JP2001136148A - 直交周波数分割多重変調信号を用いた伝送装置 - Google Patents
直交周波数分割多重変調信号を用いた伝送装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 搬送波の周波数間隔を越える周波数ずれが有
っても、そのずれ量を小回路規模で検出し補正できる直
交周波数分割多重変調方式伝送装置を提供すること。 【解決手段】 送信装置に、１本の搬送波しか信号を持
たない特殊なシンボルを一定の周期毎に挿入する回路を
設け、受信装置には、この特殊なシンボル部分を離散フ
ーリエ変換して得た複数の搬送波の複素ベクトル信号Ｚ
cw（ｎ）の値を用い、準同期検波して得たベースバンド
の多重化信号の搬送波周波数ずれを小回路規模で検出
し、補正する回路を設ける。
っても、そのずれ量を小回路規模で検出し補正できる直
交周波数分割多重変調方式伝送装置を提供すること。 【解決手段】 送信装置に、１本の搬送波しか信号を持
たない特殊なシンボルを一定の周期毎に挿入する回路を
設け、受信装置には、この特殊なシンボル部分を離散フ
ーリエ変換して得た複数の搬送波の複素ベクトル信号Ｚ
cw（ｎ）の値を用い、準同期検波して得たベースバンド
の多重化信号の搬送波周波数ずれを小回路規模で検出
し、補正する回路を設ける。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重変調信号を用いた伝送装置に関する。
重変調信号を用いた伝送装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】現在、移動体や地上系のディジタル無線
通信用の多重伝送方式として、マルチパスフェージング
やゴーストに強いという特徴を有する直交周波数分割多
重方式(Orthogonal Frequency Division Multiplex:Ｏ
ＦＤＭ方式)が注目されている。この方式は、図９に示
す様に、互いに同じ周波数間隔ｆｓをもって配置された
数十〜数百種類の多数本の搬送波を、それぞれシンボル
周波数ｆs'(＝１／Ｔs')でディジタル変調した信号、す
なわち、ＯＦＤＭ信号(直交周波数分割多重変調信号)を
用いて情報符号を伝送する方式である。 ここで、Ｔs'
はディジタル信号のシンボル周期であり、各搬送波のデ
ィジタル変調方式としては、ＱＰＳＫ方式（４相位相偏
移変調方式）や１６ＱＡＭ方式（１６値直交振幅変調方
式）などが検討されている。図６は、各搬送波をＱＰＳ
Ｋ方式でディジタル変調するようにした、従来技術によ
るＯＦＤＭ方式伝送装置のブロック構成を示すもので、
上段が送信装置を、下段が受信装置を示すものである。
送信装置では、伝送する情報符号をＱＰＳＫ変調回路１
でＱＰＳＫ方式の複素ベクトル信号(以下、ＱＰＳＫ信
号と記す)に変調する。変調して得たＱＰＳＫ信号は、
分配回路２で各搬送波に分配した後、ＩＦＦＴ(逆離散
フーリエ変換)回路３で逆離散フーリエ変換(ＩＦＦＴ)
する。この変換により、ＱＰＳＫ信号は、時間間隔Ｔs'
をシンボル周期とし、互いに周波数間隔ｆs離れ、且つ
互いに直交するＮｓ本の搬送波から成る直交周波数分割
多重変調方式で多重化されたベースバンドのＯＦＤＭ信
号に変換される。該ＯＦＤＭ信号はミキサ４に入力し、
高周波の送信側局部発振器５で発生した周波数ｆｒの送
信側局発信号を掛けて高周波数帯の信号に周波数変換さ
れた後、電力増幅され送信アンテナ６から送信される。
この時、分配回路２からＩＦＦＴ回路３に信号を入力す
る際、ＣＷ挿入場所確保回路１３の指示に従い、Ｎｓ本
の搬送波の中の１本の搬送波しか信号を含まない特殊な
シンボル(以下、ＣＷシンボルと記す)を挿入する１シン
ボル期間、情報信号の分配を一時的に止めて、代わりに
ダミー信号を挿入する信号処理を施し、図２（ａ）に示
す様に、ＣＷシンボルを挿入する時間を確保する。また
ＣＷ挿入回路１４では、図２（ｂ）に示す様に、ＩＦＦ
Ｔ回路３から出力されるＯＦＤＭ信号の中のダミー信号
を、１本の搬送波の信号しか持たない図３（ａ）のＣＷ
シンボルの信号で置き換える。そして、従来の送信装置
と同様に、高周波数帯の信号に周波数変換して、送信ア
ンテナ６から送信する。
通信用の多重伝送方式として、マルチパスフェージング
やゴーストに強いという特徴を有する直交周波数分割多
重方式(Orthogonal Frequency Division Multiplex:Ｏ
ＦＤＭ方式)が注目されている。この方式は、図９に示
す様に、互いに同じ周波数間隔ｆｓをもって配置された
数十〜数百種類の多数本の搬送波を、それぞれシンボル
周波数ｆs'(＝１／Ｔs')でディジタル変調した信号、す
なわち、ＯＦＤＭ信号(直交周波数分割多重変調信号)を
用いて情報符号を伝送する方式である。 ここで、Ｔs'
はディジタル信号のシンボル周期であり、各搬送波のデ
ィジタル変調方式としては、ＱＰＳＫ方式（４相位相偏
移変調方式）や１６ＱＡＭ方式（１６値直交振幅変調方
式）などが検討されている。図６は、各搬送波をＱＰＳ
Ｋ方式でディジタル変調するようにした、従来技術によ
るＯＦＤＭ方式伝送装置のブロック構成を示すもので、
上段が送信装置を、下段が受信装置を示すものである。
送信装置では、伝送する情報符号をＱＰＳＫ変調回路１
でＱＰＳＫ方式の複素ベクトル信号(以下、ＱＰＳＫ信
号と記す)に変調する。変調して得たＱＰＳＫ信号は、
分配回路２で各搬送波に分配した後、ＩＦＦＴ(逆離散
フーリエ変換)回路３で逆離散フーリエ変換(ＩＦＦＴ)
する。この変換により、ＱＰＳＫ信号は、時間間隔Ｔs'
をシンボル周期とし、互いに周波数間隔ｆs離れ、且つ
互いに直交するＮｓ本の搬送波から成る直交周波数分割
多重変調方式で多重化されたベースバンドのＯＦＤＭ信
号に変換される。該ＯＦＤＭ信号はミキサ４に入力し、
高周波の送信側局部発振器５で発生した周波数ｆｒの送
信側局発信号を掛けて高周波数帯の信号に周波数変換さ
れた後、電力増幅され送信アンテナ６から送信される。
この時、分配回路２からＩＦＦＴ回路３に信号を入力す
る際、ＣＷ挿入場所確保回路１３の指示に従い、Ｎｓ本
の搬送波の中の１本の搬送波しか信号を含まない特殊な
シンボル(以下、ＣＷシンボルと記す)を挿入する１シン
ボル期間、情報信号の分配を一時的に止めて、代わりに
ダミー信号を挿入する信号処理を施し、図２（ａ）に示
す様に、ＣＷシンボルを挿入する時間を確保する。また
ＣＷ挿入回路１４では、図２（ｂ）に示す様に、ＩＦＦ
Ｔ回路３から出力されるＯＦＤＭ信号の中のダミー信号
を、１本の搬送波の信号しか持たない図３（ａ）のＣＷ
シンボルの信号で置き換える。そして、従来の送信装置
と同様に、高周波数帯の信号に周波数変換して、送信ア
ンテナ６から送信する。
【０００３】一方、受信装置では、やはり従来の受信装
置と同様にして、受信アンテナ７で受信した受信信号か
ら、ミキサ８、受信側局部発振器９により、ベースバン
ドのＯＦＤＭ信号を再生した後、更にＦＦＴ回路１０で
各搬送波毎に分離する。ＣＷ抜き出し回路１５は、ＦＦ
Ｔ回路１０の出力信号からＣＷシンボルの部分を抜き出
す回路である。ＣＷシンボルの位置は、ＣＷシンボル部
分と情報シンボル部分の波形の違いを利用して検出する
ことができる。すなわち、情報シンボルはいろいろな周
波数の信号を含んでいるため、ランダム雑音の波形に類
似した波形になる。 これに対し、ＣＷシンボルは１本
の搬送波にしか信号成分を持たず、正弦波あるいは一定
の直流値になる。 この波形の違いを利用し、ＣＷシン
ボルの位置を検出する事ができる。 ただし、位置検出
を確実に実行するには、図２（ｃ）に示す様に、ＣＷシ
ンボルとは別に同期用シンボル、例えば信号が全く無い
ＮＵＬＬシンボルを挿入しておき、このＮＵＬＬシンボ
ルを検出してＣＷシンボルの位置を求めるのが好まし
い。ところで、再生したベースバンドのＯＦＤＭ信号の
ＣＷシンボル部分の周波数分布は、図３（ｂ）のように
なる。すなわち、送信装置と受信装置の局部発振器の発
振精度や温度変化、あるいは伝送装置の移動に伴うドッ
プラー効果などにより、受信信号の搬送波周波数は、受
信装置のＦＦＴ回路１０の出力信号としてあるべき搬送
波周波数（以下受信側局部搬送波周波数と記す）から大
きくずれてしまう。そのため、受信信号のＣＷシンボル
が持つ信号の搬送波の位置は、送信の際に用いた搬送波
の位置、即ち図３（ａ）に示された位置よりΔＦＬだけ
ずれる。
置と同様にして、受信アンテナ７で受信した受信信号か
ら、ミキサ８、受信側局部発振器９により、ベースバン
ドのＯＦＤＭ信号を再生した後、更にＦＦＴ回路１０で
各搬送波毎に分離する。ＣＷ抜き出し回路１５は、ＦＦ
Ｔ回路１０の出力信号からＣＷシンボルの部分を抜き出
す回路である。ＣＷシンボルの位置は、ＣＷシンボル部
分と情報シンボル部分の波形の違いを利用して検出する
ことができる。すなわち、情報シンボルはいろいろな周
波数の信号を含んでいるため、ランダム雑音の波形に類
似した波形になる。 これに対し、ＣＷシンボルは１本
の搬送波にしか信号成分を持たず、正弦波あるいは一定
の直流値になる。 この波形の違いを利用し、ＣＷシン
ボルの位置を検出する事ができる。 ただし、位置検出
を確実に実行するには、図２（ｃ）に示す様に、ＣＷシ
ンボルとは別に同期用シンボル、例えば信号が全く無い
ＮＵＬＬシンボルを挿入しておき、このＮＵＬＬシンボ
ルを検出してＣＷシンボルの位置を求めるのが好まし
い。ところで、再生したベースバンドのＯＦＤＭ信号の
ＣＷシンボル部分の周波数分布は、図３（ｂ）のように
なる。すなわち、送信装置と受信装置の局部発振器の発
振精度や温度変化、あるいは伝送装置の移動に伴うドッ
プラー効果などにより、受信信号の搬送波周波数は、受
信装置のＦＦＴ回路１０の出力信号としてあるべき搬送
波周波数（以下受信側局部搬送波周波数と記す）から大
きくずれてしまう。そのため、受信信号のＣＷシンボル
が持つ信号の搬送波の位置は、送信の際に用いた搬送波
の位置、即ち図３（ａ）に示された位置よりΔＦＬだけ
ずれる。
【０００４】一方、ＦＦＴ回路１０で実行する信号処理
は離散フーリエ変換であり、図３の（ｂ）に点で示す離
散的な周波数点の成分に分離される。図３（ｂ）のよう
に、受信した搬送波の周波数位置が上記の離散的な周波
数点(以下単に周波数点と記す)からずれている時は、図
３（ｃ）に示す様に、搬送波の周波数に最も近い周波数
点だけではなく、その周波数点に隣接する周波数点にも
小さな成分が現れる。このとき得られる成分の大きさ
は、図３（ｃ）に破線１９で示す様な、本来の搬送波周
波数を中心としたサイン関数（ｓｉｎ(ｘ)／ｘ）で規定
される大きさになる。すなわち、各搬送波で得られる成
分の大きさは、受信した信号周波数の周波数点からのず
れ量によって変化する。 搬送波周波数のずれは、この
性質を用いて検出する。ここで、図６内の破線で囲んだ
部分は、上記の性質を利用して搬送波周波数のずれを検
出調整する調整回路２５である。 この調整回路２５
は、さらに粗調整回路２３と準微調整回路２４に分けら
れる。
は離散フーリエ変換であり、図３の（ｂ）に点で示す離
散的な周波数点の成分に分離される。図３（ｂ）のよう
に、受信した搬送波の周波数位置が上記の離散的な周波
数点(以下単に周波数点と記す)からずれている時は、図
３（ｃ）に示す様に、搬送波の周波数に最も近い周波数
点だけではなく、その周波数点に隣接する周波数点にも
小さな成分が現れる。このとき得られる成分の大きさ
は、図３（ｃ）に破線１９で示す様な、本来の搬送波周
波数を中心としたサイン関数（ｓｉｎ(ｘ)／ｘ）で規定
される大きさになる。すなわち、各搬送波で得られる成
分の大きさは、受信した信号周波数の周波数点からのず
れ量によって変化する。 搬送波周波数のずれは、この
性質を用いて検出する。ここで、図６内の破線で囲んだ
部分は、上記の性質を利用して搬送波周波数のずれを検
出調整する調整回路２５である。 この調整回路２５
は、さらに粗調整回路２３と準微調整回路２４に分けら
れる。
【０００５】この内、粗調整回路２３の内部回路構成例
を図７に示す。粗調整回路２３は、再生したＯＦＤＭ信
号のＣＷシンボル部分の搬送波周波数とＦＦＴ回路１０
が定める周波数点とのずれ量ΔＦＬを粗い精度で検出す
る回路である。ＣＷ抜き出し回路１５で抜き出されたＣ
Ｗシンボルの信号は、まずＭＡＸ番号検出回路１９に入
力する。 そして図３（ｃ）の各周波数点ｎの複素ベク
トル信号Ｚcw（ｎ）の中から、送信装置で挿入したＣＷ
シンボルの搬送波番号ｎ０の近傍にあって、その複素ベ
クトル信号Ｚcw(ｎ)の絶対値レベルが最大になる周波数
点の番号ｎmaxを求める。ＮＥＸＴ番号検出回路２０で
は、ＭＡＸ番号検出回路１９により検出した番号ｎmax
の周波数点の両隣の周波数点の複素ベクトル信号Ｚcw
(ｎmax-1）と、Ｚcw(ｎmax+1)の内、絶対値レベルが大
きい方の周波数点の番号ｎnextを検出する。そして、ず
れ量演算回路２６では、送信装置でＣＷシンボルに挿入
した搬送波の番号ｎ0と、ＭＡＸ番号検出回路１９で検
出した周波数点の番号ｎmaxと、その周波数点の複素ベ
クトル信号Ｚcw(ｎmax)の絶対値レベルＲmaxと、ＮＥＸ
Ｔ番号検出回路２０で検出した周波数点の番号ｎnext
と、その周波数点の複素ベクトル信号Ｚcw(ｎnext)の絶
対値レベルＲnextから、搬送波周波数のずれ量ΔＦＬを
次の式(１)の演算によって求める。 ΔＦＬ＝ｆs×{(Ｒmax×ｎmax＋Ｒnext×ｎnext)／(Ｒmax＋Ｒnext)−ｎ0｝ ・・・・ (１) 次に、準微調整回路２４内部の回路構成例を図８に示
す。準微調整回路２４は再生したＯＦＤＭ信号のＣＷシ
ンボル部分の搬送波周波数とＦＦＴ回路１０が定める周
波数点とのずれ量ΔＦＬを、上記の粗調整回路２３より
高い精度で検出する回路である。ＣＷ抜き出し回路１５
で抜き出されたＣＷシンボル信号は、粗調整回路２３と
同様に、まずＭＡＸ番号検出回路１９に入力して複素ベ
クトル信号の絶対値レベルが最大になる周波数点の番号
ｎmaxを求める。ずれ量演算回路２７では、送信装置に
てＣＷシンボルに挿入した搬送波の番号ｎ０と、ＭＡＸ
番号検出回路１９で検出した周波数点の番号ｎmaxと、
その複素ベクトル信号Ｚcw(ｎmax)と、その複素ベクト
ル信号Ｚcw(ｎmax)の絶対値レベルＲmaxと、番号ｎmax
の周波数点(受信装置の搬送波)より周波数が低い隣の周
波数点の複素ベクトル信号Ｚcw(ｎmax-1)の大きさと、
番号ｎmaxの周波数点より周波数が高い隣の周波数点の
複素ベクトル信号Ｚcw(ｎmax+1)の大きさから、搬送波
周波数のずれ量ΔＦＬを次の式(２)の演算によって求め
る。 ΔＦＬ＝ｆs×［(Ｚcw*(ｎmax)／Ｒmax) ×{(Ｚcw(ｎmax+1)／Ｒmax)−(Ｚcw(ｎmax-1)／Ｒmax)}−ｎ0］ (但し、Ｚcw*は、Ｚcwの共役複素数) ・・・・ (２) 図６の受信装置において、ＣＷ抜き出し回路１５で抜き
出されたＣＷ信号は、まず粗調整回路２３に入力し、粗
い搬送波周波数のずれ量が算出される。そして、この値
を用いてＶＣＯ(電圧制御の発振器)などからなる局部発
振器９の発振周波数を制御する。 この粗い調整を実行
すると、再生したＯＦＤＭ信号のＣＷシンボル部分の搬
送波周波数は、受信装置のＦＦＴ回路１０で規定される
番号ｎ０の周波数点に対して搬送波約１／４本分以下ま
で、その周波数のずれ量を低減することができる。この
粗い調整を実行した後、準微調整回路２４による搬送波
周波数のずれの検出を実行する。 準微調整回路２４で
は粗調整回路２３で実行する演算より高度な演算が必要
で、長い演算時間が必要になる。 しかし、粗い調整を
実行した後であり、準微調整回路２４を実行する際の周
波数点番号ｎmaxは送信装置で挿入したＣＷシンボルの
搬送波番号ｎ０に一致している。そこで、この搬送波番
号ｎ０＝ｎmaxの両側の周波数点の複素ベクトル信号を
用いて直ちに上記の演算を実行し、搬送波１／１６本分
以下の精度の周波数ずれを検出する。そして、このやや
精度の高い検出値を用いて再び高周波の局部発振器９の
発振周波数を調整する。 この高周波の局部発振器９の
準微調整を実行すると、ベースバンドのＯＦＤＭ信号の
各搬送波周波数を、第２のずれ検出方法が使用可能にな
る搬送波１／１６本分以下の精度まで低減する事ができ
る。しかし、上記準微調整回路２４では、搬送波周波数
のずれ量ΔＦＬを算出するには、上記演算を行う必要が
ある。 この演算には、共役複素数の掛け算、割り算が
含まれており、回路規模が膨大になってしまう欠点があ
る。
を図７に示す。粗調整回路２３は、再生したＯＦＤＭ信
号のＣＷシンボル部分の搬送波周波数とＦＦＴ回路１０
が定める周波数点とのずれ量ΔＦＬを粗い精度で検出す
る回路である。ＣＷ抜き出し回路１５で抜き出されたＣ
Ｗシンボルの信号は、まずＭＡＸ番号検出回路１９に入
力する。 そして図３（ｃ）の各周波数点ｎの複素ベク
トル信号Ｚcw（ｎ）の中から、送信装置で挿入したＣＷ
シンボルの搬送波番号ｎ０の近傍にあって、その複素ベ
クトル信号Ｚcw(ｎ)の絶対値レベルが最大になる周波数
点の番号ｎmaxを求める。ＮＥＸＴ番号検出回路２０で
は、ＭＡＸ番号検出回路１９により検出した番号ｎmax
の周波数点の両隣の周波数点の複素ベクトル信号Ｚcw
(ｎmax-1）と、Ｚcw(ｎmax+1)の内、絶対値レベルが大
きい方の周波数点の番号ｎnextを検出する。そして、ず
れ量演算回路２６では、送信装置でＣＷシンボルに挿入
した搬送波の番号ｎ0と、ＭＡＸ番号検出回路１９で検
出した周波数点の番号ｎmaxと、その周波数点の複素ベ
クトル信号Ｚcw(ｎmax)の絶対値レベルＲmaxと、ＮＥＸ
Ｔ番号検出回路２０で検出した周波数点の番号ｎnext
と、その周波数点の複素ベクトル信号Ｚcw(ｎnext)の絶
対値レベルＲnextから、搬送波周波数のずれ量ΔＦＬを
次の式(１)の演算によって求める。 ΔＦＬ＝ｆs×{(Ｒmax×ｎmax＋Ｒnext×ｎnext)／(Ｒmax＋Ｒnext)−ｎ0｝ ・・・・ (１) 次に、準微調整回路２４内部の回路構成例を図８に示
す。準微調整回路２４は再生したＯＦＤＭ信号のＣＷシ
ンボル部分の搬送波周波数とＦＦＴ回路１０が定める周
波数点とのずれ量ΔＦＬを、上記の粗調整回路２３より
高い精度で検出する回路である。ＣＷ抜き出し回路１５
で抜き出されたＣＷシンボル信号は、粗調整回路２３と
同様に、まずＭＡＸ番号検出回路１９に入力して複素ベ
クトル信号の絶対値レベルが最大になる周波数点の番号
ｎmaxを求める。ずれ量演算回路２７では、送信装置に
てＣＷシンボルに挿入した搬送波の番号ｎ０と、ＭＡＸ
番号検出回路１９で検出した周波数点の番号ｎmaxと、
その複素ベクトル信号Ｚcw(ｎmax)と、その複素ベクト
ル信号Ｚcw(ｎmax)の絶対値レベルＲmaxと、番号ｎmax
の周波数点(受信装置の搬送波)より周波数が低い隣の周
波数点の複素ベクトル信号Ｚcw(ｎmax-1)の大きさと、
番号ｎmaxの周波数点より周波数が高い隣の周波数点の
複素ベクトル信号Ｚcw(ｎmax+1)の大きさから、搬送波
周波数のずれ量ΔＦＬを次の式(２)の演算によって求め
る。 ΔＦＬ＝ｆs×［(Ｚcw*(ｎmax)／Ｒmax) ×{(Ｚcw(ｎmax+1)／Ｒmax)−(Ｚcw(ｎmax-1)／Ｒmax)}−ｎ0］ (但し、Ｚcw*は、Ｚcwの共役複素数) ・・・・ (２) 図６の受信装置において、ＣＷ抜き出し回路１５で抜き
出されたＣＷ信号は、まず粗調整回路２３に入力し、粗
い搬送波周波数のずれ量が算出される。そして、この値
を用いてＶＣＯ(電圧制御の発振器)などからなる局部発
振器９の発振周波数を制御する。 この粗い調整を実行
すると、再生したＯＦＤＭ信号のＣＷシンボル部分の搬
送波周波数は、受信装置のＦＦＴ回路１０で規定される
番号ｎ０の周波数点に対して搬送波約１／４本分以下ま
で、その周波数のずれ量を低減することができる。この
粗い調整を実行した後、準微調整回路２４による搬送波
周波数のずれの検出を実行する。 準微調整回路２４で
は粗調整回路２３で実行する演算より高度な演算が必要
で、長い演算時間が必要になる。 しかし、粗い調整を
実行した後であり、準微調整回路２４を実行する際の周
波数点番号ｎmaxは送信装置で挿入したＣＷシンボルの
搬送波番号ｎ０に一致している。そこで、この搬送波番
号ｎ０＝ｎmaxの両側の周波数点の複素ベクトル信号を
用いて直ちに上記の演算を実行し、搬送波１／１６本分
以下の精度の周波数ずれを検出する。そして、このやや
精度の高い検出値を用いて再び高周波の局部発振器９の
発振周波数を調整する。 この高周波の局部発振器９の
準微調整を実行すると、ベースバンドのＯＦＤＭ信号の
各搬送波周波数を、第２のずれ検出方法が使用可能にな
る搬送波１／１６本分以下の精度まで低減する事ができ
る。しかし、上記準微調整回路２４では、搬送波周波数
のずれ量ΔＦＬを算出するには、上記演算を行う必要が
ある。 この演算には、共役複素数の掛け算、割り算が
含まれており、回路規模が膨大になってしまう欠点があ
る。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ところで、周波数分割
多重変調方式では、多重化する搬送波の本数が多いほど
周波数帯域の利用効率が上がり、方式の特徴を生かすこ
とができる。そこで、通常のＯＦＤＭ方式の伝送装置で
は搬送波の本数を多くするために、搬送波の周波数間隔
ｆｓを数十ｋＨｚ、例えば２０ｋＨｚ程度以下の狭い周
波数に設定する。これに対し、空中を伝送する信号の搬
送波の中心周波数は、例えばテレビ中継などで用いるＦ
ＰＵ(Field Pick-Up)の場合、８００ＭＨｚあるいは７
ＧＨｚ程度であり非常に高い周波数である。一方、通常
の水晶発振器の発振周波数は、恒温漕付きの物を用いて
も、約±２ｐｐｍ(発振周波数の±２×１０-6倍)程度の
周波数変動が生じる。例えば７ＧＨｚの搬送波を用いる
場合、送信装置の発振器と受信装置の発振器の周波数変
動幅を合わせると約±２８ｋＨｚ、搬送波の本数で約±
１．５本分の周波数変動幅になる。周波数変換に中間周
波数を設けるスーパーヘテロダイン方式を用いると、こ
の変動幅は更に広がり、搬送波の本数で約±２本分の周
波数変動幅にも達する。従って、受信を開始する当初
は、周波数変換して得たベースバンドのＯＦＤＭ信号の
搬送波周波数には、これだけの幅の周波数ずれが生じる
可能性がある。
多重変調方式では、多重化する搬送波の本数が多いほど
周波数帯域の利用効率が上がり、方式の特徴を生かすこ
とができる。そこで、通常のＯＦＤＭ方式の伝送装置で
は搬送波の本数を多くするために、搬送波の周波数間隔
ｆｓを数十ｋＨｚ、例えば２０ｋＨｚ程度以下の狭い周
波数に設定する。これに対し、空中を伝送する信号の搬
送波の中心周波数は、例えばテレビ中継などで用いるＦ
ＰＵ(Field Pick-Up)の場合、８００ＭＨｚあるいは７
ＧＨｚ程度であり非常に高い周波数である。一方、通常
の水晶発振器の発振周波数は、恒温漕付きの物を用いて
も、約±２ｐｐｍ(発振周波数の±２×１０-6倍)程度の
周波数変動が生じる。例えば７ＧＨｚの搬送波を用いる
場合、送信装置の発振器と受信装置の発振器の周波数変
動幅を合わせると約±２８ｋＨｚ、搬送波の本数で約±
１．５本分の周波数変動幅になる。周波数変換に中間周
波数を設けるスーパーヘテロダイン方式を用いると、こ
の変動幅は更に広がり、搬送波の本数で約±２本分の周
波数変動幅にも達する。従って、受信を開始する当初
は、周波数変換して得たベースバンドのＯＦＤＭ信号の
搬送波周波数には、これだけの幅の周波数ずれが生じる
可能性がある。
【０００７】この搬送波周波数のずれΔＦＬを検出する
手段は、送信装置でＣＷシンボルに挿入した搬送波の番
号ｎ０と、受信信号における該ＣＷシンボル部分の複素
ベクトル信号Ｚcw(ｎ)の絶対値レベルが最も大きく、且
つ搬送波の番号が該番号ｎ０に最も近い搬送波の番号ｎ
maxと、複素ベクトル信号Ｚcw(ｎmax)の絶対値レベルＲ
maxと、番号ｎmaxの搬送波の両隣の搬送波の内、複素ベ
クトル信号の絶対値レベルが大きい方の搬送波の番号ｎ
nextと、番号ｎnextの搬送波の複素ベクトル信号Ｚcw
(ｎnext)の絶対値レベルＲnextから、準同期検波して得
た該ＯＦＤＭ信号の搬送波周波数のずれ量ΔＦＬを、前
述の式(１)により算出し補正する。その後、送信装置で
ＣＷシンボルに挿入した搬送波の番号ｎ０と、受信信号
における該ＣＷシンボル部分の複素ベクトル信号Ｚcw
(ｎ)の絶対値レベルが最も大きく且つ搬送波の番号が該
番号ｎ０に最も近い搬送波の番号ｎmaxと、複素ベクト
ル信号Ｚcw(ｎmax)と、該複素ベクトル信号Ｚcw(ｎmax)
の絶対値レベルＲｍａｘと、番号ｎｍａｘの搬送波より
周波数が低い隣の搬送波の複素ベクトル信号Ｚcw(ｎmax
-1)の大きさと、番号ｎmaxの搬送波より周波数が高い隣
の搬送波の複素ベクトル信号Ｚcw(ｎmax+1)の大きさか
ら、準同期検波して得た該ＯＦＤＭ信号の搬送波周波数
のずれ量ΔＦＬを、前述の式(２)により算出し補正す
る。このようにして、従来技術では、上記搬送波周波数
のずれ量を検出し、補正を行っている。 従来技術の方
法では、上記搬送波周波数のずれ量を検出し補正を行う
ことは可能であるが、共役複素数の掛け算、割り算が必
要となり回路規模が膨大になってしまう。本発明はこれ
らの欠点を除去し、搬送波の周波数間隔ｆｓを越える周
波数変動があっても、搬送波周波数のずれ量を正しく検
出して同期を引き込むことを可能にする搬送波周波数の
ずれ量検出回路の回路規模の大幅な削減を目的とする。
手段は、送信装置でＣＷシンボルに挿入した搬送波の番
号ｎ０と、受信信号における該ＣＷシンボル部分の複素
ベクトル信号Ｚcw(ｎ)の絶対値レベルが最も大きく、且
つ搬送波の番号が該番号ｎ０に最も近い搬送波の番号ｎ
maxと、複素ベクトル信号Ｚcw(ｎmax)の絶対値レベルＲ
maxと、番号ｎmaxの搬送波の両隣の搬送波の内、複素ベ
クトル信号の絶対値レベルが大きい方の搬送波の番号ｎ
nextと、番号ｎnextの搬送波の複素ベクトル信号Ｚcw
(ｎnext)の絶対値レベルＲnextから、準同期検波して得
た該ＯＦＤＭ信号の搬送波周波数のずれ量ΔＦＬを、前
述の式(１)により算出し補正する。その後、送信装置で
ＣＷシンボルに挿入した搬送波の番号ｎ０と、受信信号
における該ＣＷシンボル部分の複素ベクトル信号Ｚcw
(ｎ)の絶対値レベルが最も大きく且つ搬送波の番号が該
番号ｎ０に最も近い搬送波の番号ｎmaxと、複素ベクト
ル信号Ｚcw(ｎmax)と、該複素ベクトル信号Ｚcw(ｎmax)
の絶対値レベルＲｍａｘと、番号ｎｍａｘの搬送波より
周波数が低い隣の搬送波の複素ベクトル信号Ｚcw(ｎmax
-1)の大きさと、番号ｎmaxの搬送波より周波数が高い隣
の搬送波の複素ベクトル信号Ｚcw(ｎmax+1)の大きさか
ら、準同期検波して得た該ＯＦＤＭ信号の搬送波周波数
のずれ量ΔＦＬを、前述の式(２)により算出し補正す
る。このようにして、従来技術では、上記搬送波周波数
のずれ量を検出し、補正を行っている。 従来技術の方
法では、上記搬送波周波数のずれ量を検出し補正を行う
ことは可能であるが、共役複素数の掛け算、割り算が必
要となり回路規模が膨大になってしまう。本発明はこれ
らの欠点を除去し、搬送波の周波数間隔ｆｓを越える周
波数変動があっても、搬送波周波数のずれ量を正しく検
出して同期を引き込むことを可能にする搬送波周波数の
ずれ量検出回路の回路規模の大幅な削減を目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するため、互いに周波数間隔ｆｓあるいはその整数倍
離れ、しかも互いに直交しているＮｓ本の搬送波を用い
て情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調信号を用
いた伝送装置において、送信装置に、時間間隔Ｔs'をシ
ンボル周期としてディジタル変調した伝送信号のＮｆシ
ンボル(Ｎｆは２以上の正数)に１シンボルの割合で、Ｎ
ｓ本の搬送波の中の１本の搬送波にしか信号成分を含ま
ない特殊なシンボル(ＣＷシンボル)を挿入するＣＷシン
ボル挿入手段を有し、受信装置に、高周波の局部発振器
の出力信号を用いて準同期検波して得られるベースバン
ドの信号(以下、ＯＦＤＭ信号と記す)に現れる搬送波周
波数のずれ量ΔＦＬを該ＯＦＤＭ信号に挿入されている
ＣＷシンボル部分を離散フーリエ変換して得た複数の搬
送波の複素ベクトル信号Ｚcw(ｎ)（ｎは分離した搬送波
の番号を表す)の絶対値を用いて算出する手段と、当該
算出したずれ量ΔＦＬに基づき上記高周波の局部発振器
の周波数を制御し補正を行う手段を有する伝送装置とし
たものである。また、上記受信装置におけるずれ量ΔＦ
Ｌを算出する手段を、上記送信装置で挿入したＣＷシン
ボルの搬送波の番号ｎ０と、該ＣＷシンボル部分の複素
ベクトル信号Ｚcw(ｎ)の絶対値レベルが最も大きく且つ
搬送波の番号が該番号ｎ０に最も近い搬送波の番号ｎma
xから上記ずれ量ΔＦＬを算出し補正を行う第１の手段
と、上記送信装置で挿入したＣＷシンボルの搬送波の番
号ｎ０と、該ＣＷシンボル部分の該複素ベクトル信号Ｚ
cw(ｎ)の絶対値レベルが最も大きく且つ搬送波の番号が
該番号ｎ０に最も近い搬送波の番号ｎmaxと、上記複素
ベクトル信号Ｚcw(ｎmax)の絶対値レベルＲmaxと、番号
ｎmaxの搬送波の両隣の搬送波の内、複素ベクトル信号
の絶対値レベルが大きい方の搬送波の番号ｎnextと、該
番号ｎnextの搬送波の複素ベクトル信号Ｚcw(ｎnext)の
絶対値レベルＲnextから、上記ずれ量ΔＦＬを算出し、
１／nn×Ｒmax≧Ｒnext（nn＝２α α＝２，３，４，
…)の条件を満たすまで補正を行う第２の手段を有する
伝送装置としたものである。また、上記第２の手段によ
る補正完了後、一度１／nn×Ｒmax≧Ｒnext（nn＝２α
α＝２，３，４，…)の条件を満たした時は、その
後、 mm／nn×Ｒmax＜Ｒnext（mm＝２β β＝０，１，
２，３，…）となった時のみ、上記第２の手段の補正を
再び行うようにしたものである。
成するため、互いに周波数間隔ｆｓあるいはその整数倍
離れ、しかも互いに直交しているＮｓ本の搬送波を用い
て情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調信号を用
いた伝送装置において、送信装置に、時間間隔Ｔs'をシ
ンボル周期としてディジタル変調した伝送信号のＮｆシ
ンボル(Ｎｆは２以上の正数)に１シンボルの割合で、Ｎ
ｓ本の搬送波の中の１本の搬送波にしか信号成分を含ま
ない特殊なシンボル(ＣＷシンボル)を挿入するＣＷシン
ボル挿入手段を有し、受信装置に、高周波の局部発振器
の出力信号を用いて準同期検波して得られるベースバン
ドの信号(以下、ＯＦＤＭ信号と記す)に現れる搬送波周
波数のずれ量ΔＦＬを該ＯＦＤＭ信号に挿入されている
ＣＷシンボル部分を離散フーリエ変換して得た複数の搬
送波の複素ベクトル信号Ｚcw(ｎ)（ｎは分離した搬送波
の番号を表す)の絶対値を用いて算出する手段と、当該
算出したずれ量ΔＦＬに基づき上記高周波の局部発振器
の周波数を制御し補正を行う手段を有する伝送装置とし
たものである。また、上記受信装置におけるずれ量ΔＦ
Ｌを算出する手段を、上記送信装置で挿入したＣＷシン
ボルの搬送波の番号ｎ０と、該ＣＷシンボル部分の複素
ベクトル信号Ｚcw(ｎ)の絶対値レベルが最も大きく且つ
搬送波の番号が該番号ｎ０に最も近い搬送波の番号ｎma
xから上記ずれ量ΔＦＬを算出し補正を行う第１の手段
と、上記送信装置で挿入したＣＷシンボルの搬送波の番
号ｎ０と、該ＣＷシンボル部分の該複素ベクトル信号Ｚ
cw(ｎ)の絶対値レベルが最も大きく且つ搬送波の番号が
該番号ｎ０に最も近い搬送波の番号ｎmaxと、上記複素
ベクトル信号Ｚcw(ｎmax)の絶対値レベルＲmaxと、番号
ｎmaxの搬送波の両隣の搬送波の内、複素ベクトル信号
の絶対値レベルが大きい方の搬送波の番号ｎnextと、該
番号ｎnextの搬送波の複素ベクトル信号Ｚcw(ｎnext)の
絶対値レベルＲnextから、上記ずれ量ΔＦＬを算出し、
１／nn×Ｒmax≧Ｒnext（nn＝２α α＝２，３，４，
…)の条件を満たすまで補正を行う第２の手段を有する
伝送装置としたものである。また、上記第２の手段によ
る補正完了後、一度１／nn×Ｒmax≧Ｒnext（nn＝２α
α＝２，３，４，…)の条件を満たした時は、その
後、 mm／nn×Ｒmax＜Ｒnext（mm＝２β β＝０，１，
２，３，…）となった時のみ、上記第２の手段の補正を
再び行うようにしたものである。
【０００９】
【発明の実施の形態】以下、本発明の伝送装置の一実施
例を図１に示し、詳細に説明する。図１は、各搬送波に
対するディジタル変調方式として、図６の従来技術と同
じＱＰＳＫ方式を用いる場合の回路構成を示すものであ
る。図１の送信装置において、情報符号に対する基本的
な信号処理手順は、従来と同様である。分配回路２から
ＩＦＦＴ回路３に信号を入力する場合、ＣＷ挿入場所確
保回路１３の指示に従い、ＣＷシンボルを挿入する１シ
ンボル期間、情報信号の分配を一時的に止めて、代わり
にダミー信号を挿入する信号処理を施し、図２（ａ）に
示す様に、ＣＷシンボルを挿入する時間を確保する。
またＣＷ挿入回路１４では、図２（ｂ）に示す様に、Ｉ
ＦＦＴ回路３から出力されるＯＦＤＭ信号の中のダミー
信号を、１本の搬送波にしか信号成分を持たない、図３
（ａ）に示すＣＷシンボルの信号で置き換える。そし
て、従来の送信装置と同様に、高周波数帯の信号に周波
数変換して、送信アンテナ６から送信する。一方、受信
装置では、やはり従来の受信装置と同様にして、受信ア
ンテナ７で受信した受信信号からベースバンドのＯＦＤ
Ｍ信号を再生した後、更にＦＦＴ回路１０で各搬送波毎
に分離する。 ＣＷ抜き出し回路１５は、ＦＦＴ回路１
０の出力信号からＣＷシンボルの部分を抜き出す回路で
ある。ＣＷシンボルの位置は、ＣＷシンボル部分と情報
シンボル部分の波形の違いを利用して検出することがで
きる。 すなわち、情報シンボルはいろいろな周波数の
信号を含んでいるため、ランダム雑音の波形に類似した
波形になる。 これに対し、ＣＷシンボルは１本の搬送
波信号しか持たず、正弦波あるいは一定の直流値にな
る。 この波形の違いを利用し、ＣＷシンボルの位置を
検出することができる。 ただし、位置検出を確実に実
行するには、図２（ｃ）に示す様に、ＣＷシンボルとは
別に同期用のシンボル、例えば信号が全く無いＮＵＬＬ
シンボルを挿入しておき、このＮＵＬＬシンボルを検出
してＣＷシンボルの位置を求めるのが好ましい。
例を図１に示し、詳細に説明する。図１は、各搬送波に
対するディジタル変調方式として、図６の従来技術と同
じＱＰＳＫ方式を用いる場合の回路構成を示すものであ
る。図１の送信装置において、情報符号に対する基本的
な信号処理手順は、従来と同様である。分配回路２から
ＩＦＦＴ回路３に信号を入力する場合、ＣＷ挿入場所確
保回路１３の指示に従い、ＣＷシンボルを挿入する１シ
ンボル期間、情報信号の分配を一時的に止めて、代わり
にダミー信号を挿入する信号処理を施し、図２（ａ）に
示す様に、ＣＷシンボルを挿入する時間を確保する。
またＣＷ挿入回路１４では、図２（ｂ）に示す様に、Ｉ
ＦＦＴ回路３から出力されるＯＦＤＭ信号の中のダミー
信号を、１本の搬送波にしか信号成分を持たない、図３
（ａ）に示すＣＷシンボルの信号で置き換える。そし
て、従来の送信装置と同様に、高周波数帯の信号に周波
数変換して、送信アンテナ６から送信する。一方、受信
装置では、やはり従来の受信装置と同様にして、受信ア
ンテナ７で受信した受信信号からベースバンドのＯＦＤ
Ｍ信号を再生した後、更にＦＦＴ回路１０で各搬送波毎
に分離する。 ＣＷ抜き出し回路１５は、ＦＦＴ回路１
０の出力信号からＣＷシンボルの部分を抜き出す回路で
ある。ＣＷシンボルの位置は、ＣＷシンボル部分と情報
シンボル部分の波形の違いを利用して検出することがで
きる。 すなわち、情報シンボルはいろいろな周波数の
信号を含んでいるため、ランダム雑音の波形に類似した
波形になる。 これに対し、ＣＷシンボルは１本の搬送
波信号しか持たず、正弦波あるいは一定の直流値にな
る。 この波形の違いを利用し、ＣＷシンボルの位置を
検出することができる。 ただし、位置検出を確実に実
行するには、図２（ｃ）に示す様に、ＣＷシンボルとは
別に同期用のシンボル、例えば信号が全く無いＮＵＬＬ
シンボルを挿入しておき、このＮＵＬＬシンボルを検出
してＣＷシンボルの位置を求めるのが好ましい。
【００１０】ところで、再生したベースバンドのＯＦＤ
Ｍ信号のＣＷシンボル部分の周波数分布は、図３（ｂ）
の様になる。 つまり、送信装置と受信装置の局部発振
器の発振精度や温度変化、あるいは伝送装置の移動に伴
うドップラー効果などにより受信信号の搬送波周波数は
受信装置のＦＦＴ回路１０の出力信号としてあるべき搬
送波周波数(以下受信側局部搬送波周波数と記す)から大
きくずれてしまう。そのため、受信信号のＣＷシンボル
が持つ信号の搬送波の位置は、送信の際に用いた搬送波
の位置、即ち図３（ａ）に示された位置よりΔＦＬだけ
ずれる。一方、ＦＦＴ回路１０で実行する信号処理は離
散フーリエ変換であり、図３の（ｂ）に点で示す離散的
な周波数点の成分に分離される。図３（ｂ）のように、
受信した搬送波の周波数位置が上記の離散的な周波数点
(以下単に周波数点と記す)からずれている時は、図３
（ｃ）に示す様に、搬送波の周波数に最も近い周波数点
だけではなく、その周波数点に隣接する周波数点にも小
さな成分が現れる。これにより得られる成分の大きさ
は、図３（ｃ）に破線１９で示す様な、本来の搬送波周
波数を中心としたｓｉｎｅ関数(ｓｉｎ(ｘ)／ｘ)で規定
される大きさになる。すなわち、各搬送波で得られる成
分の大きさは、受信した信号周波数の周波数点からのず
れ量によって変化する。本発明では、搬送波周波数のず
れを、この性質を用いて検出する。図１内で破線で囲ん
だ部分が、上記の性質を利用して、搬送波周波数のずれ
を検出、調整する調整回路１８である。 この調整回路
１８は、さらに簡易粗調整回路１６、簡易準微調整回路
１７に分けられる。この内、簡易粗調整回路１６の内部
回路構成例を図４に示し、以下説明する。ずれ量演算回
路２２では、送信装置でＣＷシンボルに挿入した搬送波
の番号ｎ０と、ＭＡＸ番号検出回路１９で検出した周波
数点の番号ｎmaxの差から、搬送波周波数のずれ量ΔＦ
Ｌを、次の式(３)の演算によって求める。 ΔＦＬ＝ｆs×（ｎmax−ｎ0） ・・・・・・（３） ここで、上記式(３)による演算で算出した搬送波周波数
のずれ量ΔＦＬの補正方法は、ΔＦＬ／m（m＝１，２，
３，４，…）のゲインで徐々に補正する。そして、ＭＡ
Ｘ番号検出回路１９で検出した周波数点の番号ｎmaxの
番号が、ｎ０となった時点で上記補正は完了する。
Ｍ信号のＣＷシンボル部分の周波数分布は、図３（ｂ）
の様になる。 つまり、送信装置と受信装置の局部発振
器の発振精度や温度変化、あるいは伝送装置の移動に伴
うドップラー効果などにより受信信号の搬送波周波数は
受信装置のＦＦＴ回路１０の出力信号としてあるべき搬
送波周波数(以下受信側局部搬送波周波数と記す)から大
きくずれてしまう。そのため、受信信号のＣＷシンボル
が持つ信号の搬送波の位置は、送信の際に用いた搬送波
の位置、即ち図３（ａ）に示された位置よりΔＦＬだけ
ずれる。一方、ＦＦＴ回路１０で実行する信号処理は離
散フーリエ変換であり、図３の（ｂ）に点で示す離散的
な周波数点の成分に分離される。図３（ｂ）のように、
受信した搬送波の周波数位置が上記の離散的な周波数点
(以下単に周波数点と記す)からずれている時は、図３
（ｃ）に示す様に、搬送波の周波数に最も近い周波数点
だけではなく、その周波数点に隣接する周波数点にも小
さな成分が現れる。これにより得られる成分の大きさ
は、図３（ｃ）に破線１９で示す様な、本来の搬送波周
波数を中心としたｓｉｎｅ関数(ｓｉｎ(ｘ)／ｘ)で規定
される大きさになる。すなわち、各搬送波で得られる成
分の大きさは、受信した信号周波数の周波数点からのず
れ量によって変化する。本発明では、搬送波周波数のず
れを、この性質を用いて検出する。図１内で破線で囲ん
だ部分が、上記の性質を利用して、搬送波周波数のずれ
を検出、調整する調整回路１８である。 この調整回路
１８は、さらに簡易粗調整回路１６、簡易準微調整回路
１７に分けられる。この内、簡易粗調整回路１６の内部
回路構成例を図４に示し、以下説明する。ずれ量演算回
路２２では、送信装置でＣＷシンボルに挿入した搬送波
の番号ｎ０と、ＭＡＸ番号検出回路１９で検出した周波
数点の番号ｎmaxの差から、搬送波周波数のずれ量ΔＦ
Ｌを、次の式(３)の演算によって求める。 ΔＦＬ＝ｆs×（ｎmax−ｎ0） ・・・・・・（３） ここで、上記式(３)による演算で算出した搬送波周波数
のずれ量ΔＦＬの補正方法は、ΔＦＬ／m（m＝１，２，
３，４，…）のゲインで徐々に補正する。そして、ＭＡ
Ｘ番号検出回路１９で検出した周波数点の番号ｎmaxの
番号が、ｎ０となった時点で上記補正は完了する。
【００１１】その後、図５に詳細構成を示す簡易準微調
整回路１７へ、処理を移行する。簡易準微調整回路１７
は、再生したＯＦＤＭ信号のＣＷシンボル部分の搬送波
周波数とＦＦＴ回路１０が定める周波数点とのずれ量Δ
ＦＬを粗い精度で検出する回路である。ＣＷ抜き出し回
路１５で抜き出したＣＷシンボル信号は、まずＭＡＸ番
号検出回路１９に入力する。そして、図３（ｃ）の各周
波数点ｎの複素ベクトル信号Ｚcw(ｎ）の中から、送信
装置で挿入したＣＷシンボルの搬送波番号ｎ０の近傍に
あり、その複素ベクトル信号Ｚcw(ｎ)の絶対値レベルが
最大になる周波数点の番号ｎmaxを求める。ＮＥＸＴ番
号検出回路２０では、ＭＡＸ番号検出回路１９で検出し
た番号ｎmaxの周波数点の両隣の周波数点の複素ベクト
ル信号Ｚcw(ｎmax-1)とＺcw(ｎmax+1)の内、絶対値レベ
ルが大きい方の周波数点の番号ｎnextを検出する。そし
て、ずれ量演算回路２１では、送信装置でＣＷシンボル
に挿入した搬送波の番号ｎ０と、ＭＡＸ番号検出回路１
９で検出した周波数点の番号ｎmaxと、その周波数点の
複素ベクトル信号Ｚcw(ｎmax)の絶対値レベルＲmaxと、
ＮＥＸＴ番号検出回路２０で検出した周波数点の番号ｎ
nextと、その周波数点の複素ベクトル信号Ｚcw(ｎnext)
の絶対値レベルＲnextから、搬送波周波数のずれ量ΔＦ
Ｌを次の式（４）の演算によって求める。 ΔＦＬ＝ｆs×{(Ｒmax×ｎmax＋Ｒnext×ｎnext)／(Ｒmax＋Ｒnext)−ｎ0} ・・・・・・（４） 上記式（４）による演算で算出された搬送波周波数のず
れ量ΔＦＬの補正は、１／nn×Ｒmax≧Ｒnext （nn＝
２α α＝２，３，４，…）の条件を満たすまで補正を
行い、上記補正は完了する。この時の、１／nn×Ｒmax
≧Ｒnextのnnは、値を大きくすればするほど周波数ずれ
の検出精度が増す。
整回路１７へ、処理を移行する。簡易準微調整回路１７
は、再生したＯＦＤＭ信号のＣＷシンボル部分の搬送波
周波数とＦＦＴ回路１０が定める周波数点とのずれ量Δ
ＦＬを粗い精度で検出する回路である。ＣＷ抜き出し回
路１５で抜き出したＣＷシンボル信号は、まずＭＡＸ番
号検出回路１９に入力する。そして、図３（ｃ）の各周
波数点ｎの複素ベクトル信号Ｚcw(ｎ）の中から、送信
装置で挿入したＣＷシンボルの搬送波番号ｎ０の近傍に
あり、その複素ベクトル信号Ｚcw(ｎ)の絶対値レベルが
最大になる周波数点の番号ｎmaxを求める。ＮＥＸＴ番
号検出回路２０では、ＭＡＸ番号検出回路１９で検出し
た番号ｎmaxの周波数点の両隣の周波数点の複素ベクト
ル信号Ｚcw(ｎmax-1)とＺcw(ｎmax+1)の内、絶対値レベ
ルが大きい方の周波数点の番号ｎnextを検出する。そし
て、ずれ量演算回路２１では、送信装置でＣＷシンボル
に挿入した搬送波の番号ｎ０と、ＭＡＸ番号検出回路１
９で検出した周波数点の番号ｎmaxと、その周波数点の
複素ベクトル信号Ｚcw(ｎmax)の絶対値レベルＲmaxと、
ＮＥＸＴ番号検出回路２０で検出した周波数点の番号ｎ
nextと、その周波数点の複素ベクトル信号Ｚcw(ｎnext)
の絶対値レベルＲnextから、搬送波周波数のずれ量ΔＦ
Ｌを次の式（４）の演算によって求める。 ΔＦＬ＝ｆs×{(Ｒmax×ｎmax＋Ｒnext×ｎnext)／(Ｒmax＋Ｒnext)−ｎ0} ・・・・・・（４） 上記式（４）による演算で算出された搬送波周波数のず
れ量ΔＦＬの補正は、１／nn×Ｒmax≧Ｒnext （nn＝
２α α＝２，３，４，…）の条件を満たすまで補正を
行い、上記補正は完了する。この時の、１／nn×Ｒmax
≧Ｒnextのnnは、値を大きくすればするほど周波数ずれ
の検出精度が増す。
【００１２】以上説明したように、図１の受信装置にお
いて、ＣＷ抜き出し回路１５で抜き出されたＣＷ信号
は、まず簡易粗調整回路１６に入力し、粗い搬送波周波
数のずれ量が算出される。そして、この値を用いてＶＣ
Ｏ(電圧制御発振器)などからなる局部発振器９の発振周
波数を制御する。この粗い調整を実行すると、再生した
ＯＦＤＭ信号のＣＷシンボル部分の搬送波周波数は、受
信装置のＦＦＴで規定される番号ｎ０の周波数点に対し
て搬送波約１本分以下まで、その周波数のずれ量を低減
することができる。この粗い調整を実行した後、簡易準
微調整回路１７による搬送波周波数のずれの検出を実行
する。簡易準微調整回路１７の処理を実行する際の周波
数点番号ｎmaxは、送信装置で挿入したＣＷシンボルの
搬送波番号ｎ０に一致している。そこで、この搬送波番
号ｎ0＝ｎmaxの両側の周波数点の複素ベクトル信号を用
いて直ちに上記の演算を実行し、搬送波１／nn本分以下
の精度の周波数ずれを検出する。そして、このやや精度
の高い検出値を用いて再び高周波の局部発振器９の発振
周波数を調整する。この高周波の局部発振器９の準微調
整を実行すると、ベースバンドのＯＦＤＭ信号の各搬送
波周波数を搬送波１／nn本分以下の精度まで低減する事
ができる。従って、本発明による搬送波周波数のずれ検
出手段により、システム起動時の搬送波周波数ずれが搬
送波間隔ｆｓより大きくても、簡単な回路構成で、確実
に同期を引き込んで符号誤り率が低い良質な情報符号を
復調することができる。次に、前述の１／nnのnn及び、
前述のmmの設定例を以下に示す。ここで、ＯＦＤＭ方式
の変調方式をＱＰＳＫとすると、簡易粗調整回路１６で
の補正完了後、簡易準微調整回路１７では、搬送波周波
数のずれ量ΔＦＬを次の演算により補正する。 ΔＦＬ＝ｆs×{(Ｒmax×ｎmax＋Ｒnext×ｎnext)／(Ｒm
ax＋Ｒnext)−ｎ0} そして、１／nn×Ｒmax≧Ｒnext （nn＝２α α＝
２，３，４，…）の条件を満たすまで補正を行い、補正
を完了する。つまり、１／１６×Ｒmax≧Ｒnextになれ
ば、補正完了となる。 また、前述のmmは、４とし、１
／４×Ｒmax≧Ｒnextとなった時、上記の補正を再び行
う。
いて、ＣＷ抜き出し回路１５で抜き出されたＣＷ信号
は、まず簡易粗調整回路１６に入力し、粗い搬送波周波
数のずれ量が算出される。そして、この値を用いてＶＣ
Ｏ(電圧制御発振器)などからなる局部発振器９の発振周
波数を制御する。この粗い調整を実行すると、再生した
ＯＦＤＭ信号のＣＷシンボル部分の搬送波周波数は、受
信装置のＦＦＴで規定される番号ｎ０の周波数点に対し
て搬送波約１本分以下まで、その周波数のずれ量を低減
することができる。この粗い調整を実行した後、簡易準
微調整回路１７による搬送波周波数のずれの検出を実行
する。簡易準微調整回路１７の処理を実行する際の周波
数点番号ｎmaxは、送信装置で挿入したＣＷシンボルの
搬送波番号ｎ０に一致している。そこで、この搬送波番
号ｎ0＝ｎmaxの両側の周波数点の複素ベクトル信号を用
いて直ちに上記の演算を実行し、搬送波１／nn本分以下
の精度の周波数ずれを検出する。そして、このやや精度
の高い検出値を用いて再び高周波の局部発振器９の発振
周波数を調整する。この高周波の局部発振器９の準微調
整を実行すると、ベースバンドのＯＦＤＭ信号の各搬送
波周波数を搬送波１／nn本分以下の精度まで低減する事
ができる。従って、本発明による搬送波周波数のずれ検
出手段により、システム起動時の搬送波周波数ずれが搬
送波間隔ｆｓより大きくても、簡単な回路構成で、確実
に同期を引き込んで符号誤り率が低い良質な情報符号を
復調することができる。次に、前述の１／nnのnn及び、
前述のmmの設定例を以下に示す。ここで、ＯＦＤＭ方式
の変調方式をＱＰＳＫとすると、簡易粗調整回路１６で
の補正完了後、簡易準微調整回路１７では、搬送波周波
数のずれ量ΔＦＬを次の演算により補正する。 ΔＦＬ＝ｆs×{(Ｒmax×ｎmax＋Ｒnext×ｎnext)／(Ｒm
ax＋Ｒnext)−ｎ0} そして、１／nn×Ｒmax≧Ｒnext （nn＝２α α＝
２，３，４，…）の条件を満たすまで補正を行い、補正
を完了する。つまり、１／１６×Ｒmax≧Ｒnextになれ
ば、補正完了となる。 また、前述のmmは、４とし、１
／４×Ｒmax≧Ｒnextとなった時、上記の補正を再び行
う。
【００１３】
【発明の効果】以上、本発明による手段を用いると、受
信信号から再生したＯＦＤＭ信号の搬送波周波数と受信
装置のＦＦＴ回路が定める周波数点の間に搬送波の周波
数間隔ｆｓを越える周波数ずれが有っても、搬送波周波
数ずれを正しく検出して同期を引き込み、情報符号を正
しく復調する事が可能になる。 そのため、回路規模の
大幅な削減ができるようになる。
信信号から再生したＯＦＤＭ信号の搬送波周波数と受信
装置のＦＦＴ回路が定める周波数点の間に搬送波の周波
数間隔ｆｓを越える周波数ずれが有っても、搬送波周波
数ずれを正しく検出して同期を引き込み、情報符号を正
しく復調する事が可能になる。 そのため、回路規模の
大幅な削減ができるようになる。
【図１】本発明の伝送装置の一実施例の構成を示すブロ
ック図
ック図
【図２】本発明におけるＣＷシンボルの挿入方法の説明
をするための模式図
をするための模式図
【図３】本発明におけるＣＷシンボルの信号の周波数分
布の説明をするための模式図
布の説明をするための模式図
【図４】本発明の簡易粗調整回路の構成を示すブロック
図
図
【図５】本発明の簡易準微調整回路の構成を示すブロッ
ク図
ク図
【図６】従来のＯＦＤＭ方式の伝送装置の構成を示すブ
ロック図
ロック図
【図７】従来の粗調整回路の構成を示すブロック図
【図８】従来の準微調整回路の構成を示すブロック図
【図９】ＯＦＤＭ信号を説明する模式図
１：ＱＰＳＫ変調回路、２：分配回路、３：ＩＦＦＴ回
路、４，８：ミキサ、５：送信側局部発振器、６：送信
アンテナ、７：受信アンテナ、９：受信側局部発振器、
１０：ＦＦＴ回路、１１結合回路、１２：ＱＰＳＫ復調
回路、１３：ＣＷ挿入場所確保回路、１４：ＣＷ挿入回
路、１５：ＣＷ抜き出し回路、１６：簡易粗調整回路、
１７：簡易準微調整回路、１９：ＭＡＸ番号検出回路、
２０：ＮＥＸＴ番号検出回路、２１，２２：ずれ量演算
回路。
路、４，８：ミキサ、５：送信側局部発振器、６：送信
アンテナ、７：受信アンテナ、９：受信側局部発振器、
１０：ＦＦＴ回路、１１結合回路、１２：ＱＰＳＫ復調
回路、１３：ＣＷ挿入場所確保回路、１４：ＣＷ挿入回
路、１５：ＣＷ抜き出し回路、１６：簡易粗調整回路、
１７：簡易準微調整回路、１９：ＭＡＸ番号検出回路、
２０：ＮＥＸＴ番号検出回路、２１，２２：ずれ量演算
回路。
Claims (3)
- 【請求項１】 互いに周波数間隔ｆｓあるいはその整数
倍離れ、しかも互いに直交しているＮｓ本の搬送波を用
いて情報符号を伝送する直交周波数分割多重変調信号を
用いた伝送装置において、送信装置に、時間間隔Ｔs'を
シンボル周期としてディジタル変調した伝送信号のＮｆ
シンボル(Ｎｆは２以上の正数)に１シンボルの割合で、
Ｎｓ本の搬送波の中の１本の搬送波にしか信号成分を含
まない特殊なシンボル(ＣＷシンボル)を挿入するＣＷシ
ンボル挿入手段を有し、受信装置に、高周波の局部発振
器の出力信号を用いて準同期検波して得られるベースバ
ンドの信号(以下、ＯＦＤＭ信号と記す)に現れる搬送波
周波数のずれ量ΔＦＬを該ＯＦＤＭ信号に挿入されてい
るＣＷシンボル部分を離散フーリエ変換して得た複数の
搬送波の複素ベクトル信号Ｚcw(ｎ)（ｎは分離した搬送
波の番号を表す)の絶対値を用いて算出する手段と、当
該算出したずれ量ΔＦＬに基づき上記高周波の局部発振
器の周波数を制御し補正を行う手段を有することを特徴
とする伝送装置。 - 【請求項２】 請求項１において、上記受信装置におけ
るずれ量ΔＦＬを算出する手段を、上記送信装置で挿入
したＣＷシンボルの搬送波の番号ｎ０と、該ＣＷシンボ
ル部分の複素ベクトル信号Ｚcw(ｎ)の絶対値レベルが最
も大きく且つ搬送波の番号が該番号ｎ０に最も近い搬送
波の番号ｎmaxから上記ずれ量ΔＦＬを算出し補正を行
う第１の手段と、上記送信装置で挿入したＣＷシンボル
の搬送波の番号ｎ０と、該ＣＷシンボル部分の該複素ベ
クトル信号Ｚcw(ｎ)の絶対値レベルが最も大きく且つ搬
送波の番号が該番号ｎ０に最も近い搬送波の番号ｎmax
と、上記複素ベクトル信号Ｚcw(ｎmax)の絶対値レベル
Ｒmaxと、番号ｎmaxの搬送波の両隣の搬送波の内、複素
ベクトル信号の絶対値レベルが大きい方の搬送波の番号
ｎnextと、該番号ｎnextの搬送波の複素ベクトル信号Ｚ
cw(ｎnext)の絶対値レベルＲnextから、上記ずれ量ΔＦ
Lを算出し、１／nn×Ｒmax≧Ｒnext（nn＝２α α＝
２，３，４，…)の条件を満たすまで補正を行う第２の
手段を有することを特徴とする伝送装置。 - 【請求項３】 請求項２において、上記第２の手段によ
る補正完了後、一度１／nn×Ｒmax≧Ｒnext（nn＝２α
α＝２，３，４，…)の条件を満たした時は、その
後、mm／nn×Ｒmax＜Ｒnext（mm＝２β β＝０，１，
２，３，…）となった時のみ、上記第２の手段の補正を
再び行うことを特徴とする伝送装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31893299A JP2001136148A (ja) | 1999-11-09 | 1999-11-09 | 直交周波数分割多重変調信号を用いた伝送装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31893299A JP2001136148A (ja) | 1999-11-09 | 1999-11-09 | 直交周波数分割多重変調信号を用いた伝送装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001136148A true JP2001136148A (ja) | 2001-05-18 |
Family
ID=18104606
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31893299A Pending JP2001136148A (ja) | 1999-11-09 | 1999-11-09 | 直交周波数分割多重変調信号を用いた伝送装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001136148A (ja) |
-
1999
- 1999-11-09 JP JP31893299A patent/JP2001136148A/ja active Pending
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20041014 |
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| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050221 |
|
| A02 | Decision of refusal |
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