CN101183844A

CN101183844A - 电机驱动装置和方法

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Publication number: CN101183844A
Application number: CNA2007101863041A
Authority: CN
Inventors: 金森淳
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2006-11-14
Filing date: 2007-11-12
Publication date: 2008-05-21
Anticipated expiration: 2027-11-12
Also published as: JP2008148542A; CN101183844B; JP4807325B2

Abstract

如果占空比计算电路(5)确定的PWM占空比指令D1超过了上限值(D0)，那么电机驱动装置(1)中的占空比信号处理电路(26)将每一相中的开关电流供给时间段分成第一电流供给时间段和第二电流供给时间段。在所述第一电流供给时间段中，将所述占空比设置为所述上限值(D0)。在所述第二电流供给时间段中，将所述占空比设置为100％，并且所述第二电流供给时间段的长度根据占空比指令(D1)进行设置。

Description

电机驱动装置和方法

技术领域

本发明涉及一种基于PWM控制来驱动电机的电机驱动装置和方法。

背景技术

各种各样的电机驱动装置应用在许多领域中。一个实例是如图12所示的用于驱动风扇电机7的风扇电机驱动装置1，该风扇电机7是三相电机，并且安装在车辆上，该风扇电机驱动装置1通过基于脉宽调制(PWM)控制为每一相提供矩形波形电流。风扇电机驱动装置1通过信号处理电路3接收来自诸如电子控制单元(ECU)等主控制器2的用于风扇6的转速指令，该转速指令是以PWM信号的方式施加的，该风扇电机驱动装置1通过转换产生对应于该PWM信号占空比的电压信号，并将该电压信号发送到转速指令转换电路4中。主控制器2接收来自水温传感器(未示出)的输出信号，并且根据检测到的水温输出转速指令，其中该水温传感器检测例如散热器中的水温。

转速指令转换电路4根据电压信号确定转速指令，并将该转速指令发送到占空比计算电路5中。三相无刷DC电机7使风扇旋转，并且该电机7的旋转状态由位置检测电路8检测。位置检测电路8可以基于在电机7(无传感器系统)的绕组中感应的电压波形来检测该旋转，或者可以使用霍尔IC、解算器(resolver)或者传感器，例如旋转编码器。因此，位置检测电路8的输入端不必一定要直接耦合到电机7的绕组上。

转速检测电路9基于位置检测电路8输出的检测信号(电机7的转子的旋转位置信号)来计算电机7的转速，并将该转速输出到占空比计算电路5的输入侧。减法器10计算转速检测电路9计算出的转速和转速指令转换电路4输出的转速指令之间的差。占空比计算电路5计算出的占空比指令由电压校正电路11进行校正。电压校正电路11检测车辆的电池12的电压，并根据电池电压的变化量将上述校正值加到占空比指令上。

将校正后的占空比指令输出到PWM信号产生电路13。PWM信号产生电路13基于其中产生的PWM控制的载波和占空比计算电路5所确定的PWM占空比来产生PWM信号，并将该PWM信号共同输出到三个与门14U、14V和14W其中一侧上的输入端上。

将位置检测电路8所输出的检测信号还施加到三相电流分配电路15中，该三相电流分配电路15基于由检测信号表示的转子的旋转位置所确定的矩形波产生120度(120°)的电流模式信号。该120度的电流模式信号被输出到与门14U、14V和14W的另一侧上的输入端上，并且还被输出到栅极驱动电路16。

在假设三相电流分配电路15产生的电流模式信号为高电平时，与门14U、14V和14W将由PWM信号产生电路13产生的PWM信号发送到栅极驱动电路16，作为高侧(高电势侧)信号。此外，将三相电流分配电路15直接施加到栅极驱动电路16的电流模式信号用作低侧(低电势侧)信号。

逆变器电路17包括例如三相桥中的六个功率MOSFET(开关元件)17U、17V、17W、17X、17Y和17Z。将从栅极驱动电路16输出的栅极信号施加到六个FET 17U到17Z的栅极上。

为了利用驱动装置1以通过PWM控制矩形波电流来驱动电机7，需要改变切换逆变器电路17的高侧FET 17U、17V和17W的ON占空比来控制电机7的转速。在这种情况下，电机7的转速与PWM信号的ON占空比几乎成比例变化，并且转速在100％占空比处变成最大值。

在逆变器电路17中，诸如功率MOSFET等开关元件允许流过的电流随着PWM信号占空比的增大而增大，并由此使产生的热量增加。然而，在100％占空比处，开关损耗降低并且产生数量减少的热量。除非元件能够承受得住在最大开关占空比时产生的热量，否则该元件很可能会被毁坏。因此，散热元件或部件往往体积很大并导致成本增加。

为了解决这个问题，US 2007/52382A(JP 2006-25565A)和日本2006-157987A提出了一种方法，该方法通过在电机高速旋转时(即当占空比很大时)或在检测到的元件温度很高时降低PWM信号的载波频率来减少开关损耗。然而，在降低载波频率的情况下，这可能会变得听得到，并且当讨厌的噪音出现时，用户可以感觉得到。

作为另一种方法，尽管通过设定小于100％的上限(例如80％)作为PWM占空比以使电机7以其正常速度旋转，但是需要驱动该电机以100％的占空比旋转以便降低产生的热量。然而，即使采用这种方法，当占空比从上限值切换到100％时，电机的转速不会再被线性控制，或者转速突然改变，从而产生爆破声音或者允许浪涌电流流过。

发明内容

因此，本发明的目的在于提供一种电机驱动装置和方法，其可以在抑制开关元件产生热量的同时对电机的转速进行连续控制。

根据电机驱动装置的一个方案，如果PWM占空比超过了上限值，那么占空比信号处理部分将每一相的开关电流供给时间段分为第一电流供给时间段和第二电流供给时间段，其中在第一电流供给时间段内，将占空比设定为大于上限值，而在第二电流供给时间段内，将该占空比设定为100％，并且根据已确定的占空比来设定第二电流供给时间段的长度。

换言之，如果PWM占空比根据速度指令超过了上限值，那么通过改变第一电流供给时间段和第二电流供给时间段之间的比例来驱动电机，其中，在第一电流供给时间段内，将占空比设置为上限值，而在第二电流供给时间段内，占空比为100％。因此，没有产生位于上限值到100％之间的PWM信号占空比，与现有技术中将PWM占空比设定为超过了上限值时的情况相比，抑制了开关元件的温度上升。

附图说明

通过下文参考附图进行的详细说明，本发明的上述和其它目的、特征以及优点将变得更加显而易见。在附图中：

图1是示出根据本发明第一实施例的电机驱动装置的电路图；

图2是示出第一实施例中产生波形的时间图；

图3是示出与现有技术的装置相比的第一实施例中的逆变器电路中的FET所产生热量的温度的曲线图；

图4A和4B分别是示出第一实施例和现有技术的装置中产生的电流纹波的波形的时间图；

图5是示出根据本发明第二实施例的电机驱动装置的电路图；

图6是示出在第二实施例中的一种情况下产生的波形的时间图；

图7是示出在第二实施例中的另一种情况下产生的波形的时间图；

图8是示出根据本发明第三实施例的电机驱动装置的电路图；

图9是示出第三实施例中产生波形的时间图；

图10是示出根据本发明第四实施例的电机驱动装置的电路图；

图11是示出根据本发明第五实施例的电机驱动装置的电路图；

图12是示出根据现有技术的电机驱动装置的电路图。

具体实施方式

(第一实施例)

首先参照图1，其将电机驱动装置的第一实施例示出为供设置在车辆散热器部分中的多相(三相)风扇电机使用的电机驱动装置1。该实施例类似于图12中示出的常规装置，区别在于占空比检查电路22、100％时间段计算电路23和100％信号产生电路24和或门25。

占空比检查电路22设置在电压校正电路11和PWM信号产生电路13之间，用于检查电压校正电路11是否输出了PWM信号占空比D1指令。该占空比检查电路22为PWM信号占空比D1指令设定上限值D0(例如80％)。总是将占空比指令D1输出到PWM信号产生电路23，但是只有在占空比指令D1处于范围D0＜D1≤100内时才输出到100％时间段计算电路23。

为了在60度电角度的电流供给时间段内提供PWM信号占空比被设定为100％的供给电流时间段，100％时间段计算电路23例如根据下面的等式来计算电流供给时间段T_FON，

T_FON＝(D1-D0)/(100-D0)×T₆₀ ---(1)

在式中，T₆₀是对应于60度电角度的电流供给时间段的时间段，并且基于转速检测电路9所施加的旋转角度信号来计算该T₆₀。

将所计算的100％电流供给时间段T_FON输出给100％信号产生电路24。100％信号产生电路24同步于检测位置检测电路8的位置检测信号的上升沿和下降沿的时刻产生100％电流供给信号。

100％电流供给信号和PWM信号产生电路13输出的PWM信号输入到或门25的输入端上，并且或门25的输出端连接到与门14U、14V和14W一侧上的共同输入端上。PWM信号产生电路13、占空比检查电路22、100％时间段计算电路23、100％信号产生电路24和或门25形成了占空比信号处理电路26。

接着，将参考附图2到4描述本实施例的操作。如图2所示，三相电流分配电路15逻辑上合成图2(A)中所示的位置检测信号Eu、Ev、Ew，并且按照每相电流的供给时间段变为120度电角度的方式分配该电流供给信号，如图2(B)所示。在该实施例中，如前面所述，当占空比指令D1满足D0＜D1≤100时，100％时间段计算电路23根据等式(1)计算100％电流供给时间段T_FON。

等式(1)基于初始占空比指令D1和上限值D0之间的差值来计算电流供给时间段T_FON。例如，如果上限值为80％且占空比指令D1为90％，那么

T_FON＝(90-80)/(100-80)×T₆₀＝T₆₀/2

参考附图2中的(D)，在与三相位置检测信号的任何边沿时刻同步的60度电角度部分(时间段)的开始处，即在每一相的开关电流供给时间段(120度电角度)内，100％电流供给信号产生两次。PWM信号(C)和100％电流供给信号(D)通过或门25进行“或”操作。

结果如(E)所示，栅极驱动信号包括开关电流供给时间段内的60度电角度的开头部分处的占空比为100％的电流供给时间段(第二电流供给时间段)以及随后的占空比为D0的电流供给时间段(第一电流供给时间段)。这里，假定(E)中示出的栅极驱动信号全部是在它们为高电平时导通FET(也导通高侧的P通道FET)的信号。栅极驱动信号U_D、V_D和W_D输出到低侧的FET 17X、17Y和17Z上。

图3示出了在第一实施例和现有技术的装置(图12)中构成逆变器电路17的FET所产生热量的温度之间的比较关系。这里，将上限占空比D0设定为82.5％。在现有技术的电机驱动装置1中，随着占空比从D0处开始增加，温度显著升高。相反，对于本实施例中的电机驱动装置1，温度非常轻微地升高，因此，一直到占空比100％表现出几乎平坦的特性，在占空比100％处电机7以最大速度旋转。

图4A和4B分别示出了在第一实施例和现有技术的装置中观察到的电源的电流纹波的波形，同时将转速设置为相同。在现有技术的装置1中(图4B)，纹波的峰峰值(Pk-pk)为9.98A。在本实施例中(图4A)，上述值为4.3A，这表明纹波值下降了至少一半。

根据第一实施例，如果占空比计算电路5确定的PWM占空比D1超过上限值D0，那么电机驱动装置1中的占空比信号处理电路26将每一相的开关电流供给时间段分成第一电流供给时间段和第二电流供给时间段，其中在第一电流供给时间段内，将占空比设定为上限值D0，而在第二电流供给时间段内，将占空比设定为100％，并且根据占空比D1来设定第二电流供给时间段的长度。因此，与将PWM占空比设定为超过上限值D0时的情况相比，逆变器电流17中的FET的温度受到了抑制。除此之外，电机7的转速可以被连续控制。

此外，占空比信号处理电路26中的100％时间段计算电路23根据占空比D1和上限值D0之间的差值，具体是根据等式(1)来设置第二电流供给时间段的长度，以便可以线性控制电机7的转速。

此外，在每一相的开关电流供给时间段中，占空比信号处理电路26多次设置第二电流供给时间段。因此，电流以100％占空比流动的时间段更加分散，这降低了对电机7驱动时的振动并可以进行稳定驱动。具体而言，第二电流时间段至少设置在每一相开关电流供给时间段中的60度电角度的开头部分处。也就是，在120度的电流供给系统中，各相的电流供给模式每隔60度电角度就发生改变。除此之外，依靠转子的位置检测信号可以容易得到60度电角度的上面部分，这使得可以容易地设置并控制第二电流供给时间段。

(第二实施例)

根据第二实施例，如图5所示，电机驱动装置1具有100％定时产生电路33，其设置在位置检测电路8和100％信号产生电路24之间。

100％定时产生电路33通过使用内部计数器从60度电角度部分的开始处计算时间来产生延迟时间Td，该60度电角度部分的开始处是基于来自位置检测电路8的位置检测信号Eu、Ev和Ew获得的，并将该延迟时间信号输出到100信号产生电路24中。在经过延迟时间Td之后，100％信号产生电路24产生100％电流供给信号。

接下来，还将参考附图6和7描述第二实施例的操作。图6示出了100％电流供给时间段的情况，即第二电流供给时间段设置在60度电角度的电流供给部分的每个中心C或者中点处。在这个时刻，100％定时产生电路33根据下列等式计算延迟时间Td，

Td＝(T₆₀-T_FON)/2 ---(2)

图7示出了第二电流供给时间段设置在60度电角度的电流供给部分的末端处。在这种情况下，100％定时产生电路33根据下列等式计算延迟时间Td，

Td＝T₆₀-T_FON ---(3)

与图2示出的第一实施例的情况相同，第二实施例的电机驱动装置也能够将第二电流供给时间段设置在60度电角度的电流供给部分的起始处。在这种情况下，应该将Td设置为0。

根据第二实施例，第二电流供给时间段被设置在每一相的开关电流供给时间段中的60度电角度部分的中间部分或者末端处，并因此表现出与第一实施例相同的效果。

(第三实施例)

根据第三实施例，如图8所示，电机驱动装置1具有100％时间间隔产生电路42，将其设置为代替第二实施例的100％定时产生电路33。100％时间间隔产生电路42通过其中的内部时钟或者计数器产生时间间隔以设置每一相的开关电流供给时间段中的第二电流供给时间段，并将时间间隔信号输出给100％信号产生电路24。

100％时间段计算电路23从100％时间间隔产生电路42接收该时间间隔信号，以代替从转速检测电路9接收转速信号，并通过使用该时间间隔信号代替使用等式(1)中的T₆₀来确定电流供给时间段T_FON。

接下来，还参考图9描述第三实施例的操作。100％时间间隔产生电路42产生100％电流供给时间间隔信号，如(F)所示。100％信号产生电路24根据100％时间段计算电路23确定的与时间间隔信号的输出时刻(上升时刻)同步的电流供给时间段T_FON产生100％电流供给信号。结果，在每一相的开关电流供给时间段中，第二电流供给时间段在其中仅被设置一次(E)。100％时间间隔产生电路42输出的100％电流供给时间间隔信号以与电机7的转速同步的方式表示，然而显然电机的转速可以失步。

根据第三实施例，第二电流供给时间段基于由100％时间间隔产生电路42产生的时间间隔信号设定，并显示出与第一和第二实施例类似的效果。

(第四实施例)

根据第四实施例，如图10所示，DC电机(具有电刷的电机)44用于驱动风扇6，因此与前述实施例相比，没有设置逆变器电路17。电机44和N沟道MOSFET 45的串联电路连接在电池12的正极端和地之间，作为低侧驱动系统。续流二极管46并联在电机44的两端。

此外，没有设置前述实施例中的位置检测电路8、转速检测电路9、与门14、三相电流分配电路15和栅极驱动电路16。而是设置了编码器47和脉冲速度转换电路48，其中编码器47伴随电机44的旋转输出脉冲信号，而脉冲速度转换电路48用于将编码器47输出的脉冲信号之间的时间间隔转换成转速。转换电路48的输出信号输入到减法器10中。来自或门25的输出信号通过栅极驱动电路49输出到FET 45的栅极。

下面，将描述第四实施例的操作。100％信号产生电路24的操作与第三实施例中的100％信号产生电路24的操作基本上相同，并且按照与100％时间间隔产生电路42输出100％时间间隔信号T₁₀₀的时刻同步的方式，输出该100％电流供给信号。在这种情况下，100％时间段计算单元23根据例如下面的等式计算电流供给时间段T_FON，

T_FON＝(D1-D0)/(100-D0)×T₁₀₀ ---(4)

因此，100％信号产生电路24以与第三实施例中相同的方式输出100％电流供给信号。

然后，通过或门25和栅极驱动电路49，将按照图9(E)中所示的相同方式合成的PWM信号以单相形式输出给FET 45的栅极，并且DC电机44是占空比控制的。当电机44的负载是像风扇6这样的大转动惯量负载时，可以将用于产生100％电流供给时间间隔信号T₁₀₀的时间间隔设置得比较长，但仍然能够在不允许转速波动的条件下控制电机。

根据第四实施例，即使在低电压侧由FET 45驱动DC电机44时，也能抑制由FET 45的开关损耗所产生的热量。

(第五实施例)

根据第五实施例，如图11所示，利用高侧驱动系统来驱动所设置的DC电机44。也就是说，P沟道的MOSFET 52和电机44的串联电路连接在电池12的正极端和地之间。没有设置第四实施例中的编码器47和转换电路48。取而代之的是，设置了差动积分电路53，其用于对电机44两端之间的电压进行差动积分。将差动积分电路53的输出信号施加给减法器10。

差动积分电路53的输出信号反映了施加给电机44的电压，因此没有提供前述实施例中的电压校正电路11。

下面，将描述第五实施例的操作。在第五实施例中，电机44由FET 52进行占空比控制，其中利用差动积分电路53检测施加在电机44两端之间的电压，并且检测到的输出反映了占空比计算电路5中的占空比的运算。因此，电机44可以通过反馈控制而无需使用编码器47。

根据第五实施例，即使在高压侧对电机44进行控制的情况下，也能抑制FET 52产生的热量。

上述实施例可以以多种方式改进。

例如，第二电流供给时间段的长度T_FON并不限于根据等式(1)所设定的T_FON。电压校正电路11也可以只在需要的时候才提供。

在第一和第二实施例中，第二电流供给时间段可以设置在120度电角度的开关电流供给时间段的“开始”处、“中间部分”处或者“末端”处中的任何一处。

在第三实施例中，100％电流供给时间间隔信号可以这样输出，以便在一个开关电流供给时间段内两次或多次设置第二电流供给时间段。

在第四或第五实施例中，100％电流供给时间间隔信号可以是DC电机44的旋转周期。在这种情况下，可以将用于保持与旋转周期同步的信号输入到该100％时间间隔产生电路42中。在第三实施例的情况中，这也是可行的。利用这种设置，电机44的一个旋转中一定会提供第二电流供给时间段，并且可以稳定地驱动电机44。

电机7、44并不限于驱动安装在车辆上的风扇电机。

Claims

1.一种电机驱动装置，其基于PWM控制来驱动电机，包括：

占空比计算单元(5)，其用于根据速度指令来计算PWM信号的占空比；以及

占空比信号处理单元(26)，当所述占空比计算单元计算出的占空比超过了上限值时，所述占空比信号处理单元(26)将每一相中的开关电流供给时间段分成第一电流供给时间段和第二电流供给时间段，并且将根据所计算的占空比来设置所述第二电流供给时间段的长度，其中在该第一电流供给时间段内，将所述占空比设置为所述上限值，而在所述第二电流供给时间段内，将所述占空比设置为100％。

2.根据权利要求1所述的电机驱动装置，其中：

所述占空比信号处理单元(26)根据所计算的占空比和所述上限值之间的差值来设置所述第二电流供给时间段的长度。

3.根据权利要求1所述的电机驱动装置，其中：

所述电机是无刷DC电机(7)。

4.根据权利要求3所述的电机驱动装置，其中：

所述占空比信号处理单元(26)在每一相中的所述开关电流供给时间段内多次设置所述第二电流供给时间段。

5.根据权利要求4所述的电机驱动装置，其中：

所述电机是三相电机(7)，其中所述开关电流供给时间段每隔120度电角度切换；并且

所述占空比信号处理单元(26)在120度电角度的每个开关电流供给时间段内的60度电角度部分的开始处，设置所述第二电流供给时间段。

6.根据权利要求4所述的电机驱动装置，其中：

所述占空比信号处理单元(26)在120度电角度的每个开关电流供给时间段内的60度电角度部分的中间部分处，设置所述第二电流供给时间段。

7.根据权利要求4所述的电机驱动装置，其中：

所述占空比信号处理单元(26)在120度电角度的每个开关电流供给时间段内的60度电角度部分的末端处，设置所述第二电流供给时间段。

8.根据权利要求1至4中任一项所述的电机驱动装置，其中：

所述占空比信号处理单元(26)每隔预定的时间间隔设置所述第二电流供给时间段。

9.根据权利要求8所述的电机驱动装置，其中：

所述占空比信号处理单元(26)在所述电机的每个旋转周期内设置所述第二电流供给时间段。

10.一种电机驱动控制方法，用于基于PWM控制来驱动电机，包括：

根据速度指令计算PWM信号的占空比；并且

当占空比计算单元计算出的占空比超过上限值时，将每一相中的开关电流供给时间段分成第一电流供给时间段和第二电流供给时间段，并且根据所计算的占空比来设置所述第二电流供给时间段的长度，其中在该第一电流供给时间段内，将所述占空比设置为所述上限值，而在所述第二电流供给时间段内，将所述占空比设置为100％。

11.根据权利要求10所述的电机驱动方法，其中：

所述第二电流供给时间段的长度是根据所计算的占空比和所述上限值之间的差值来设置的。

12.根据权利要求10所述的电机驱动方法，其中：

所述电机是无刷DC电机。

13.根据权利要求12所述的电机驱动方法，其中：

在每一相中的所述开关电流供给时间段内，多次设置所述第二电流供给时间段。

14.根据权利要求13所述的电机驱动方法，其中：

所述电机是三相电机，其中所述开关电流供给时间段每隔120度电角度切换；并且

在120度电角度的每个开关电流供给时间段内的60度电角度部分的开始处，设置所述第二电流供给时间段。

15.根据权利要求13所述的电机驱动方法，其中：

在120度电角度的每个开关电流供给时间段内的60度电角度部分的中间部分处，设置所述第二电流供给时间段。

16.根据权利要求13所述的电机驱动方法，其中：

在120度电角度的每个开关电流供给时间段内的60度电角度部分的末端处，设置所述第二电流供给时间段。

17.根据权利要求10至13中任一项所述的电机驱动方法，其中：每隔预定的时间间隔设置所述第二电流供给时间段。

18.根据权利要求17所述的电机驱动方法，其中：在所述电机的每个旋转周期内设置所述第二电流供给时间段。