JP2008526180A - ブラシレス直流モータのロータ位置をセンサレスで検出するための方法および回路 - Google Patents

Abstract

有利には永久磁石励磁式であるロータ（１２）と、スター結線された電機子巻線（１４）とを有するブラシレス直流モータのロータ位置をセンサレスで検出し、該ブラシレス直流モータを動作させるための方法および回路を提供する。前記電機子巻線（１４）は有利には３相の電機子巻線であり、前記ブラシレス直流モータは、前記ロータ位置に依存して該ブラシレス直流モータの巻線を直流電圧電源網（１６，１８）に連続的に接続するための半導体切換装置（２４）に対する制御ユニット（２６）を備えている。本発明では制御ユニット（２６）に、モータ（１０）の相電流合計（Ｉ）から導出されたトリガ信号（５８）を供給し、該トリガ信号（５８）を使用して、半導体切換装置（２４）の整流信号を生成するための時間的な基準として、個々の位相に誘導された誘導電圧（Ｕ_ｉ）の基準値を検出するための時点を決定する。ここでは、そのつど１つの相電圧（Ｕ_ｘ）と中性点電圧（Ｕ_ｓ）との差から形成された加算器（３４，３６，３８）の出力信号を、後置された比較器（４０，４２，４４）において、所定の相電流（Ｉ_ｒｅｆ）によって位相の内部抵抗（Ｒ）に発生された電圧降下を表す電圧値と比較することにより、誘導電圧（Ｕ_ｉｘ）および該誘導電圧（Ｕ_ｉｘ）のゼロ交差を検出する。

Description

本発明は、請求項１および８の上位概念に記載のブラシレス直流モータのロータ位置のセンサレス検出方法および動作方法と、センサレス検出回路および動作回路とに関する。ＤＥ１００６４４６８Ａから、ブラシレス直流モータのロータ位置を検出するための上記形式の方法および関連の回路が公知になっている。ここではロータ位置を検出するためにも、少なくとも１つのモータ素線の誘導された素線電圧を検出し、基準値と比較する。ここでは基準値として、モータ素線の実際の中性点またはシミュレートされた中性点の電圧が使用される。ここでは、検出された極性値を、少なくとも１つの素線に通電するためのスイッチオン時点に同期し、該スイッチオン時点に続く所定の待機時間の経過後に測定を行うことが提案される。このような手法は基本的に、モータがいわゆる基本回転領域で動作する場合に限り適用でき、通電されていない位相では誘導電圧のゼロ交差を比較器によって検出し、これからロータ位置を推定する。ここでは、誘導電圧のベクトルが、永久磁石励磁直流モータではロータ固定された磁場に垂直であることが成り立つ。しかしより高い回転数での動作では、界磁弱めのために、その時点までに通電されていなかったこの位相に通電しなければならない。というのも、電流ベクトルを通常の通電より進めて、ロータの磁界に対抗してこの磁界を弱めなければならないからであるｓ。この誘導電圧のゼロ交差は、電気角３０°より大きいシフトからは、公知の単純な測定回路によって検出できなくなり、このことによって、このように制御されるモータの使用領域を格段に制限してしまう。

本発明の基礎となる課題は、ロータ位置をセンサレスで検出し、有利には永久磁石励磁式のブラシレス直流モータを動作させるための次のような改善された方法および関連の回路を提供することである。すなわち、低コストの切換手段を使用して良好な調整精度で、基本回転数領域でも、とりわけモータの公称回転数を上回る比較的高い回転数でも、すなわち負荷時に電流ベクトルを通常の通電より電気角３０°より大きく進めるだけで実現できる回転数でもモータを動作できる方法および関連の回路を提供することである。このことによって、このような比較的廉価なモータの使用領域が格段に拡大される。

前記課題は、独立請求項として記載された方法および回路の請求項の特徴部分の構成によって解決される。ここでは、前記課題を解決するための構成は基本的に、本発明による調整を実現するためにモータステータのモデルと機器の中性点のタップとを使用することにより、ステータ漏れインダクタンスを無視できる程度にする。ここでは、直流電圧中間回路において廉価なアナログの差形成器と１つの電流センサだけを使用して、固定的に設定された時点に対してモータの整流パターンの知識をもって、関連の端子電位とステータ巻線の中性点電位とを検出するだけで、直接測定できない誘導電圧のゼロ交差を個々の位相で検出して整流時点を求めることができる。このことは、その時点の位相が界磁弱め動作で電流を流す場合でも当てはまる。本発明では制御ユニットに、相電流および相電流合計に相応する中間回路電流から導出されたトリガ信号が供給され、個々の位相で誘導された電圧の基準値を評価するための時点を決定するのに使用される。この電圧のゼロ交差から、機器ロータの位置を推定することができる。この測定は、鋸歯状に調整されたモータ電流のピーク値に到達するたびに行われ、制御ユニットは、このピーク値のその時点の到達時点に同期されるので、可変の相電流の検出を省略することができる。誘導電圧のゼロ交差を求めるためには、そのつど１つの相電圧と中性点電圧との差を、位相の既知の内部抵抗において所定の相電流によって発生した電圧降下と比較する。その際には、まず加算増幅器において、そのつど１つの相電圧と中性点電圧との差を測定した後に、この差から形成された加算器の出力信号からそのつど、後置の比較器において、既知の相電流によって位相の内部抵抗に発生した電圧降下が差し引かれ、比較器の出力が、半導体回路用の制御ユニットのそのつど１つの入力端に供給されるのが目的に適っている。

直流電圧中間回路において電流センサによって検出されＫＨｚ領域で振動する電流は、別の比較器で各パルスごとに、所定の基準値の到達に応答して、基準電流に相応する基準電圧との比較によって監視される。この別の比較器は、電流の先行の短いフリーホイールフェーズ終了後にそのつど基準値に到達するごとに、半導体切換装置の制御ユニットに対してトリガ信号を供給する。

従属請求項および図面に、本発明の方法ならびに関連の回路の詳細および有利な構成が記載されている。図面
図１ 永久磁石励磁式のロータとスター結線された３相の電機子巻線とを有するブラシレス直流モータのロータ位置をセンサレスで検出し該ブラシレス直流モータを動作させるための回路を示す。

図２ 測定に関与するモータの電圧および電流を示すグラフである。

図２ａ 図２のモータ電流の経過特性を詳細に示す図である。

図１に、永久磁石励磁式のロータ１２とスター結線された３相のステータ１４とを有するブラシレス直流モータが、１０によって示されている。モータ１０は直流電圧源から、たとえば１２Ｖの電圧Ｕで、正極１６とアース電位にある負極１８とによって電圧供給される。この直流電圧源はモータ１０に、詳細に図示されていない直流電圧中間回路２０を介して給電する。この直流電圧中間回路２０内には、相電流合計Ｉを検出するために電流センサ２２が配置されている。ステータ１４の個々の巻線位相と直流電圧電源網とは、フルブリッジ接続で公知の構成で、３相インバータとして構成された半導体切換装置２４を介して、位相あたりそれぞれ２つの直列に配置された半導体スイッチと、個々の半導体スイッチに対して並列にモータ電流に対してそれぞれ設けられたフリーホイール装置とを使用して、連続的に接続される。直列に配置された半導体スイッチと、直列に配置されたフリーホイール装置との接続部の接続線路が、モータの素線に電圧Ｕ_１，Ｕ_２，Ｕ_３を供給する。中性点Ｓに接続されたステータ１４の個々の位相の内部抵抗は等しく、それぞれＲによって示されており、動作中に個々の位相に誘導される電圧は、電圧源Ｕ_ｉ１，Ｕ_ｉ２およびＵ_ｉ３によって概略的に表されている。

半導体切換装置２４は、マイクロコントローラとして構成された制御ユニット２６によって制御される。この制御ユニット２６は線路２８を介して、所定の整流パターンに相応して切換信号３０を半導体切換装置２４に供給する。制御ユニット２６には基準電圧源３２が組み込まれている。この基準電圧源は、被駆動側の負荷と所定の回転数とによって決定されるモータ電流Ｉ_ｒｅｆと、位相の既知の内部抵抗Ｒとによって、基準電圧Ｕ_ｒｅｆを発生する。基準電圧源３２は３つの出力端３２ａ，３２ｂおよび３２ｃを有し、出力端３２ａには正の基準電圧が発生し、出力端３２ｃには負の基準電圧が発生し、出力端３２ｂはアース接続されている。３つの異なる出力端はスイッチ６０を介して、半導体切換装置２４の異なるハーフブリッジに対する整流パターンに基づいて制御される。

モータ１０と制御ユニット２６との間には、ステータ１４の位相に誘導された電圧を検出するための本来の検出装置が設けられている。これによって、半導体切換装置２４の制御に必要なロータ１２の位置を、簡単な比較器によって検出することができる。この検出装置には、それぞれ１つの加算器３４，３６および３８と、それぞれ１つの比較器４０，４２および４４とが所属している。これらの加算器の非反転入力端は、ステータの各相端子Ｕ_１，Ｕ_２およびＵ_３に接続されており、これらの非反転入力端によって、ステータの中性点Ｓに一緒に接続されている。各加算器の出力は、該加算器の反転入力端に適切にフィードバックされ、それぞれ両入力端は適切な前置抵抗に接続されている。フィードバック抵抗は４６によって示されており、非反転入力端にある前置抵抗は４８によって示されており、反転入力端にある前置抵抗は５０によって示されている。したがって、加算器３４，３６，３８の出力端にはそれぞれ、相電圧と中性点電圧との差に相応する電圧が発生し、この電圧はその後、位相に誘導された電圧を検出するためにさらに、各相電流Ｉ_１，Ｉ_２，Ｉ_３によって位相の内部抵抗Ｒにおいて発生した電圧降下だけ低減しなければならない。このことは後置の比較器４０，４２および４４において行われる。これらの比較器４０，４２，４４の非反転入力端はそれぞれ、加算器３４，３６および３８の出力端に接続されており、該比較器４０，４２，４４の反転入力端は、抵抗５２および５４を有するそれぞれ１つの分圧器のタップに接続されている。抵抗５２は他方の端部によって、それぞれ基準電圧源３２に接続されており、抵抗５４はアース接続されている。基準電圧源３２によって供給された基準電圧Ｕ_ｒｅｆは値Ｉ_ｒｅｆｘＲに相応してはならず、この電圧値は分圧器の抵抗５２および５４を介して再現することができる。基準電圧源３２の電圧＋／−Ｕ_ｒｅｆ，アースは、該モータ電流の基準値Ｉ_ｒｅｆに達した時点で該モータ電流Ｉ_ｘによって位相に発生された電圧降下に比例することができる。

比較器４０，４２および４４の出力端は、個々の位相に誘導された電圧Ｕ_ｉ１，Ｕ_ｉ２およびＵ_ｉ３を表す信号を制御ユニット２６へ供給し、制御ユニット２６は基準電圧源３２の正の基準電圧Ｕ_ｒｅｆを比較値として、別の比較器５６にも印加する。該別の比較器５６は入力側で電流センサ２２に接続されており、出力側で制御ユニット２６に接続されている。

この回路は以下のように動作する：
モータ１０の給電を半導体切換装置２４によって行うための整流パターンは、制御ユニット２６において予め設定されており、機器のそのつど２つの位相が通電され第３相は無通電状態に維持されるように構成されている。こうするためにはたとえば、正極１６からの電圧ベクトルＵ_１は直流電圧中間回路２０と上方の半導体スイッチとを介して、ステータ位相Ｉに印加され、このステータ位相１を流れる電流は、制御ユニット２６によって、接続された負荷に相応して設定された基準値Ｉ_ｒｅｆに達するまで上昇される。その後、制御ユニット２６から所定の短い時間にわたってゼロ電圧ベクトルが印加され、この位相は短時間フリーホイール動作した後、相電圧Ｕ_１が新たな電流調整サイクルの開始時に再び印加され、基準電流Ｉ_ｒｅｆに再び達する。このようにして相電流は中性点Ｓを経て、負の値で相電流Ｉ_２として位相２の端子まで流れ、ここから下方の半導体スイッチと電流センサ２２とを介して負極１８まで戻るか、ないしは直流電圧電源網のアースまで戻る。位相３は最初は無通電状態に維持される。位相１および２の通電によって発生した磁束は、ロータ１２の永久磁石によって生成された磁束とともに、必要なトルクを生成し、３相ステータにおいて公知のように、６０°経過後にそのつど、この通電が１つの位相にさらに接続される。

誘導電圧Ｕ_ｉ３の検出は、基本回転数領域では重要でない。というのも、位相３に電流が流れないので、この誘導電圧に重畳される内部抵抗Ｒの電圧降下も存在せず、ゼロ交差を、ロータ位置の基準であるスタート位置から容易に検出できるからである。

モータの公称回転数を上回る界磁弱め領域では、通電パターンが変化する。というのも、その際にはステータに、ロータ磁束より９０°を上回る角度で進角する磁束が生成されるからである。このことは、必要なトルクを生成するために、位相２の代わりに位相３に通電し、位相２は無通電状態に維持することを意味する。したがって整流パターンは、相電流が正の電流Ｉ_１として中性点を介して流れ、さらに負の値で相電流Ｉ_３としてアースに戻るように変化しなければならない。この回転数領域では、測定位相として使用される位相３にも通電され、誘導電圧Ｕ_ｉ１に内部抵抗Ｒの電圧降下が重畳され、この電圧降下を評価時に考慮しないと、測定結果に悪影響が及ぼされる。相応のことが、別の位相ないしは別の位相組み合わせの別の通電過程にも当てはまる。

ここで本発明による方法では、ステータ位相を流れる電流Ｉは純粋な直流電流ではなく、制御ユニット２６によってそのつど最大値と最小値との間で鋸歯状に、所定の平均値に調整されるという事実を利用する。ここではそのつど、制御ユニット２６によって設定された最大電流値Ｉ_ｒｅｆに達するまでの間、相電圧はステータ位相に印加される。その後、半導体切換装置２４の上方の導通状態のスイッチが開放された後、時間的に固定化された短時間のフリーホイールフェーズが、下方の半導体スイッチのうち２つの半導体スイッチを介して開始される。その後、所定の基準値Ｉ_ｒｅｆに再び達するまで通電中の位相に再び相電圧が印加される。スター結線では、相電流は正負符号を考慮して、相電流合計Ｉおよび中間電流回路に相応するので、相電流のこの鋸歯状のプロフィールを電流センサ２２で検出し、比較器５６において基準値＋Ｕ_ｒｅｆとの比較によって、大きさが既知である所定の基準電流Ｉ_ｒｅｆに到達したそのつどの時点を検出し、トリガ信号５８として制御ユニット２６へ供給することができる。

モータが必要とする出力に相応して設定された基準電流Ｉ_ｒｅｆも、モータ位相の内部抵抗Ｒと同様に既知である。したがって、基準電圧源３２によって相電流調整のタイミングで、定義された基準電圧Ｕ_ｒｅｆを供給することができ、しかも、電流方向が正である場合には正の値として供給し、電流方向が負である場合には負の値として供給し、位相が通電されていない場合にはアース電位として供給することができる。ここではこの基準電圧は、制御ユニット２６に設けられた整流パターンに相応して正しい正負符号で、正ないしは負の値として、またはアース電位として、基準電圧源３２のスイッチ５０を介して、その時点で該整流パターンに相応する対応関係で異なる位相の分圧器５２，５４に印加される。この基準電圧から、所定の前記整流パターンに相応する電圧がそのつど、前記分圧器の接続点５５に現れ、ひいては比較器４０，４２および４４の反転入力端に現れる。その際には、加算器３４，３６および３８の出力電圧によって差形成が行われることにより、基準電流Ｉ_ｒｅｆに到達する各時点ごとに、比較器４０，４２および４４の出力端において、誘導電圧を表す正確な信号が、相電圧と、中性点電圧および位相において通電に起因して発生した内部電圧降下との差として現れる。

比較器４０，４２および４４のここに図示された基本的な接続では、誘導電圧Ｕ_ｉ１，Ｕ_ｉ２およびＵ_ｉ３はそのつどハイ信号ないしはロウ信号として発生し、信号の交代時のエッジが、誘導電圧のゼロ交差を定義する。モータ電流の制御周波数はここでは、回転数に起因してモータの個々の位相において発生する給電電圧の交番と比較して高いので、誘導電圧の信号の２つのエッジ交番間の時間は比較器５６のクロックに相応して、該誘導電圧のゼロ交差の指標として十分に正確である。

ここで提案した測定方法によって、ステータ１４の個々の素線において行われる相電流の面倒な測定が不要になる。その時点でモータ１０の動作状態によって既知となる基準電流Ｉ_ｒｅｆに到達する時点で、測定なしで相応の基準電圧Ｕ_ｒｅｆを形成し、比較器５６のトリガ信号に相応して呼び出すことができる。ステータ位相に誘導された電圧のゼロ交差検出の結果は、基準電流Ｉ_ｒｅｆに達したときの比較器５６の切換時点では正確である。誘導電圧のゼロ交差に基づいて、ロータ１２の１回転あたり６つのセクタのうちどのセクタに、ロータ磁束ひいてはロータ位置がちょうど存在するかを検出することができる。その際には、比較器４０，４２および４４の出力信号のエッジ交番による各位相の２つのゼロ交代それぞれにおいてそのつど、センサレスの回転数調整の切換パターンを決定するためにセクタ交番が検出される。

しかし、ここで提案されている方法は、モータ１０が始動し、少なくとも１つの最初のセクタ交代が行われた後に初めて機能する。したがってモータのスタート過程は、別の公知のセンサレス法によって行わなければならない。というのもセンサレスの角度識別は、モータの回転時にのみ、ロータ位置の誘導電圧に基づいて実施できるからである。こうするための公知の方法は、ステップモータ立上がり動作、パルス開始動作および同期開始動作である。後者の同期開始動作は比較的面倒である。というのも、モータはこうするために、たとえば同期モータのように、１２０°ずれた３つの正弦波電流によって立ち上げなければならず、これを実現するためには付加的な手間が必要とされるからである。いずれにせよまずは、ロータ１２を２つの素線の固定的な通電によって、定義された開始位置に調整しなければならない。次にパルス始動動作では、次またはさらに次の整流パターンの１回の通電を、短い電流パルスを使用してゼロ交差の観察によって行う。その後、センサレス動作に切り換えることができる。択一的に、ステップモータ立上がり動作に相応してまず、有利には時間の経過とともに軽く上昇する低い周波数の制御された回転フィールドが生成され、その後、誘導電圧Ｕ_ｉ１，Ｕ_ｉ２およびＵ_ｉ３によって位置識別が可能になったら直ちに自己制御に切り換えられる。

図２に、誘導電圧および相電流と、加算器３４，３６および３８に現れる差電圧のグラフが示されている。一方は基本回転数領域にあり（実線）、他方は界磁弱めによって上昇した回転数の場合のものである（破線）。基本回転数領域にある相電流はＩ_１，Ｉ_２およびＩ_３によって示されており、界磁弱め領域にある相電流はＩ_１′，Ｉ_２′およびＩ_３′によって示されている。これに相応して、基本回転数領域にある誘導電圧はＵ_ｉ１，Ｕ_ｉ２およびＵ_ｉ３によって示されており、界磁弱め領域にある誘導電圧はＵ_ｉ１′，Ｕ_ｉ２′およびＵ_ｉ３′によって示されている。この実施例では、誘導電圧Ｕ_ｉｘおよびＵ_ｉｘ′は等しい大きさを有する。位相１のゼロ交差はＴ_１１およびＴ_１２によって示されており、位相２のゼロ交差はＴ_２１およびＴ_２２によって示されており、位相３のゼロ交差はＴ_３１およびＴ_３２によって示されている。ここで、基本回転数領域では位相は、誘導電圧のゼロ交差の時点で通電されないのに対し、界磁弱め領域では誘導電圧のゼロ交差の時点で、回転数が高くなって相電流Ｉ_１′，Ｉ_２′およびＩ_３′が流れ、ロータ位置の検出においてこれらの相電流を考慮しなければならない。

図２における電流および電圧は、非常に概略的に示されている。それゆえ、本発明による方法を比較器５６による制御ユニット２６のトリガに関して説明するために、例として、切り換え時点の電流Ｉの実際の経過も、図２ａに詳細に示す。この図から、電流センサ２２によって検出され相電流合計に一致する、調整される中間回路電流Ｉが、スイッチオン時点ｔ_０から、制御ユニット２６によって設定された基準電流Ｉ_ｒｅｆに時点ｔ_１で達するまで、まずは上昇するのが見て取れる。その後、駆動電圧Ｕ_１がスイッチオフされ、時点ｔ_１とｔ_２との間に短時間のフリーホイールフェーズが行われ、半導体切換装置２４の上方のスイッチが開放され、下方のスイッチは閉成される。その後、時点ｔ_２で、半導体切換装置２４のそれぞれ関連の上方のスイッチが制御ユニット２６によって再び閉成され、相電流は、時点ｔ_３で基準値Ｉ_ｒｅｆに達するまで再び上昇する。この過程は、各位相の通電期間全体にわたって約１０ｋＨｚの周波数で繰り返され、これは本発明では、制御ユニット２６を比較器５６によってトリガし、誘導電圧の測定値を正確に検出するために使用される。調整された基準電流Ｉ_ｒｅｆは予め設定されて既知であるから、この時点で位相の内部抵抗にそのつど発生する電圧降下も測定なしで定義される。

本発明による方法および関連のスイッチング装置を、上記で３相モータに基づいて説明したが、本提案は、ステータがスター結線の巻線を有する限りは、位相数がより多いステータ構成にも転用でき、たとえば４相または６相のモータにも転用できる。さらに、ロータの励磁が永久磁石式であることは必須ではなく、同様の手段を電磁式ロータにも適用することができる。制御ユニット２６として適しているものに、マイクロコントローラの他にたとえばデジタル信号プロセッサもある。

永久磁石励磁式のロータとスター結線された３相の電機子巻線とを有するブラシレス直流モータのロータ位置をセンサレスで検出し該ブラシレス直流モータを動作させるための回路を示す。 測定に関与するモータの電圧および電流を示すグラフである。 図２のモータ電流の経過特性を詳細に示す図である。

Claims (11)

1. ロータと、スター結線された電機子巻線とを有するブラシレス直流モータのロータ位置をセンサレスで検出し、該ブラシレス直流モータを動作させる方法であって、
   該ロータは、たとえば永久磁石励磁式のロータであり、
   該電機子巻線は、たとえば３相の電機子巻線であり、
   該ロータ位置に依存して、該ブラシレス直流モータの巻線を直流電圧電源網に連続的に接続するための、半導体切換装置に対する制御ユニットが設けられている形式のものにおいて、
   該制御ユニット（２６）に、相電流合計（Ｉ）から導出されたトリガ信号（５８）を供給し、
   該トリガ信号（５８）を使用して、半導体切換装置（２４）に対する整流信号（３０）を生成するための基準として、または該ロータ位置を表す位置信号として、個々の位相に誘導された誘導電圧（Ｕ_ｉｘ）の基準値を検出するための時点を決定し、
   そのつど１つの相電圧（Ｕ_ｘ）と中性点電圧（Ｕ_ｓ）との差から形成された加算器（３４，３６，３８）の出力信号を、後置された比較器（４０，４２，４４）において、所定の相電流（Ｉ_ｒｅｆ）によって位相の内部抵抗（Ｒ）に発生した電圧降下を表す電圧値と比較することにより、該誘導電圧（Ｕ_ｉｘ）および該誘導電圧（Ｕ_ｉｘ）のゼロ交差を検出することを特徴とする方法。
2. 前記相電流（Ｉ_ｘ）および前記相電流合計（Ｉ）を、電流センサ（２２）を使用して、前記半導体切換装置（２４）の直流電圧中間回路（２０）において求める、請求項１記載の方法。
3. 前記電流センサ（２２）によって検出された相電流合計（Ｉ）を別の比較器（５６）において、所要のトルクおよび回転数に相応して設定された基準値（Ｉ_ｒｅｆ）の到達に基づいて監視し、
   該基準値（Ｕ_ｒｅｆ）に達するたびに、該別の比較器（５６）は前記制御ユニット（２６）に対するトリガ信号を供給する、請求項１または２記載の方法。
4. モータ電流（Ｉ_ｘ）の前記基準値（Ｉ_ｒｅｆ）によって位相に発生された電圧降下を再現するために基準電圧源（３２）を使用し、
   該基準電圧源（３２）の電圧（＋／−Ｕ_ｒｅｆ，アース）は、該モータ電流の基準値（Ｉ_ｒｅｆ）に達した時点で該モータ電流（Ｉ_ｘ）によって位相に発生された電圧降下に比例する、請求項１から３までのいずれか１項記載の方法。
5. 前記基準電圧源（３２）の電圧（＋Ｕ_ｒｅｆ）は比較値として、前記制御ユニット（２６）に対するトリガ信号（５８）を形成する際に前記別の比較器（５６）によって使用される、請求項１から４までのいずれか１項記載の方法。
6. 各位相ごとに別個の分圧器（５２，５４）を介して、前記基準電圧源（３２）を前記直流電圧電源網（１６，１８）のアース端子に接続することができ、
   該分圧器（５２，５４）の分圧器端子（５５）はそれぞれ、前記比較器（４０，４２，４４）の反転入力端に、整流パターンによって設定された電流を表す基準値を供給し、それと同時に、該比較器（４０，４２，４４）の非反転入力端に、相電圧（Ｕ_ｘ）と中性点電圧（Ｕ_ｓ）との差に相応する電圧値を、所属の加算器（３４，３６，３８）の出力端から印加する、請求項１から５までのいずれか１項記載の方法。
7. 前記ブラシレス直流モータ（１０）の基本回転数領域でも、該モータ（１０）の界磁弱め領域において、公称回転数を上回る回転数でも使用する、請求項１から６までのいずれか１項記載の方法。
8. ロータと、スター結線された電機子巻線とを有するブラシレス直流モータのロータ位置をセンサレスで検出し、該ブラシレス直流モータを動作させるための回路であって、
   該ロータは、たとえば永久磁石励磁式であり、
   該電機子巻線は、たとえば３相の電機子巻線であり、
   該ロータ位置に依存して該ブラシレス直流モータの巻線位相を直流電圧電源網に連続的に接続するための半導体切換装置に対する制御ユニットが設けられている形式のものにおいて、
   該制御ユニット（２６）は、相電圧（Ｕ_ｘ）および中性点電圧（Ｕ_ｓ）に対するそれぞれ１つの加算器（３４，３６，３８）を介し、かつ、該加算器（３４，３６，３８）の出力電圧と、所定の相電流（Ｉ_ｒｅｆ）によって位相の内部抵抗（Ｒ）に発生された電圧に対する基準値（Ｕ_ｒｅｆ）とを比較するためのそれぞれ１つの比較器（４０，４２，４４）とを介して接続されており、
   所定のモータ電流（Ｉ_ｒｅｆ）に達する時点で誘導電圧（Ｕ_ｉ）を該制御ユニット（２６）によって検出するためのトリガ信号（５８）が、別の比較器（５６）から供給され、
   該別の比較器（５６）は、該ブラシレス直流モータ（１０）の直流電圧中間回路（２０）内の電流センサ（２２）に接続されており、かつ、該モータ電流（Ｉ_ｒｅｆ）によって位相に発生した電圧降下に対する基準電圧源（３２）に接続されていることを特徴とする回路。
9. 前記誘導電圧（Ｕ_ｉ）はアナログの差形成器（３４，３６，３８，４０，４２，４４）によって検出される、請求項８記載の回路。
10. 前記基準電圧源（３２）は、各位相に対して別個の分圧器（５２，５４）を介して、前記直流電圧電源網（１６，１８）のアース端子に接続されている、請求項８または９記載の回路。
11. 前記分圧器（５２，５４）の分圧器端子（５５）はそれぞれ、前記比較器（４０，４２，４４）の反転入力端に接続されており、
    該比較器（４０，４２，４４）の非反転入力端は、所属の加算器（３４，３６，３８）の出力端に接続されており、
    該加算器（３４，３６，３８）の出力端は、前記半導体切換装置に対する制御ユニット（２６）に接続されている、請求項８から１０までのいずれか１項記載の回路。

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