達轉動方向的第二種方法，以圖23的方塊圖實現電路。
首先，工作週期DC被濾波器240根據先前所討論過的濾波準則加以過濾。濾波器可基於圖20的原理圖，例如，該技術所熟知的VHDL(Very－High－Speed Integrated Circuit Hardware Description Language，超高速積體電路硬體描述語言)來合成。時脈241允許量測時間/時間間隔。濾波器240決定在搜尋最大值時，何時開始將量到的工作週期DC列入考量。濾波器240決定在瞬間t0 與t之間的最大工作週期。如果DC@tMax 、DC@t0 以及DC@t是最大的工作週期，則在瞬間t0 的工作週期以及在瞬間t的工作週期由濾波器240所決定。這三個值與對應於時脈241所量測的時間t0 、tMax 以及t被儲存在暫存器242中。
AARI1是在瞬間t0 與瞬間tMax 之間所計算出的工作週 期DC的第一平均增加率的絕對值。可由算術單元243根據這裡以下所列的第3式近似AARI1：AARI1＝|(DC@tM ax－DC@t0 )/(tMax －t0 )| (第3式)
AARI2是在瞬間t0 與瞬間tMax 之間所計算出的工作週期DC的第二平均增加率的絕對值。可由算術單元243根據這裡以下所列的第4式近似AARI2：AARI2＝|(DC@tMax －DC@t)/(tMax －t)| (第4式)
為了要簡化AARI1與AARI2的計算，第3式與第4式的分母都可由(NMAX－N0)與(NMAX－NEND)所取代，其中N0 、NMAX與NEND是分別在時間t0 、tMax與t時已經過的PWM週期數。典型而言，N0將等於0。NMAX與NEND可很容易地分別藉由計算圖18的訊號產生器184在t0 與tMax 以及t0 與t之間所產生的PWM start訊號數而得到。PWM週期數可，例如，藉由此技術所知的數種方法計算PWM start訊號而得到。濾波器與時脈可以是通用目的計算器244 μ(微控制器、微處理器、微電腦、...)的一部份，如圖23所見。
若AARI1<AARI2，這被解譯為轉子在對應到如圖21所見的BEMF訊號的第一方向上移動。
若AARI1>AARI2，這被解譯為轉子在對應到如圖22所見的BEMF訊號的第二方向上移動。
注意到量AARI1與AARI2可由BEMF訊號直接計算，因為其用專屬的感測器量測或評估，例如，在線圈感應器兩端的電壓降，當該相被用作決定步進馬達的轉子位置的 感應器時，該線圈感應器可以是雙極步進馬達之相的繞組。因此，當BEMF訊號並不對稱時，所提出決定馬達轉動方向的方法並不限於運作在PWM模式的單相步進馬達。
諸如角位移θ與角速度ω的運動量可基於工作週期訊號之分析以及時脈所提供的時序資訊而計算。從濾波器240所偵測到的第一最大工作週期開始，增加暫存器的內容NbMax，而且儲存參考時間tRef 。在任何有需要的時候，角位移可基於NbMax的值以及存在於Bemf訊號的形狀與轉子的角位置之間的連結而被評估。例如，當bemf訊號如圖10A所示來變化時，在tRef 之後的角位移將以(NbMax－1)* Ⅱ近似。角速度ω可以(NbMax－1)* Ⅱ/(tNbMax －tref)近似。
111‧‧‧定子繞組
112‧‧‧定子繞組
113‧‧‧極靴
114‧‧‧極靴
115‧‧‧轉子
116‧‧‧定子
117‧‧‧參考軸
118‧‧‧轉子角位置
119‧‧‧北－南軸
120‧‧‧電源
121‧‧‧MOSFET電晶體開關
122‧‧‧MOSFET電晶體開關
123‧‧‧MOSFET電晶體開關
124‧‧‧MOSFET電晶體開關
125‧‧‧線圈
126‧‧‧電阻器
127‧‧‧感測電阻器
128‧‧‧比較器
160‧‧‧電壓源
161‧‧‧開關
162‧‧‧電壓源
163‧‧‧飛輪二極體
165‧‧‧電感器
166‧‧‧電阻器
181‧‧‧D類正反器
182‧‧‧數位電路
183‧‧‧計數器
184‧‧‧訊號產生器
185‧‧‧閂鎖電路
200‧‧‧決定換向時間點的邏輯電路
201‧‧‧暫存器
202‧‧‧DC計數器(與閂鎖)
203‧‧‧暫存器的內容
204‧‧‧電流DC
205‧‧‧比較器
207‧‧‧比較器
208‧‧‧指出電流方向必須被改變的訊號
240‧‧‧濾波器
241‧‧‧時脈
242‧‧‧暫存器
243‧‧‧算術單元
244‧‧‧通用目的計算器
圖1 在單相無刷式直流馬達中定子與轉子元件的偏心性範例。
圖2 在單相無刷式直流馬達中定子與轉子元件的不對稱性範例。
圖3 在單相無刷式直流馬達中定子與轉子元件的不對稱性範例。
圖4 在單相無刷式直流馬達中定子與轉子元件的不對稱性範例。
圖5 在單相無刷式直流馬達中定子與轉子元件的不對稱性範例。
圖6 在永久磁鐵直流馬達中定子繞組的BEMF電壓的 時間函數變化－具有平坦頂部的梯形曲線。
圖7 在永久磁鐵直流馬達中定子繞組的BEMF電壓的時間函數變化－正弦形曲線。
圖8 在具有錐形空氣間隙的單相無刷式直流馬達中定子繞組在第一方向轉動所誘發的反電動勢。
圖9 在具有錐形空氣間隙的單相無刷式直流馬達中定子繞組在與第一方向相反的方向轉動所誘發的反電動勢。
圖10A在具有錐形空氣間隙的單相無刷式直流馬達中定子繞組在第一方向轉動所誘發的理想化反電動勢。
圖10B 在具有錐形空氣間隙的單相無刷式直流馬達中定子繞組在與第一方向相反的方向轉動所誘發的理想化反電動勢。
圖11具有錐形空氣間隙的單相無刷式直流馬達及轉子的角位置。
圖12控制電動馬達電流振幅與方向的H橋與回授迴路範例。
圖13 H－橋的第一組態。
圖14 H－橋的第二組態。
圖15當PWM被用於控制定子繞組的電流振幅時，控制H－橋之電晶體的控制訊號。
圖16當PWM被用於控制定子繞組的電流振幅時，單相無刷式直流馬達的等效模型。
圖17 定子繞組內，電流的時間函數變化，PWM訊號的工作週期與計數器輸出。
圖18 調節器範例。
圖19繞組內電流的進展，BEMF訊號與工作週期是轉子角位置的函數。
圖20 基於工作週期決定換向瞬間的濾波器範例。
圖21當轉子以第一方向轉動時，工作週期與BEMF訊號的進展。
圖22當轉子以第二方向轉動時，工作週期與BEMF訊號的進展。
圖23 基於工作週期決定運動量的電路範例。
181‧‧‧D類正反器
182‧‧‧數位電路
183‧‧‧計數器
184‧‧‧訊號產生器

Claims (14)

  1. 一種用於電動馬達的控制電路，電動馬達包含轉子、定子與繞組(125)，控制電路具有回授迴路調節器(127、128、129)以產生控制訊號(TL或TR)來控制電流驅動電路(121、122)以控制繞組內電流(iw )的振幅，回授迴路調節器被安排用於將繞組內電流(iw )的振幅與參考值(iset )作比較，控制電路也有用於取出控制訊號之特性(DC)的電路(181、183、184、185)，該特性隨著如繞組(125)內的反電動勢的時間函數而變化，該控制電路進一步具有用於決定運動量及/或決定該馬達的轉動方向之電路系統。
  2. 如申請專利範圍第1項之電路，其特徵在於：回授迴路調節器是脈衝寬度調變調節器。
  3. 如申請專利範圍第1項之電路，具有被安排用於根據控制訊號之特性(DC)決定電動馬達之轉動位置的電路。
  4. 如申請專利範圍第1項之電路，具有決定在定子繞組(125)的電流方向須以控制訊號的特性(DC)的變化函數而改變的瞬間之電路(200)。
  5. 如申請專利範圍第1項之電路，具有由控制訊號的特性(DC)決定馬達轉動方向的電路(240、241、242、243、244)。
  6. 如申請專利範圍第5項之電路，其中決定馬達轉動方向之電路包含用於計算控制訊號特性之變化率的裝置。
  7. 一種決定電動馬達之角位置的方法，馬達於定子處有 繞組(125)，並於轉子處有永久磁鐵，在繞組內的電流振幅係由控制連接到繞組的電流驅動電路的回授迴路調節器所控制，該方法包含：- 取得由回授迴路調節器所產生之控制訊號(TL，TR)之特性(DC)，- 監控該控制訊號之特性(DC)，以及- 決定該電動馬達的角位置。
  8. 如申請專利範圍第7項之方法，包含在控制訊號的監控特性(DC)中偵測最大值。
  9. 如申請專利範圍第8項之方法，其中在特性(DC)中被偵測到的最大值被用於決定反轉繞組內電流方向瞬間。
  10. 如申請專利範圍第9項之方法，其中在特性(DC)已經自偵測到的最大值降低給定量後作出反轉繞組內電流方向的決定。
  11. 一種決定電動馬達轉動方向的方法，該馬達於定子處具有繞組(125)並於轉子處具有永久磁鐵，且反電動勢的曲線具有不對稱性與/或偏心性，反電動勢曲線為馬達轉子相對於馬達定子的角位置的函數，在繞組的電流振幅係由控制連接到繞組的電流驅動電路的回授迴路調節器所控制，該方法包含：- 在時間上多於二瞬間取得回授迴路調節器所產生之控制訊號之特性，以及- 決定該電動馬達的轉動方向。
  12. 如申請專利範圍第11項之方法，包含：- 在時間上第一瞬間取得控制訊號之特性之第一變化率，- 在時間上第二瞬間取得控制訊號之特性之第二變化率。
  13. 如申請專利範圍第12項之方法，其特徵在於：第一變化率是在控制訊號特性的最大值發生之前所取得，而第二變化率則是在控制訊號特性的最大值發生之後所取得。
  14. 如申請專利範圍第12或13項之方法，其中第一變化率與第二變化率作比較。
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