CN101160720B - 用于无线通信的双环自动频率控制 - Google Patents

Abstract

描述了使用双环自动频率控制(AFC)来执行频率控制的技术。此双环AFC包括校正短期频率变动(例如，由于多普勒效应而产生)的内环以及校正长期频率变动(例如，由于组件容差和温度变动而产生)的外环。在一种设计中，实现第一内环以用于第一系统(例如，广播系统)的频率控制，实现第二内环以用于第二系统(例如，蜂窝系统)的频率控制，并且实现至少一个外环以用于调节用于接收第一和第二系统的基准频率。每一内环估计并校正针对相关联系统的输入信号的频率误差，并可在接收该系统时被启用。基准频率可用于下变频、采样和/或其它目的。

Description

用于无线通信的双环自动频率控制

本申请要求于2005年3月1日提交的题为“Method and Apparatus forDual-Loop Automatic Frequency Control(双环自动频率控制的方法和装置)”的临时美国申请SN.60/657,839以及于2005年3月11日提交的题为“AutomaticFrequency Controller(自动频率控制器)”的美国专利申清SN.60/660914的优先权，这两个申请均已被转让给本发明受让人，并且被援引包含于此。

背景

I.领域

本公开一般涉及通信，尤其涉及用于无线通信的自动频率控制(AFC)。

II.背景

在无线通信中，发射机将数据调制到射频(RF)载波信号上以生成更适合传送的RF已调制信号。发射机随后经由无线信道将此RF已调制信号发送给接收机。发送的信号可能经由一条或多条传播路径到达接收机，这些路径可能包括视通路径和/或反射路径。由于诸如衰落和多径等各种现象，无线信道的特性可能随时间推移而变化。结果，发送的信号可能经历不同的信道状况，并可能随时间推移在不同的振幅和/或相位下被接收。

接收机接收发送的信号，用本地振荡器(LO)信号将所接收的信号下变频，并处理经下变频的信号以恢复由发射机发送的数据。接收机通常执行频率控制(例如，频率获取或跟踪)以估计LO信号中的频率误差并纠正此频率误差。此频率误差可能是由于各种因数而产生，诸如接收机电路组件容差、温度变动、以及由于发射机和/或接收机的移动而导致的多普勒效应。如果对频率准确性的要求很严格，则频率控制可能是有挑战性的。如果接收机间歇地从发射机接收数据，则电可能会使频率控制复杂化。

因此，在本领域中需要能为无线通信迅捷并可靠地执行频率控制的技术。

概要

本文中描述了使用双环AFC来执行频率控制的技术。该双环AFC包括校正短期频率变动(例如，由于多普勒效应而产生)的内环以及校正长期频率变动(例如，由于组件容差和温度变动而产生)的外环。这些技术可用于在接收例如广播系统、蜂窝系统和/或卫星定位系统等一个或多个通信系统时进行频率控制。这些技术还可用于在接收突发传送时进行频率控制。

在一个方面，该双环AFC被用于多个系统的频率控制。在一个实施例中，实现第一内环以用于第一系统(例如，广播系统)的频率控制，实现第二内环以用于第二系统(例如，蜂窝系统)的频率控制，并且实现至少一个外环以用于调节用来接收第一和第二系统的基准频率。基准频率可由基准振荡器(例如，TC-VCXO)发生，并可被用于下变频、采样和/或其它目的。第一内环估计并校正针对第一系统的第一输入信号中的频率误差。第二内环估计并校正针对第二系统的第二输入信号中的频率误差。第一和第二内环分别可在接收第一和第二系统时被启用。可分别为第一和第二系统实现单独的第一和第二外环，并且可选择一个外环来更新基准频率。替换地，可为两个系统实现单个外环，并可用第一和/或第二内环来更新该单个外环。内环和外环的示例性设计将在以下描述。

在另一个方面，该双环AFC被用于其中数据以突发形式接收的突发传送的频率控制。在一个实施例中，AFC内环在每个数据突发期间的每个内环更新瞬间中被更新，并且AFC外环在每个外环更新瞬间被更新。内环估计并校正各数据突发中的频率误差。外环估计并校正用于接收这些数据突发的基准频率中的频率误差。内环可用例如在一数据突发期间接收的每一OFDM码元来更新。外环可在例如每一数据突发的末尾被更新。

本发明的各个方面和实施例将在以下进一步具体说明。

附图简要说明

结合附图理解以下所阐述的具体说明，本发明的特征和本质将变得更加显而易见，在附图中，相同的附图标记始终作相应的标示。

图1示出与多个系统通信的终端。

图2示出一种示例性超帧结果。

图3示出该终端的框图。

图4示出AFC单元的框图。

图5示出用于一个系统的双环AFC的框图。

图6示出初始频率误差估计器的框图。

图7示出频率误差估计器的框图。

图8示出双环AFC的模型。

图9示出为多个系统执行频率控制的过程。

图10示出用于为多个系统执行频率控制的装置。

图11示出为一个系统执行频率控制的过程。

图12示出为一个系统执行频率控制的装置。

图13示出为突发数据执行频率控制的过程。

图14示出为突发数据执行频率控制的装置。

具体说明

本文中使用措词“示例性的”来表示“起到示例、实例或例示的作用”。本文中被描述为“示例性”的任何实施例并非必须被解释为优于或胜过其它实施例或设计。

图1示出能够与多个通信系统通信的终端110。这些系统可包括蜂窝系统120、广播系统130、卫星定位系统140、无线局域网(WLAN)系统(图1中未示出)、其它系统、或其任意组合。

蜂窝系统120可以是码分多址(CDMA)系统、时分多址(TDMA)系统、频分多址(FDMA)系统、正交频分多址(OFDMA)系统、单载波FDMA(SC-FDMA)系统、或其它某种蜂窝系统。CDMA系统可使用诸如cdma2000、宽带CDMA(W-CDMA)等无线电技术。cdma2000涵盖IS-95、IS-2000和IS-856标准。TDMA系统可使用诸如全球移动通信系统(GSM)、数字高级移动电话系统(D-AMPS)等无线电技术。D-AMPS涵盖IS-136和IS-54标准。这些各种各样的系统、无线电技术、以及标准在本领域中是公知的。蜂窝系统120可以是实现W-CDMA的通用移动电信系统(UMTS)、实现IS-2000和/或IS-95的CDMA2000 1x系统、实现IS-856的CDMA2000 1xEV-DO系统、GSM系统、或其它某种系统。

广播系统130可以是MediaFLO系统、手持式数字视频广播(DVG-H)系统、地面电视广播综合业务数字广播(ISDB-T)系统、或其它某种广播系统。这些广播系统在本领域中是公知的。

卫星定位系统140可以是美国全球定位系统(GPS)、俄罗斯Glonass系统、欧洲Galileo系统、或其它某种卫星定位系统。GPS是绕地球轨道运行的24颗间隔适当的卫星加数颗备用卫星的星座。每颗GPS卫星发射允许地球上的接收机基于针对足够数目的卫星(通常为四颗)的测量以及这些卫星的已知位置来准确地估计它们的位置的已编码信号。

如图1中所示，蜂窝系统120包括支持在其覆盖范围内的终端的通信的多个基站122。基站通常是用于与终端通信的固定站，并且也被称为基收发机子系统(BTS)、B节点、接入点、诸如此类。广播系统130包括向其覆盖范围内的终端广播数据的多个广播站132。基站122和广播站132可被定位在不同场地(如图1中所示)，或可被协同定位在同一场地(图1中未示出)。卫星定位系统140包括发送用于位置确定的信号的多颗卫星142。

终端110可以是固定的或移动的，并且也可被称为移动站、用户设备、移动设备、诸如此类。终端110可以是蜂窝电话、个人数字助理(PDA)、无线调制解调器、无线通信设备、手持式设备、用户设备、诸如此类。为清楚起见，以下说明的大部分针对于其中终端110能够与CDMA系统(可以是UMTS系统或CDMA 1x系统)、MediaFLO系统、以及GPS通信的实施例。

图2示出广播系统130可以使用的示例性超帧结构200。在图2中所示的实施例中，传送时间线被分成超帧，其中每一超帧具有特定持续时间，例如约1秒。每一超帧包括用于时分复用(TDM)导频的字段212、用于额外开销/控制信息的字段214、以及具有用于话务数据的N个帧的字段216，其中N≥1。超帧也可包括不同的和/或图2中未示出的其它字段。

在图2中所示的实施例中，TDM导频由S个相同的导频序列构成，其中每一导频序列包含L个时域采样，其中S＞1且L＞1。TDM导频可通过(1)对L个调制码元执行L点快速傅立叶逆变换(IFFT)以获得具有L个时域采样的导频序列，以及(2)重复该导频序列S次来生成。TDM导频可用于信号检测、帧同步、初始频率误差估计、粗略时间同步和/或其它目的。

额外开销信息可传达发送该额外开销信息的广播站的身份、在超帧的各帧中何处及如何发送数据信道、和/或其它信息。各数据信道在这N个帧中、并且在由额外开销信息指示的频率和时间位置上被发送。每个数据信道可携带任意类型的数据，诸如视频、音频、图文电视、数据、视频/音频剪辑、诸如此类。终端110可能想要从广播系统130接收一个或多个特定数据信道。终端110可基于例如额外开销信息和/或在数据信道上发送的数据来确定每个合需的数据信道在何处被发送。终端110可在大部分时间里转为休眠以保存电池能量，并可定期苏醒以接收所需的数据信道。

在图2中所示的实施例中，数据是使用正交频分复用(OFDM)来传送的。OFDM将系统带宽分成多个(K个)正交副载波，它们也被称为音调、槽、诸如此类。每个副载波可被调制以数据。每一帧携带多个(M个)OFDM码元。OFDM码元可通过(1)对K个调制码元执行K点IFFT以获得对应于该OFDM码元的数据部分的K个时域采样，以及(2)拷贝该数据部分的最后C个采样以形成对应于该OFDM码元的循环前缀。数据部分也称为有用部分、已变换码元、诸如此类。也可对循环前缀和数据部分执行加窗/滤波。一OFDM码元在没有加窗的情况下可包含K+C个采样，而在加窗的情况下可能包含K+C个以上的采样。

在一个实施例中，K＝4096，C＝512，并且每一OFDM码元在加窗之前包含4608个时域采样。在一个实施例中，L＝128，S＝36，并且TDM导频包含36个相同的长度为128的导频序列。K、C、L和S也可使用其它值。

图2示出一种具体的超帧结构。本文中所描述的频率控制技术也可用于其它帧和超帧结构。

图3示出终端110的一个实施例的框图。在此实施例中，终端110包括用于从蜂窝系统接收信号的天线310a和接收机320a、以及用于从广播系统接收信号的天线310b和接收机320b、以及用于从GPS卫星接收信号的天线310c和接收机320c。一般而言，终端110可包括针对任意数目的系统的任意数目的天线和任意数目的接收机。如果一天线可为多个系统提供合适的性能，则这些系统可共用该天线。如果多个系统不是被同时接收，则这些系统还可共用一个接收机。一给定系统也可使用多个天线和/或多个接收机以在例如不同频带(例如，蜂窝以及PCS频带)中接收信号。

对于广播系统，天线310b接收由广播站传送的信号，并将接收的RF信号提供给接收机320b。在接收机320b内，由低噪声放大器(LNA)332b放大所接收的RF信号，并提供经放大的RF信号。滤波器322b对经放大的RF信号进行滤波以使所需频带中的信号分量通过，并移除频带外噪声以及不合需的信号。下变频器324b用来自LO发生器344的LO信号B_LO对经滤波的RF信号进行下变频，并提供经下变频的信号。B_LO信号频率被选择为使得所需RF信道中的信号分量被下变频到基带或近基带。低通滤波器326b对经下变频的信号进行滤波以使所需RF信道中的信号分量通过，并移除噪声和不合需的信号。放大器326b放大经滤波的基带信号，并提供输出的基带信号。模数转换器(ADC)328b将输出的基带信号数字化，并将输出的采样B_in提供给数字处理器330。

天线310a和接收机320a类似地接收并处理由蜂窝系统中的基站传送的信号，并将输入的采样C_in提供给数据处理器330。天线310c和接收机320c接收并处理由GPS卫星传送的信号，并将输入采样G_in提供给数据处理器330。尽管为简单起见在图3中没有示出，但是输入采样B_in、C_in和G_in可以是具有同相(I)和正交(Q)分量的复数值采样。

图3示出接收机320a、320b和320c的一种具体设计。一般而言，接收机可实现超外差架构或直接基带架构。在超外差架构中，接收的RF信号被以多级方式来下变频，例如在一级中是从RF至中频(IF)、然后在另一级中是从IF至基带。在图3中所示的直接基带架构中，接收的RF信号被一级地从RF直接下变频到基带。超外差和直接基带架构可使用不同的电路块和不同的LO频率。

一般而言，接收机可用一级或多级放大器、滤波器、混频器等来执行信号调理。接收机可包括不同的和/或图3中没有示出的其它电路块。

数据处理器330处理输入的采样B_in、C_in和G_in，并提供针对每一系统的输出数据。针对每一系统的处理取决于该系统所使用的无线电技术，并可包括解调、解码、诸如此类。数据处理器330在图3中被示为单个处理器，但也可包括一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、处理器、诸如此类。

AFC单元340估计基准振荡器342的频率误差并如将在以下描述地生成频率控制信号F_ctrl。基准振荡器342发生具有精确频率f_ref的基准信号。基准振荡器342可以是压控晶体振荡器(VCXO)、温度补偿晶体振荡器(TCXO)、压控TCXO(VC-TCXO)、压控振荡器(VCO)、或其它某种类型的振荡器。LO发生器344接收基准信号并生成针对接收机320a、320b和320c的LO信号。时钟发生器346也接收该基准信号，并生成针对ADC 328a、328b和328c的采样时钟。LO发生器344和时钟发生器346可如本领域中所公知地各自以VCO、锁相环(PLL)、分频器等来实现。

控制器/处理器350指导终端110处各个单元的操作。控制器/处理器350可确定要接收哪一系统以及为每一系统接收哪一(些)信道。存储器352为终端110存储程序代码和数据。

在图3中所示的实施例中，基准振荡器342提供用于为所有系统生成LO信号以及采样时钟的基准频率f_ref。所有系统使用单个基准振荡器可降低成本、功率和占地，并可进一步简化终端110处的操作。

每一系统(例如，每个基站、每个广播站、以及每颗卫星)中的每个发射机通常在精确RF频率上以精确的数据率来进行传送。终端处的基准振荡器是相对准确的，但可能因为组件容差、温度变动以及其它因数而产生频率误差。此外，由于终端和/或发射机的移动引起的多普勒效应，给定发射机与终端之间可能存在频率误差。由于组件容差和温度变动而产生的频率误差通常在缓慢的速率下变化，并且是所有系统所共有的。由于多普勒效应而产生的频率误差可能在较快的速率下变化，并且对于不同的发射机可能是不同的。

在一个方面，使用双环AFC来进行终端处的频率控制。该双环AFC包括(1)校正由于例如多普勒效应等而产生的短期频率变动的内环、以及(2)校正由于例如组件容差和温度变动等而产生的长期频率变动的外环。双环AFC可被控制以使得无论正在接收哪些系统，所有接收的系统皆能实现良好的性能。

图4示出图3中的AFC单元340的一个实施例的框图。在此实施例中，AFC单元340为蜂窝系统实现一内环和一外环，并为广播系统实现一内环和一外环。基准振荡器或由对应于蜂窝系统的外环或由对应于广播系统的外环来驱动。

在AFC单元340内，内环单元410a接收针对蜂窝系统的输入采样C_in，估计基站与终端之间的短期频率误差，校正输入采样C_in中的这一频率误差，并将输出的采样C_out提供给蜂窝解调器(Demod)450a，并进一步为蜂窝系统提供短期频率误差估计F_Cin。类似地，内环单元410b接收针对广播系统的输入采样B_in，估计广播站与终端之间的短期频率误差，校正输入采样B_in中的这一频率误差，并将输出的采样B_out提供给广播解调器450b，并进一步提供针对广播系统的短期频率误差估计。单元410a和410b分别实现对应于蜂窝和广播系统的内环。

外环单元420a接收针对蜂窝系统的短期频率误差估计F_Cin，估计针对该终端的长期频率误差，并将长期频率误差估计F_Cout提供给模式选择器430。类似地，外环单元420b接收针对广播系统的短期频率误差估计F_Bin，估计针对该终端的长期频率误差，并将长期频率误差估计F_Bout提供给模式选择器430。选择器430基于Mode_sel控制信号或选择F_Cout或选择F_Bout频率误差估计，并生成针对基准振荡器的F_ctrl控制信号。F_ctrl信号可以是模拟信号或数字信号。选择器430可以执行诸如数模转换、电平移动、定标等信号调理。选择器430还可生成已脉宽调制(PWM)的控制信号。

图4示出其中为两个系统维护两个外环、并且基于对应于一个系统的外环来调节基准振荡器的一个实施例。在另一个实施例中，为两个系统维护单个外环，并且基于该单个外环来调节基准振荡器。此外环可从对应于这两个系统的内环接收频率误差信号F_Bin和F_Cin，并可基于这些频率误差估计来生成单个F_out。

表1列出终端的两种操作模式。在蜂窝和广播模式下，终端并发地接收蜂窝和广播系统。在唯广播模式下，终端接收广播系统但不接收蜂窝系统。终端还可在其中终端接收蜂窝系统但不接收广播系统的唯蜂窝模式(表1中未示出)下操作。终端还可在任意操作模式下接收GPS。

表1还列出为每一操作模式运行内环和外环的一个实施例。在蜂窝和广播模式下，对应于蜂窝系统和广播系统的内环被启用，并跟踪这些系统的短期频率误差，并且仅对应于蜂窝系统的外环被启用以控制基准振荡器。在唯广播模式下，对应于蜂窝系统的内环和外环被禁用，对应于广播系统的内环和外环被启用，并且基准振荡器由对应于广播系统的外环来控制。

表1

	蜂窝和广播	唯广播
			基准振荡器的控制	从蜂窝外环	从广播外环
蜂窝内环	启用	禁用
			蜂窝外环	启用	禁用
广播内环	启用	启用
			广播外环	禁用	启用

图4和表1示山其中基准振荡器或由蜂窝系统或由广播系统控制的一个实施例。在其它实施例中，基准振荡器可由不同的和/或其它的系统来控制。例如，如果终端接收GPS但不接收蜂窝或广播，则基准振荡器可由基于GPS信号工作的AFC单元来控制。为清楚起见，以下说明针对图4和表1中所示的实施例。

对应于蜂窝系统和广播系统的内环及外环可用各种方式来实现。对应于广播系统的内环和外环的一种示例性设计将在以下说明。

图5示出对应于广播系统的内环单元410b和外环单元420b的一个实施例的框图。在内环单元410b内，输入采样B_in被提供给相位旋转器510和初始频率误差估计器520。估计器520每次受到指示时就推导初始频率误差估计

(例如，基于TDM导频)，并将该初始误差估计提供给复用器(Mux)546的一个输入。相位旋转器510将每一输入采样B_in旋转来自相位累加器512的相位值θ_k，并提供经相位旋转的输出采样B_out。一旦广播系统实现频率锁定，输出采样的短期频率误差中的大部分就被移除。频率误差估计器530基于例如接收的OFDM码元来推导频率误差估计。频率误差估计指示输出采样中的残余频率误差。频率锁定检测器532确定广播系统是否实现了频率锁定。

环路滤波器540对频率误差估计

进行滤波，并提供指示对应于广播系统的短期频率误差的F_Bin。在环路滤波器540内，乘法器542将频率误差估计与内环增益α相乘。加法器544将乘法器542的输出与频率寄存器548的输出相加。复用器546在另一输入处接收加法器544的输出，并或提供加法器544的输出，或提供初始频率误差估计

。频率寄存器548存储复用器546的输出，并提供短期频率误差估计F_Bin。相位累加器512累加每一采样周期里的短期频率误差估计，并提供针对每一输入采样的相位校正。

在外环单元420b内，频率累加器550累加来自寄存器548的频率误差估计F_Bin，并提供累加的频率误差。计数器552对F_Bin在累加器550中被累加的次数进行计数。单元554将累加的频率误差除以累加次数，并提供平均频率误差估计

环路滤波器560对平均频率误差估计进行滤波，并提供指示基准频率中的长期频率误差的F_Bout。在环路滤波器560内，乘法器562将平均频率误差估计与外环增益β相乘。单元564可将乘法器562的输出限幅在特定范围内以约束任意更新周期里对外环的调节量。单元564还可对乘法器562的输出进行定标。加法器566将单元564的输出与频率寄存器570的输出相加。频率寄存器570存储加法器566的输出，并提供长期频率误差估计F_Bout。

对应于广播系统的内环和外环可如下操作。当终端首次苏醒或首次调谐到广播系统时，估计器520推导捕捉到终端处的短期和长期频率误差中的大部分的初始频率误差估计

。频率寄存器548存储该初始频率误差估计。相位累加器512计算每一采样周期里因来自寄存器548的该频率误差而产生的相位移动。相位旋转器510将每一输入采样旋转来自相位累加器512的相位移动。此后，对于每一接收的OFDM码元，估计器530基于对应于该OFDM码元的输出采样推导频率误差估计

。该频率误差估计

由内环增益α定标，并经由加法器544和复用器546由频率寄存器548累加。因此，频率寄存器548被用初始频率误差估计初始化，然后由来自每一接收的OFDM码元的频率误差估计更新。

在一个实施例中，外环420b在每一帧里被更新。频率累加器550、计数器552和频率寄存器570在每一帧的起始被复位到零。此后，频率累加器550在每一OFDM码元周期里累加频率寄存器548的输出，并且对于图2中所示的超帧结构累加直至M次。每次寄存器548的输出被累加器550累加，计数器552就递增1。在每一帧的末尾，单元554计算平均频率误差估计，该估计然后由外环增益β定标，由单位564限幅和/或定标，并经由加法器566由频率寄存器570累加。频率寄存器570在每一帧里由平均频率误差估计的经定标版本更新。

在上面描述的实施例中，对每一输入采样执行了相位旋转，在每一OFDM码元周期里更新内环，并且在每一帧里更新外环。内环和外环也可在其它速率下被更新。一般而言，每当有频率误差估计可用，内环就可被更新，而每当有平均频率误差估计可用，外环就可被更新。例如，在接收了数据突发之后，外环可被更新。内环和外环也可如将在以下描述地在例如获取模式和跟踪模式等不同模式下被操作。

针对广播系统的输出采样可被表达为：

x(k)＝s(k)·e^/2πΔ/kT+φ+n(k)，    式(1)

其中s(k)是在采样周期k里传送的采样，x(k)是对应于采样周期k的输入采样，n(k)是输入采样x(k)的噪声，Δf是频率误差，φ是任意相位，并且T_s是一个采样周期。

TDM导频如图2中所示地包含S个相同的导频序列。因此，在TDM导频期间，所发送的采样是周期性的，并且s(k)＝s(k+L)。在此情形中，输入采样上的相关可被表达为：

$x^{*}\left(k\right)\·x(k+L)={\left|s\left(k\right)\right|}^2\·e^{j2\mathrm{\π\Δ}/L\·T_s}+\tilde{n}\left(k\right),$ 式(2)

其中

是经后处理的噪声。式(2)指示通过使输入采样x(k)与延迟的输入采样x(k+L)相关，可使频率误差Δf被隔离。

可为每一导频序列执行延迟相关如下：

$C_l=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{x}_l^{*}\left(i\right)\·x_l(i+L),$ 式(3)

其中x_l(i)＝x(i+l·L+k_s)是第l个导频序列的第i个输入采样，

k_s是第一导频序列的起始的采样索引，以及

C_l是第l个导频序列的相关结果。

多个导频序列的相关结果可被累加如下：

$C_{\mathrm{init}}=\underset{l=1}{\overset{S^{\′}}{\mathrm{\Σ}}}{C}_l,$ 式(4)

其中S′是所执行的延迟相关的次数，有S′＞S，并且

C_init是所有导频序列的累加的相关结果。

式(4)对S′个相关结果执行相干累加，并提供一复数值C_init。

然后可基于累加的相关结果推导初始频率误差估计如下：

$\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_{\mathrm{init}}=\frac{1}{G_L}\arctan \left(C_{\mathrm{init}}\right),$ 式(5)

其中G_L是检测器增益，有G_L＝2π·L·T_s。

第一导频序列的起始可通过在各输入采样上执行滑动相关并在此滑动相关中检测峰值来确定。输入的采样可被缓冲，并且可在检测到TDM导频之后对所有导频序列执行式(3)中的延迟相关。替换地，可使用导频序列中的一些来检测TDM导频，并可使用其余的导频序列来推导初始频率误差估计。

图6示出图5中的初始频率误差估计器520的一个实施例的框图。在此实施例中，延迟相关器610接收针对广播系统的输入采样B_in，并执行式(4)中所示的延迟相关。在延迟相关器610内，输入的采样被提供给L采样延迟线612以及乘法器616。延迟线612使每个输入采样延迟L个采样周期，也就是导频序列的长度。单元614提供来自延迟线612的每个经延迟采样的复共轭。乘法器616将每一输入采样与来自单元614的相应输出相乘，并在每一采样周期里提供乘积x_l*(i)·x_l(i+L)。峰值检测器620检测TDM导频，并提供对应于第一个导频序列的起始的采样索引k_s。累加器618在对应于一个导频序列的L个采样周期上累加乘法器616的输出，并提供对应于每一导频序列的相关结果C_l。

用加法器632和寄存器634构成的累加器630累加来自延迟相关器610的对应于S′个导频序列的相关结果，并提供累加结果C_init。反正切单元640计算C_init的反正切。定标单元642对反正切单元640的输出进行定标，并提供初始频率误差估计

每一OFDM码元如图2中所示地包含与数据部分的最后C个采样相同的循环前缀。因此，循环前缀期间的采样是周期性的，由此s(k)＝s(k+K)。可基于循环前缀为每一OFDM码元计算频率误差估计如下：

$\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_m=\mathrm{Im}[\underset{l=1}{\overset{C^{\′}}{\mathrm{\Σ}}}{y}_m^{*}\left(i\right)\·y_m(i+k)],$ 式(6)

其中y_m(i)是第m个OFDM码元的第i个输出采样，

是第m个OFDM码元的频率误差估计，并且

C′是在其上执行相关的采样的数目，其中C′≤C。

式(6)中的虚部Im[]是式(5)中的反正切的近似。当式(6)中方括号内的量很小时——一旦实现了频率锁定通常就是这样，此近似相当准确。

每一OFDM码元的起始可由本领域中已知并且在本文中不加以说明的时间跟踪环路来确定。式(6)中的累加可在对应于循环前缀的C个采样的全部或一子集上执行。

图7示出图5中的频率误差估计器530的一个实施例的框图。在此实施例中，延迟相关器710接收针对广播系统的输出采样B_out，并执行式(6)中的方括号内所示的延迟相关。延迟相关器710包括分别以与图6中的延迟相关器610内的单元612、614、616和618相类似的方式操作的延迟线712、复共轭单元714、乘法器716、以及累加器718。但是，延迟线712使每一输山采样延迟K个采样周期，即数据部分的长度。累加器718在对应于循环前缀的C′个采样周期上累加乘法器716的输出，并提供对应于每一个OFDM码元的相关结果C_m。单元720提供相关结果C_m的虚部作为频率误差估计

图6和7分别示出频率误差估计520和530的示例性实施例。图6中的实施例依赖于TDM导频的周期性特性来推导初始频率误差估计。图7中的实施例依赖于每一OFDM码元中的循环前缀的周期性特性来推导频率误差估计。一般而言，频率误差估计可基于传送的信号的结构、传送的信号使用的无线电技术、和/或其它因数以各种方式来执行。

回到图5，频率寄存器548提供针对广播系统的当前频率误差估计 $F_{\mathrm{Bin}}=\mathrm{\Δ}\hat{f}.$ 相位累加器512在每一采样周期里累加此频率误差估计，并提供可定给为 $\mathrm{\θ}=-2\mathrm{\π}\·k\·\mathrm{\Δ}\hat{f}$ 的相位值。相位旋转器510可旋转每一输入采样如下：

y_I(k)+jy_Q(k)＝[x_I(k)+jx_Q(k)]·[cosθ_k+jsinθ_k]，    式(7)

其中x(k)＝x_I(k)+jx_Q(k)是对应于采样周期k的复数值输入采样，以及

y(k)＝y_I(k)+jy_Q(k)是对应于采样周期的复数值输出采样。

式(7)中的复数乘法可用四次实数乘法和两次实数加法来执行。

频率锁定检测器532可用各种方式来检测频率锁定。在一个实施例中，检测器532首先将计数器复位到零。此后，检测器532将来自估计器530的每一频率误差估计

比对阈值

，如果频率误差估计小于该阈值则递增计数器，否则递减计数器。检测器532在计数器到达最大值的情况下宣告频率锁定，而在计数器到达零的情况下宣告锁定丢失。计数器的位数和阈值

可被选择以达到良好的锁定检测性能。频率锁定也可用其它方式来检测。

在一个实施例中，针对广播系统的AFC可在获取模式或跟踪模式下被操作。当接收蜂窝和广播两者或者当仅接收广播时，两种环路模式都可用。为清楚起见，以下说明针对仅接收广播的情形。

在一个实施例中，内环和外环在获取模式和跟踪模式下皆可操作，并且在这两种模式下内环和/或外环可使用不同的参数值。对于内环，两种模式可使用相同的内环增益α。或者，获取模式可使用较大的内环增益，而跟踪模式可使用较小的内环增益。对于外环，在获取模式下可使用较大的外环增益β和/或较大的限幅，并且频率寄存器570可在每一更新区间里被更新较大量。在跟踪模式下，可使用较小的外环增益β和/或较小的限幅，并且频率寄存器570可在每一更新区间里被更新较小量。

在另一个实施例中，在获取模式下，外环调节基准振荡器以校正短期和长期频率误差，并且在跟踪模式下内环和外环两者都工作。在获取模式下，内环基于输入采样(而不是输出采样)来推导频率误差估计，并将这些频率误差估计提供给外环。外环将基准振荡器驱动到正确的频率。在获取模式下，可用较大的外环增益β和/或较大的极限来操作外环。在此实施例中，在获取模式下内环基本是不工作的，并且外环试图迅速将基准振荡器移到正确的频率。在跟踪模式下，外环缓慢地更新基准振荡器，并且内环校正短期频率误差。

获取和跟踪模式也可用其它方式来实现。终端可支持不同的和/或其它的模式。例如，终端在接收信号质量不良或是检测到其它某些状况的情况下还可支持维持内环和/或外环固定的保持模式。

终端可在加电时、在从长时间的睡眠中苏醒之后、当频率锁定丢失时、和/或因其它条件在获取模式下启动。终端可在检测到频率锁定时、在施加于频率寄存器570的调节在若干次更新中部低于特定值的情况下、和/或在满足其它某些条件的情况下从获取模式跃变到跟踪模式。

终端可定期地从广播系统接收数据。例如，每一帧可携带多个OFDM码元(例如，约300个OFDM码元)，并且终端在每一帧中可仅接收数个OFDM码元(若有)。在此情形中，终端可在该帧的绝大部分里睡眠，在第一个所需OFDM码元之前数个OFDM码元苏醒，并处理所需的每一OFDM码元。在每一OFDM码元周期里，终端可在苏醒时更新内环，并可在入睡之前更新外环。

图8示出针对广播系统的双环AFC的模型800的框图。模型800包括对应于内环的部分810以及对应于外环的部分820。模型800代表内环和外环在跟踪模式期间的操作。

在外环部分820内，加法器822从接收频率f_rx减去基准频率f_ref并提供输入频率f_in。接收频率是从广播系统接收的信号的频率，基准频率是基准振荡器的频率，而输入频率是输入采样B_in的频率误差。加法器822建模由图3中的下变频器324b进行的下变频。

在内环部分810内，加法器812从输入频率．f_in减去旋转器频率．f_rot并提供频率误差f_err。加法器812建模由图5中的单元510进行的相位旋转。旋转器频率f_rot是由寄存器548提供的频率，并且频率误差f_err是由图5中的频率误差估计器530估计的残余频率误差。频率误差f_err由乘法器816以内环增益α定标并由累加器814累加。乘法器816对应于图5中的乘法器532，并且累加器814对应于加法器544和频率寄存器548。累加器814在z域中具有1/(z-1)的传递函数。

在外环部分820中，旋转器频率f_rot，由乘法器826以外环增益β定标，并由累加器824累加以生成基准频率。乘法器826对应于图5中的乘法器562，并且累加器824对应于加法器566和频率寄存器570。

对应于内环的传递函数H_in(z)可被表达为：

$H_{\mathrm{in}}\left(z\right)=\frac{f_{\mathrm{rot}}}{f_{\mathrm{in}}}=\frac{\mathrm{\α}}{z-1+\mathrm{\α}}.$ 式(8)

对应于外环的传递函数H_out(z)可被表达为：

$H_{\mathrm{out}}\left(z\right)=\frac{f_{\mathrm{ref}}}{f_{\mathrm{rx}}}=\frac{\mathrm{\α}\·\mathrm{\β}}{{(z-1)}^2+(z-1)\·\mathrm{\α}+\mathrm{\α}\·\mathrm{\β}}.$ 式(9)

由于采样率通常要比内环和外环带宽高得多，因此式(8)和(9)中的z域传递函数可使用z-1＝jω＝s的近似来转换到s域，其中ω是归一化频率。s域传递函数可被表达为：

$H_{\mathrm{in}}\left(s\right)=\frac{\mathrm{\α}}{s+\mathrm{\α}}$ 和 $H_{\mathrm{out}}\left(s\right)=\frac{\mathrm{\α}\·\mathrm{\β}}{s^2+\mathrm{\α}\·s+\mathrm{\α}\·\mathrm{\β}}.$ 式(10)

内环的带宽可被表达为：

${\mathrm{BW}}_{\mathrm{in}}=\frac{\mathrm{\α}}{4}=\frac{\mathrm{\ξ}\·{\mathrm{\ω}}_n}{2},$ 式(11)

其中 ${\mathrm{\ω}}_n=\sqrt{\mathrm{\α}\·\mathrm{\β}}$ 是该环路的固有频率，并且

$\mathrm{\ξ}=0.5\sqrt{\mathrm{\α}/\mathrm{\β}}$ 是该环路的阻尼因子。

外环的带宽可被表达为：

${\mathrm{BW}}_{\mathrm{out}}={\mathrm{\ω}}_n\·{[(1-2{\mathrm{\ξ}}^2)+\sqrt{4{\mathrm{\ξ}}^4-4{\mathrm{\ξ}}^2+2}]}^{1/2}.$ 式(12)

在跟踪模式下，外环带宽通常要比内环带宽窄得多。内环和外环带宽可确定如下。首先选定合需的内环带宽以及合需的BW_in与BW_out之比。然后使用式(11)和(12)基于BW_in与BW_out之比来确定阻尼因子ζ。接下来使用式(11)基于阻尼因子ζ和内环带宽BW_in来确定固有频率ω_n。使用式(11)基于内环带宽来确定内环增益α。基于内环增益α和固有频率ω_n来确定外环增益β。在一种示例性设计中，BW_in＝128赫兹(Hz)，BW_out＝12.8 Hz，ξ＝3.2，ω_n＝0.062，α＝0.4，并且β＝0.01。内环和外环也可使用其它设计。一般而言，内环和外环可被设计成对于指定的操作情景可实现合需的频率获取和跟踪性能。

为清楚起见，针对一特定的广播系统对内环和外环进行了说明。对应于广播系统的内环和外环也可使用其它设计。对应于蜂窝系统和/或其它系统的内环和外环可根据由这些系统传送的信号的结构以及这些系统所使用的无线电技术来设计。例如，频率误差估计可基于系统所传送的导频来推导。导频可被连续传送或被定期传送，并且可在每次接收到导频时更新内环。

图9示出为多个通信系统执行频率控制的过程900的一个实施例。以第一内环来执行针对第一通信系统的频率控制(框912)。以第二内环来执行针对第二通信系统的频率控制(框914)。以外环来调节用来接收第一和第二通信系统的基准频率(框916)。第一系统可以是广播系统，并且第二系统可以是蜂窝系统。第一和第二系统可利用两种不同的无线电技术。例如，第一系统可以是利用OFDM的广播系统，而第二系统可以是CDMA系统。基准频率还可用来接收例如GPS等卫星定位系统。基准频率可用于下变频、采样和/或其它目的。

第一内环估计并校正针对第一系统的第一输入信号中的频率误差。第二内环估计并校正针对第二系统的第二输入信号中的频率误差。第一和第二内环分别可在接收第一和第二系统时被启用。

在一个实施例中，可分别为第一和第二系统实现第一和第二外环，并且其分别可用第一和第二内环来更新。在仅接收第一系统时，第一内环和第二外环可操作。在接收第一和第二系统时，第一和第二内环以及第二外环可操作。在另一个实施例中，为两个系统实现单个外环，并且其可用第一内环或第二内环、或以两个内环来更新。一般而言，操作的外环估计基准频率与第一和/或第二系统的频率之间的频率误差并更新基准频率。

图10示出为多个通信系统执行频率控制的装置1000的一个实施例。装置1000包括以第一内环为第一控制系统执行频率控制的装置(框1012)、以第二内环为第二通信系统执行频率控制的装置(框1014)、以及以外环调节用于接收第一和第二通信系统的基准频率的装置(框916)。

图11示出为一个通信系统执行频率控制的过程1100的一个实施例。以内环来估计并校正针对第一通信系统(例如，广播系统)的频率误差(框1112)。以外环来估计并校正用于接收第一系统和第二通信系统(例如，蜂窝系统)的基准频率中的频率误差(框1114)。当接收第一系统时，内环被启用(框1116)。在接收第一系统并且在外环被指派调节基准频率的情况下，外环被启用(框1118)。

内环可包括相位旋转器、第一和第二频率误差估计器、环路滤波器、频率锁定检测器、或其组合。相位旋转器纠正针对第一系统的输入采样中的频率误差，并提供输出采样。第一频率误差估计器推导指示输出采样中的残余频率误差的频率误差估计。第一频率误差估计器可通过将循环前缀与数据部分相关来推导对应于每一接收的OFDM码元的频率误差估计。第二频率误差估计器推导指示输入的采样中的频率误差的初始频率误差估计。第二频率误差估计器可通过将从第一系统接收的信号中的各周期性序列相关来推导初始频率误差估计。内环滤波器可用此初始频率误差估计来初始化，并可随后对来自第一频率误差估计器的频率误差估计进行滤波以生成针对内环的输出。频率锁定检测器确定第一系统是否实现了频率锁定。

外环可包括第一和第二模块、环路滤波器、或其组合。第一模块计算来自内环的平均频率误差。第二模块对外环滤波器的输入进行限幅。外环滤波器对该平均频率误差进行滤波，并为外环提供输出。外环可在获取模式或跟踪模式下操作。在获取模式下，第二模块可将对外环滤波器的输入限幅在第一范围内和/或外环滤波器可使用第一增益值。在跟踪模式下，第二模块可将对外环滤波器的输入限隔在小于第一范围的第二范围内和/或外环滤波器可使用小于第一增益值的第二增益值。

图12示出为一个通信系统执行频率控制的装置1200的一个实施例。装置1200包括用于以内环为第一通信系统估计并校正频率误差的装置(框1212)、用于以外环来估计并校正基准频率中的频率误差的装置(框1214)、用于在接收第一系统时启用内环的装置(框1216)、以及用于在接收第一系统并且在外环被指派调节基准频率的情况下启用外环的装置(框1218)。

图13示出为突发传送执行频率控制的过程1300的一个实施例。终端从例如广播系统、蜂窝系统、或其它某个系统接收突发形式的数据(框1312)。终端在在每个数据突发期间的每一内环更新瞬间中更新用于AFC的内环(框1314)。内环估计并校正数据突发中的频率误差。终端在每一外环更新瞬间中更新用于AFC的外环(框1316)。外环估计并校正用于接收这些数据突发的基准频率中的频率误差。终端可在每一数据突发中接收至少一个OFDM码元，并可用每一接收的OFDM码元来更新内环。终端可在每一数据突发的末尾、或者以比此更高或更低的频度来更新外环。终端可在每一数据突发之前苏醒，并可在各数据突发之间休眠。

图14示出为突发传送执行频率控制的装置1400的一个实施例。装置1400包括用于接收突发形式的数据的装置(框1412)、用于在每一数据突发期间的每一内环更新瞬间中更新用于AFC的内环的装置(框1414)、以及用于在每一外环更新瞬间更新用于AFC的外环的装置(框1416)。

本文中所描述的频率控制技术可由各种手段来实现。例如，这些技术可在硬件、固件、软件、或其组合中实现。对于硬件实现，用于频率控制的处理单元可在一个或多个ASIC、DSP、数字信号处理器件(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、电子器件、设计成执行本文中所描述的功能的其它电子单元、或其组合内实现。

对于固件和/或软件实现，这些技术可用执行本文中所描述的功能的模块(例如，过程、函数等)来实现。固件和/或软件代码可被存储在存储器(例如，图3中的存储器352)中，并由处理器(例如，处理器350)执行。存储器可在处理器内实现或可外置于处理器。

在一个实施例中，内环以硬件实现，而外环以软件和/或固件实现。在其它实施例中，内环和外环可用硬件、软件和/或固件的其它组合来实现。

提供所公开的实施例的以上说明是为了使本领域任何技术人员皆能制作或使用本发明。对于本领域技术人员而言，对这些实施例的各种修改将是显而易见的，并且本文总所定义的一般性原理可被应用于其它实施例而不会脱离本发明的精神或范围。由此，本发明并不旨在被限定于本文中所示出的这些实施例，而是应当与符合本文中公开的原理和新颖特征的最广义的范围一致。

Claims (46)

1.一种装置，包括：

至少一个处理器，配置成以第一内环为第一通信系统执行频率控制，以第二内环为第二通信系统执行频率控制，以及以外环调节基准频率，所述基准频率被用来接收所述第一和第二通信系统，其中内环校正短期频率变动而所述外环校正长期频率变动；以及

耦合到所述至少一个处理器的存储器。

2.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述至少一个处理器被配置成以所述第一内环来估计并校正所述第一通信系统的第一输入信号中的频率误差，并以所述第二内环来估计并校正所述第二通信系统的第二输入信号中的频率误差。

3.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述至少一个处理器被配置成以所述外环来估计并校正所述基准频率与所述第一或第二通信系统的频率之间的频率误差。

4.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述至少一个处理器被配置成实现分别用于所述第一和第二通信系统的第一和第二外环，以分别用所述第一和第二内环来更新所述第一和第二外环，并选择所述第一或第二外环作为所述调节基准频率的外环。

5.如权利要求4所述的装置，其特征在于，所述至少一个处理器被配置成当仅接收所述第一通信系统时启用所述第一内环和所述第一外环，并当接收所述第一和第二通信系统时启用所述第一和第二内环以及所述第二外环。

6.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述至少一个处理器被配置成以所述第一内环、或所述第二内环、或所述第一和第二内环两者来更新所述外环。

7.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述第一通信系统是广播系统，并且所述第二通信系统是蜂窝系统。

8.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述第一和第二通信系统使用两种不同的无线电技术。

9.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述第一通信系统是使用正交频分复用(OFDM)的广播系统，并且所述第二通信系统是码分多址(CDMA)系统。

10.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述基准频率被用于对从所述第一和第二通信系统接收的信号进行下变频。

11.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述基准频率被用于为所述第一和第二通信系统进行信号采样。

12.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述基准频率被进一步用于接收卫星定位系统。

13.一种方法，包括：

以第一内环为第一通信系统执行频率控制；

以第二内环为第二通信系统执行频率控制；以及

以外环来调节基准频率，所述基准频率被用来接收所述第一和第二通信系统，

其中内环校正短期频率变动而所述外环校正长期频率变动。

14.如权利要求13所述的方法，其特征在于，进一步包括：

当所述第一通信系统被选中时以所述第一内环更新所述外环来调节所述基准频率；以及

当所述第二通信系统被选中时以所述第二内环更新所述外环来调节所述基准频率。

15.如权利要求13所述的方法，其特征在于，进一步包括：

当接收所述第一通信系统时启用所述第一内环；以及

当接收所述第二通信系统时启用所述第二内环。

16.一种装置，包括：

用于以第一内环为第一通信系统执行频率控制的装置；

用于以第二内环为第二通信系统执行频率控制的装置；以及

用于以外环来调节基准频率的装置，所述基准频率被用来接收所述第一和第二通信系统，

其中内环校正短期频率变动而所述外环校正长期频率变动。

17.如权利要求16所述的装置，其特征在于，进一步包括：

用于在所述第一通信系统被选中时以所述第一内环更新所述外环来调节所述基准频率的装置；以及

用于在所述第二通信系统被选中时以所述第二内环更新所述外环来调节所述基准频率的装置。

18.如权利要求16所述的装置，其特征在于，进一步包括：

用于在接收所述第一通信系统时启用所述第一内环的装置；以及

用于在接收所述第二通信系统时启用所述第二内环的装置。

19.一种装置，包括：

至少一个处理器，配置成以内环来为第一通信系统估计并校正频率误差，并以外环来估计并校正基准频率中的频率误差，所述基准频率被用来接收所述第一通信系统和一第二通信系统；以及

耦合到所述至少一个处理器的存储器，

其中内环校正短期频率变动而所述外环校正长期频率变动。

20.如权利要求19所述的装置，其特征在于，所述内环包括：

相位旋转器，用于校正针对所述第一通信系统的输入采样中的频率误差并提供输出采样，

第一频率误差估计器，用于基于所述输出采样来推导频率误差估计，以及

环路滤波器，用于对所述频率误差估计进行滤波，并提供一内环输出，用于指示所述第一通信系统的频率误差并被用来校正输入采样中的所述频率误差。

21.如权利要求20所述的装置，其特征在于，所述第一频率误差估计器通过将循环前缀与每一接收的OFDM码元的数据部分相关来推导用于每个所接收的OFDM码元的频率误差估计。

22.如权利要求20所述的装置，其特征在于，所述内环进一步包括

第二频率误差估计器，配置成基于所述输入采样来推导初始频率误差估计，并且其中使用所述初始频率误差估计来初始化所述环路滤波器。

23.如权利要求22所述的装置，其特征在于，所述第二频率误差估计器通过使从所述第一通信系统接收的信号中的各周期性序列相关来推导所述初始频率误差估计。

24.如权利要求22所述的装置，其特征在于，所述第二频率误差估计器在所述内环最初被启用时被操作一次，并且其中所述第一频率误差估计器在所述内环启用的同时被操作。

25.如权利要求20所述的装置，其特征在于，所述内环进一步包括

频率锁定检测器，配置成确定所述第一通信系统是否已实现了频率锁定。

26.如权利要求19所述的装置，其特征在于，所述外环包括

第一模块，用于从所述内环计算平均频率误差，以及

环路滤波器，用于对所述平均频率误差进行滤波，并提供一外环输出，用于校正所述基准频率中的频率误差。

27.如权利要求26所述的装置，其特征在于，所述外环进一步包括

第二模块，对用于所述环路滤波器的输入进行限幅。

28.如权利要求27所述的装置，其特征在于，所述外环可在获取模式或跟踪模式下操作，并且所述第二模块在所述获取模式下将用于所述环路滤波器的输入限幅在第一范围内，而在所述跟踪模式下将用于所述环路滤波器的输入限幅在第二范围内，所述第二范围小于所述第一范围。

29.如权利要求26所述的装置，其特征在于，所述外环可在获取模式或跟踪模式下操作，并且所述环路滤波器在所述获取模式下使用第一增益值，而在所述跟踪模式下使用第二增益值，所述第二增益值小于所述第一增益值。

30.如权利要求19所述的装置，其特征在于，所述第一通信系统是广播系统，并且所述第二通信系统是蜂窝系统。

31.一种方法，包括：

以内环为第一通信系统估计并校正频率误差；以及

以外环来估计并校正基准频率中的频率误差，所述基准频率被用来接收所述第一通信系统和一第二通信系统，

其中内环校正短期频率变动而所述外环校正长期频率变动。

32.如权利要求31所述的方法，其特征在于，所述为第一通信系统估计并校正频率误差包括：

校正所述第一通信系统的输入采样中的频率误差以获得输出采样，

基于所述输出采样来推导频率误差估计，以及

对所述频率误差估计进行滤波以获得一内环输出，用于指示所述第一通信系统的频率误差并被用来校正所述输入采样中的频率误差。

33.如权利要求31所述的方法，其特征在于，所述估计并校正基准频率中的频率误差包括：

计算来自所述内环的平均频率误差，以及

对所述平均频率误差进行滤波以获得一外环输出，用于校正所述基准频率中的频率误差。

34.一种装置，包括：

用于以内环为第一通信系统估计并校正频率误差的装置；以及

用于以外环来估计并校正基准频率中的频率误差的装置，所述基准频率被用来接收所述第一通信系统和一第二通信系统，

其中内环校正短期频率变动而所述外环校正长期频率变动。

35.如权利要求34所述的装置，其特征在于，所述用于为第一通信系统估计并校正频率误差的装置包括：

用于校正针对所述第一通信系统的输入采样中的频率误差以获得输出采样的装置，

用于基于所述输出采样来推导频率误差估计的装置，以及

用于对所述频率误差估计进行滤波以获得一用于指示所述第一通信系统的频率误差并被用来校正所述输入采样中的频率误差的内环输出的装置。

36.如权利要求34所述的装置，其特征在于，所述用于估计并校正所述基准频率中的频率误差的装置包括：

用于从所述内环计算平均频率误差的装置，以及

用于对所述平均频率误差进行滤波以获得一用于校正所述基准频率中的频率误差的外环输出的装置。

37.一种装置，包括：

至少一个处理器，配置成接收突发形式的数据，在每一数据突发期间的每个内环更新瞬间中更新一内环，所述内环用于估计并校正所述数据突发中的频率误差，并在每一外环更新瞬间中更新一外环，所述外环用于估计并校正用来接收所述各数据突发的基准频率中的频率误差；以及

耦合到所述至少一个处理器的存储器，

其中内环校正短期频率变动而所述外环校正长期频率变动。

38.如权利要求37所述的装置，其特征在于，每一数据突发包括至少一个OFDM码元，并且其中所述至少一个处理器被配置成以每个接收的OFDM码元来更新所述内环。

39.如权利要求37所述的装置，其特征在于，所述至少一个处理器被配置成在每一数据突发的末尾更新所述外环。

40.如权利要求37所述的装置，其特征在于，所述至少一个处理器被配置成在每一数据突发之前苏醒，并在各数据突发之间休眠。

41.一种方法，包括：

接收突发形式的数据；

在每一数据突发期间的每一内环更新瞬间中更新一内环，所述内环用于估计并校正所述各数据突发中的频率误差；以及

在每一外环更新瞬间中更新一外环，所述外环用于估计并校正用来接收所述各数据突发的基准频率中的频率误差，

其中内环校正短期频率变动而所述外环校正长期频率变动。

42.如权利要求41所述的方法，其特征在于，所述更新内环包括

以在每一数据突发中接收到的每个OFDM码元更新所述内环。

43.如权利要求41所述的方法，其特征在于，所述更新外环包括

在每一数据突发的末尾更新所述外环。

44.一种装置，包括：

用于接收突发形式的数据的装置；

用于在每一数据突发期间的每一内环更新瞬间中更新一内环的装置，所述内环用于估计并校正所述各数据突发中的频率误差；以及

用于在每一外环更新瞬间中更新一外环的装置，所述外环用于估计并校正用来接收所述各数据突发的基准频率中的频率误差，

其中内环校正短期频率变动而所述外环校正长期频率变动。

45.如权利要求44所述的装置，其特征在于，所述用于更新内环的装置包括

用于以在每一数据突发中接收到的每个OFDM码元更新所述内环的装置。

46.如权利要求44所述的装置，其特征在于，所述用于更新外环的装置包括

用于在每一数据突发的末尾更新外环的装置。

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