CN100505727C - 正交频分复用发射机 - Google Patents

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CN100505727C CNB2006100082524A CN200610008252A CN100505727C CN 100505727 C CN100505727 C CN 100505727C CN B2006100082524 A CNB2006100082524 A CN B2006100082524A CN 200610008252 A CN200610008252 A CN 200610008252A CN 100505727 C CN100505727 C CN 100505727C
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Abstract

正交频分复用发射机，步进地对要发送的信号序列执行峰值减小处理以发送峰值处理过的发送信号。该正交频分复用发射机包括：分割逆快速傅立叶变换单元(104)，将要发送的信号序列分割为N个信号序列并对各个分割出的信号序列执行逆快速傅立叶变换以输出N个时间信号序列，N≥2；阈值控制单元(106)，确定步进峰值减小处理中使用的至少两个阈值(Cth)；和第一峰值减小处理单元(1201)，基于阈值中的第一阈值确定应用于一个时间信号序列的第一循环移位、根据第一循环移位产生第一循环移位过的信号序列并基于第一循环移位过的信号序列输出第一峰值处理过的信号序列。第一循环移位被确定为使得第一峰值处理过的信号序列中的超过第一阈值的超出功率电平最小。

Description

正交频分复用发射机
技术领域
本发明总体上涉及一种无线通信技术，更具体地，涉及一种采用正交频分复用(OFDM)的无线发射机。
背景技术
在移动通信中，正交频分复用(OFDM)作为能够减小多路环境中的码间干扰的多载波传输方案之一而备受关注。然而，利用使用子载波调制的OFDM方案，多载波调制的信号(即逆快速傅立叶变换(IFFT)的输出)具有与平均电平相比较大的峰振幅。
因此，峰均功率比(PAPR)增大，产生非线性失真，如图1所示。此问题是多载波调制的特征，是由下列原因引起的。当同相合成单独调制的多个载波的信号分量时，在特定时间点对于特定信号的加法器输出变得极高，因此，合成信号具有与平均输出电平相比较大的峰值。
图2是示出典型的发送放大器的输入/输出特性的曲线图。如图2所示，具有线性输入/输出特性的区域有限。超出该线性区域的信号分量受到限幅，输出峰值失真的信号。这导致传输质量的下降并且增大了带外辐射功率电平。已经知道，如果扩展线性区域则放大效率下降。因此，希望发送信号的振幅(功率电平)分布包含尽可能少的与均值相比振幅较大的信号分量。
图3和图4分别是典型的OFDM发射机和典型的OFDM接收机的框图。在图3所示的OFDM发射机中，信号发生器1001对输入信息位序列执行纠错编码、交织、以及码元映射，以产生发送码元。发送码元在串并行(S/P)转换器1002经过串并行转换，转换成多个并行信号序列。经S/P转换的信号在IFFT单元1003经过逆快速傅立叶变换。该信号在并串行(P/S)转换器1004进一步经过并串行转换，转换成信号序列，如图5中所示。接着，通过保护间隔(GI)添加单元1005来添加保护间隔，在功率放大器1006进行放大，最后作为OFDM信号通过无线电发送。
另一方面，在图4所示的OFDM接收机中，在保护间隔去除单元2001从接收到的信号去除保护间隔。接着，接收到的信号在S/P转换器2002经过串并行转换，在FFT单元2003经过快速傅立叶变换，并且在P/S转换器2004经过并串行转换，如图5所示。接着，对接收到的OFDM信号进行检测以获得发送的信息。
为了解决OFDM传输方案中的上述PAPR(峰均功率比)问题，提议了各种减小峰振幅(功率电平)的方法。这些提议包括频域交织方法、限幅滤波方法(例如参见X.Li and L.J.Cimini，“Effects of Clippingand Filtering on the Performance of OFDM”，IEEE Commun.Lett.，Vol.2，No.5，pp.131-133，May，1998)、部分传输序列(PTS)方法(例如参见L.J Cimini and N.R.Sollenberger，“Peak-to-Average PowerRatio Reduction of an OFDM Signal Using Partial TransmitSequences”，IEEE Commun.Lett.，Vol.4，No.3，pp.86-88，March，2000)、以及循环移位序列(CSS)方法(例如参见G.Hill and M.Faulkner，“Cyclic Shifting and Time Inversion of Partial Transmit Sequencesto Reduce the Peak-to-Average Ratio in OFDM”，PIMRC 2000，Vol.2，pp.1256-1259，Sep.2000)。
此外，为了改善在使用非线性发送放大器时OFDM传输中的接收特性，提议了使用最小限幅功率损耗方案(MCPLS)的PTS方法来最小化发送放大器限幅的功率损耗(例如参见Xia Lei，Youxi Tang，Shaoqian Li，“A Minimum Clipping Power Loss Scheme for Mitigating the ClippingNoise in OFDM”，GLOBECOM 2003，IEEE，Vol.1，pp.6-9，Dec.2003)。MCPLS也可以应用于循环移位序列(CSS)方法。
图6是采用MCPLS循环移位序列的OFDM发射机的框图。在此示例中，将子载波分成两块。图7是在图6所示的OFDM发射机中使用的并被构成为将八个子载波分成两块的分割IFFT单元1013的框图。
分割IFFT单元1013产生两个时间信号序列，即，包含子载波0到3的信号分量的第一子序列以及包含子载波4到7的信号分量的第二子序列。在通常的OFDM信号生成中，将这两组时间信号序列相加，并将合成的信号输出为发送信号。然而，根据CSS，对时间信号序列的一部分应用相位旋转，接着将其加到该时间信号序列的另一部分。此外，如图6中所示，在CSS中，在循环移位单元1012对时间信号序列的一部分应用循环移位，将其加到该时间信号序列的另一部分。通过准备多级循环移位，对于同一发送信号序列产生多个候选项。使用MCPLS的PAPR减小控制单元1011对于从分割IFFT单元1013输出的各个时间信号序列检测超过基准电平的总超出功率，并且选择超出功率最小的信号序列作为要发送的目标信号序列。
在部分传输序列(PTS)方案中，为了减小峰均功率比，从预先针对各个子载波确定的多组相位旋转值中选择适当的一组，在信号调制之前使用所选择组的相位旋转来旋转各个子载波的相位(例如参见S.H.Muller and J.B.Huber，“A Novel Peak Power Reduction Scheme forOFDM”，Proc.of PIMRC’97，pp.1090-1094，1997；和G.R.Hill，Faulkner，and J.Singh，“Deducing the Peak-to-Average Power Ratioin OFDM by Cyclically Shifting Partial Transmit Sequences”，Electronics Letters，Vol.36，No.6，16th March，2000)。
图8和图9分别是采用部分传输序列(PTS)方案的OFDM发射机和OFDM接收机的框图。在图8中，分割IFFT单元1023的分割单元1031将信号发生器1001产生的信号序列分成两组。对各个分组执行串并行转换和逆快速傅立叶变换。
各个IFFT单元1033具有用于接收来自S/T转换器1032的N/2个信号和N/2个空码元的N个输入/输出点。相位旋转控制单元1021确定适当的相位旋转或加权值的组(θ1，θ2，…)，将该组的元素之一共同地应用于乘法器1034。以此方式，在加法器1035在适当权重下合成IFFT单元1033-1和1033-2的输出。
合成信号序列在P/S单元1004经过并串行转换，在保护间隔单元1005将保护间隔添加到串行信号，该信号最终从天线发送。
如图9所示，在接收端，在对信号进行解调时调节相位旋转。
然而，在上述现有技术中，如果子载波的分组数和循环移位模式数增加，则发送信号的候选项按指数增加，计算负载极大地增加。
发明内容
为了克服计算负载量指数增加的问题，可以提议按累次的方式(称作累次确定方案或者重复控制方案)或者按并行多级的方式(称作多级确定方案)对各个块确定循环移位或者相位旋转。
然而，如果对使用非线性功率放大器的OFDM发射机应用用于最小化超过固定限幅电平的总超出部分的常规最小限幅功率损耗方案(MCPLS)，则在累次确定方案或多级确定方案的合成中出现另一问题。
在最末级之前执行的PAPR减小控制操作中，信号序列中包含的子载波数小于子载波的总数，因此，输出信号序列中出现的峰值功率电平不那么高。这意味着除了在PAPR减小处理的最末级之外，不能获得足够的PAPR减小效果。
因此，本发明提供一种能够以有效的方式减小无线电信号的峰均功率比(PAPR)的OFDM发射机。
在实施例中，确定两个或更多个阈值以便有效地处理PAPR减小操作的累次重复或多级处理。
更确切地说，在本发明的一个方面，提供了一种OFDM发射机，该OFDM发射机被构成为按步进(stepwise)的方式对要发送的信号序列执行峰值减小处理，以发送经峰值处理的OFDM发送信号。该OFDM发射机包括：
(a)分割逆快速傅立叶变换单元，被构成为将要发送的信号序列分成N个信号序列(N≥3)并且对分割出的信号序列中的每一个执行逆快速傅立叶变换以输出N个时间信号序列；
(b)阈值控制单元，被构成为确定在步进式峰值减小处理中使用的至少两个阈值；以及
(c)第一峰值减小处理单元，包括第一峰均功率比减小控制单元、第一循环移位单元和第一加法器，其中，第一峰均功率比减小控制单元被构成为基于所述至少两个阈值中的第一阈值确定要应用于N个时间信号序列中的第一时间信号序列的第一循环移位量、第一循环移位单元根据所确定的第一循环移位量对第一时间信号序列进行移位产生第一循环移位过的信号序列；并且第一加法器将第一循环移位过的时间信号序列与N个时间信号序列中的第二时间信号序列相加以输出第一峰值处理过的时间信号序列，其中该第一循环移位量被确定为使得第一峰值处理过的时间信号序列中的超过第一阈值的超出功率电平最小；第二峰值减小处理单元，包括第二峰均功率比减小控制单元、第二循环移位单元和第二加法器，其中，第二峰均功率比减小控制单元被构成为基于所述至少两个阈值中的第二阈值确定要应用于所述N个时间信号序列中的第三时间序列信号的第二循环移位量；第二循环移位单元根据所确定的第二循环移位量对第三时间信号序列进行移位产生第二循环移位过的时间信号序列；以及第二加法器将所述第二循环移位过的时间信号序列与所述第一峰值处理过的时间信号序列相加以输出第二峰值处理过的时间信号序列，其中该第二循环移位量被确定为使得所述第二峰值处理过的时间信号序列中的超过第二阈值的超出功率电平最小；以及功率放大器，被构成为对所述正交频分复用发送信号进行放大，其中，所述至少两个阈值等于或小于所述功率放大器的饱和功率电平。
一种正交频分复用发射机，被构成为按步进的方式对要发送的信号序列执行峰值减小处理以发送峰值处理过的正交频分复用发送信号，所述正交频分复用发射机包括：分割逆快速傅立叶变换单元，被构成为将要发送的信号序列分割为N个信号序列并对分割出的信号序列中的每一个执行逆快速傅立叶变换以输出N个时间信号序列，N≥4；阈值控制单元，被构成为确定在步进式峰值减小处理中使用的至少三个阈值；以及第一峰值减小处理单元，包括第一峰均功率比减小控制单元、第一循环移位单元和第一加法器，其中，第一峰均功率比减小控制单元被构成为基于所述至少三个阈值中的第一阈值确定要应用于所述N个时间信号序列中的第一时间信号序列的第一循环移位量；第一循环移位单元根据所确定的第一循环移位量对第一时间信号序列进行移位产生第一循环移位过的时间信号序列；以及第一加法器将所述第一循环移位过的时间信号序列与所述N个时间信号序列中的第二时间信号序列相加以输出第一峰值处理过的时间信号序列，其中该第一循环移位量被确定为使得所述第一峰值处理过的时间信号序列中的超过第一阈值的超出功率电平最小；以及第二峰值减小处理单元，包括第二峰均功率比减小控制单元、第二循环移位单元和第二加法器，其中，第二峰均功率比减小控制单元被构成为基于所述至少三个阈值中的第二阈值确定要应用于所述N个时间信号序列中的第三时间序列信号的第二循环移位量；第二循环移位单元根据所确定的第二循环移位量对第三时间信号序列进行移位产生第二循环移位过的时间信号序列；以及第二加法器将所述第二循环移位过的时间信号序列与所述N个时间信号序列中第四时间信号序列相加以输出第二峰值处理过的时间信号序列，其中该第二循环移位量被确定为使得所述第二峰值处理过的时间信号序列中的超过第二阈值的超出功率电平最小；第三峰值减小处理单元，包括第三峰均功率比减小控制单元、第三循环移位单元和第三加法器，其中，第三峰均功率比减小控制单元被构成为基于所述至少三个阈值中的第三阈值确定要应用于所述第一峰值处理过的时间信号序列的第三循环移位量；第三循环移位单元根据所确定的第三循环移位量对该第一峰值处理过的时间信号序列进行移位产生第三循环移位过的时间信号序列；以及第三加法器将所述第三循环移位过的时间信号序列与所述第二峰值处理过的时间信号序列相加以输出第三峰值处理过的时间信号序列，其中该第三循环移位量被确定为使得所述第三峰值处理过的时间信号序列中的超过第三阈值的超出功率电平最小；以及功率放大器，被构成为对所述正交频分复用发送信号进行放大，其中，所述至少三个阈值等于或小于所述功率放大器的饱和功率电平。
附图说明
结合附图来阅读下列详细说明，本发明的其它特征和优点将变得更加显而易见，在附图中
图1是例示出OFDM信号的示意图；
图2是示出功率放大器的输入/输出特性的曲线图；
图3是典型的OFDM发射机的示意性框图；
图4是典型的OFDM接收机的示意性框图；
图5例示出串并行转换和并串行转换的示例；
图6是应用了循环移位序列(CSS)方法和最小限幅功率损耗方案(MCPLS)的OFDM发射机的示意性框图；
图7例示出图6所示的OFDM发射机中使用的分割IFFT单元中的信号处理；
图8是应用了部分传输序列(PTS)方法的OFDM发射机的示意性框图；
图9是应用了部分传输序列(PTS)方法的OFDM接收机的示意性框图；
图10是例示出根据本发明实施例的OFDM发射机的示意性框图；
图11是例示出根据本发明另一实施例的OFDM发射机的示意性框图；以及
图12是示出通过实施例获得的接收特性与常规技术相比较的曲线图。
具体实施方式
下面结合附图来描述本发明的优选实施例。
图10是根据本发明的第一实施例的采用累次确定方案的OFDM发射机的示意性框图。在此实施例中，通过分割逆快速傅立叶变换(IFFT)单元将子载波分成四块。
发射机100包括信息位输入到其的信号发生器102、以及连接到信号发生器102的分割逆快速傅立叶变换(IFFT)单元104。分割IFFT单元104的四个输出分别提供给加法器1121以及三个循环移位单元1101、1102和1103。发射机100还包括阈值控制单元1061、1062和1063，PAPR减小控制单元1081、1082和1083，以及与加法器1121串联连接的加法器1122、和1123。阈值控制单元1061连接到相关联的PAPR减小控制单元1081，PAPR减小控制单元1081的输出提供给相关联的循环移位单元1101。循环移位单元1101的输出输入到加法器1121，加法器1121的输出反馈给PAPR减小控制单元1081。PAPR减小控制单元1081、循环移位单元1101、以及加法器1121构成PAPR处理单元1201。加法器1121的输出作为PAPR处理单元1201的输出提供给下一加法器1122。
类似地，阈值控制单元1062连接到相关联的PAPR减小控制单元1082，PAPR减小控制单元1082的输出提供给相关联的循环移位单元1102。循环移位单元1102的输出输入到加法器1122，加法器1122的输出反馈给PAPR减小控制单元1082。PAPR减小控制单元1082、循环移位单元1102、以及加法器1122构成第二PAPR处理单元1202，第二加法器1122的输出提供给下一加法器1123。相同的结构适用于阈值控制器1063、PAPR减小控制单元1083、循环移位单元1103、以及加法器1123的第三组。
假定OFDM信号中的子载波的数量为N，并且发送功率放大器的饱和功率电平(功率电平被限幅于此)是Ps。虽然功率放大器的输入/输出特性的线性部分的最大值通常小于其饱和功率电平，但可以通过应用预失真将输入/输出特性线性化直到饱和功率电平。因此，在此实施例中，假定限幅电平等于功率放大器的饱和功率电平。
信号发生器102基于表示要发送的输入信号的信息位而生成与各个子载波对应的信号分量，并将信号序列输出到分割IFFT单元104。
分割IFFT单元104将接收到的信号序列分为四个信号序列，并对各个分割出的信号序列执行逆快速傅立叶变换以产生四组逆快速傅立叶变换的信号，即四个时间信号序列(可以将其简称为“信号序列”)1、2、3和4。信号序列1输入到第一加法器1121，而信号序列2、3和4分别输入到循环移位单元1101、1102、和1103。虽然在本实施例中将输入信号序列分为四个时间信号序列，但是也可以将其分为两个或更多个时间信号序列。
阈值控制单元1061将PAPR减小处理中使用的阈值Cth设置为低于饱和功率电平Ps的特定电平K1(Cth＝K1，其中K1是常数并且K1<Ps)，并将阈值Cth提供给相关联的PAPR减小控制单元1081。
PAPR减小控制单元1081按使得在从第一加法器1121输出的信号序列5中超过阈值Cth的总超出功率电平最小的方式来确定信号序列2的循环移位量，并将确定的循环移位量提供给循环移位单元1101。
循环移位单元1101根据PAPR减小控制单元1081确定的循环移位量对信号序列2应用循环移位，并将经循环移位的信号序列2提供给第一加法器1121。
加法器1121将经循环移位的信号序列2加到信号序列1，并将合成的信号序列5输出到第二加法器1122。
类似地，阈值控制单元1062将相关联的PAPR减小处理中使用的阈值Cth设置为低于饱和功率电平Ps的特定电平K2(Cth＝K2，其中K2是常数并且K2<Ps)，并将阈值Cth提供给相关联的PAPR减小控制单元1082。阈值电平K2可以与K1不同或者与K1相等。
PAPR减小控制单元1082按使得在从第二加法器1122输出的信号序列6中超过阈值Cth的总超出功率电平最小的方式来确定信号序列3的循环移位量，并将确定的循环移位量提供给循环移位单元1102。
循环移位单元1102根据PAPR减小控制单元1082确定的循环移位量对信号序列3应用循环移位，并将经循环移位的信号序列3提供给第二加法器1122。
加法器1122将经循环移位的信号序列3加到从第一加法器1121提供的合成信号序列5，并将合成的信号序列6输出到第三加法器1123。
阈值控制单元1063将相关联的PAPR减小处理中使用的阈值Cth设置为饱和功率电平Ps(Cth＝Ps)，并将阈值Cth提供给相关联的PAPR减小控制单元1083。
PAPR减小控制单元1083按使得在从第三加法器1123输出的信号序列7中超过阈值Cth的总超出功率电平最小的方式来确定信号序列4的循环移位量，并将确定的循环移位量提供给循环移位单元1103。
循环移位单元1103根据PAPR减小控制单元1083确定的循环移位量对信号序列4应用循环移位，并将经循环移位的信号序列4提供给第三加法器1123。
加法器1123将经循环移位的信号序列4加到从第二加法器1122提供的合成信号序列6，并输出合成的信号序列7作为OFDM信号。
以此方式，与PAPR减小的累次处理对应地设置多个阈值控制单元106，在各个PAPR减小处理中设置适当的阈值以减小当前处理的信号序列的PAPR。因为在各个累次处理中都改善了PAPR减小效果，所以与使用固定阈值对超出的功率电平进行限幅的常规技术相比，可以有效地防止由于发送放大器的非线性特性而引起的接收特性的劣化。
图11是根据本发明的第二实施例的OFDM发射机的示意性框图。替代第一实施例中采用的用于确定循环移位的累次确定方案，第二实施例的OFDM发射机采用多级确定方案来确定要应用于分割出的OFDM子载波的循环移位。
发射机100包括信息位输入到其的信号发生器102、以及连接到信号发生器102的分割逆快速傅立叶变换(IFFT)单元104。分割IFFT单元104的四个输出提供给并联连接到分割IFFT单元104的第一加法器1121和第二加法器1122、以及并联连接到分割IFFT单元104的第一循环移位单元1101和第二循环移位单元1102。发射机100还包括阈值控制单元1061、1062和1063，PAPR减小控制单元1081、1082和1083，以及与加法器1121串联连接的加法器1123。阈值控制单元1061连接到相关联的PAPR减小控制单元1081，PAPR减小控制单元1081的输出提供给相关联的循环移位单元1101。循环移位单元1101的输出输入到加法器1121，加法器1121的输出反馈给PAPR减小控制单元1081。PAPR减小控制单元1081、循环移位单元1101、以及加法器1121构成PAPR处理单元1201。加法器1121的输出提供给串联连接加法器1123。
类似地，阈值控制单元1062连接到相关联的PAPR减小控制单元1082，PAPR减小控制单元1082的输出提供给相关联的循环移位单元1102。循环移位单元1102的输出输入到加法器1122，加法器1122的输出反馈给PAPR减小控制单元1082。PAPR减小控制单元1082、循环移位单元1102、以及加法器1122构成第二PAPR处理单元1202，该第二PAPR处理单元1202被设置为与第一处理单元1201并行以构成多级PAPR处理。第二加法器1122的输出提供给循环移位单元1103。
被构成为接收第一加法器1121的输出的第三加法器1123、被构成为接收第二加法器1122的输出的第三循环移位单元1103、以及PAPR减小控制单元1083也构成PAPR处理单元(未示出)。
信号发生器102基于表示要发送的输入信号的信息位而生成与各个子载波对应的信号分量，并将信号序列输出到分割IFFT单元104。
分割IFFT单元104将接收到的信号序列分割成四个信号序列，并对所分割出的信号序列中的每一个执行逆快速傅立叶变换，以产生四组经逆快速傅立叶变换的信号，即，四个时间信号序列(可以将其简称为“信号序列”)1、2、3和4。这些信号序列1、2、3和4分别输入到第一加法器1121、第一循环移位单元1101、第二加法器1122、以及第二循环移位单元1102。虽然在本实施例中将输入信号序列分为四个时间信号序列，但也可以将其分为两个或更多个时间信号序列。
阈值控制单元1061将PAPR减小处理中使用的阈值Cth设置为低于饱和功率电平Ps的特定电平K1(Cth＝K1，其中K1是常数并且K1<Ps)，并将阈值Cth提供给相关联的PAPR减小控制单元1081。
PAPR减小控制单元1081按使得在从第一加法器1121输出的信号序列5中超过阈值Cth的总超出功率电平最小的方式来确定信号序列2的循环移位量，并将确定的循环移位量提供给循环移位单元1101。
循环移位单元1101根据PAPR减小控制单元1081确定的循环移位量对信号序列2应用循环移位，并将经循环移位的信号序列2提供给第一加法器1121。
加法器1121将经循环移位的信号序列2加到信号序列1，并将合成的信号序列5输出到第三加法器1123。
类似地，阈值控制单元1062将相关联的PAPR减小处理中使用的阈值Cth设置为低于饱和功率电平Ps的特定电平K2(Cth＝K2，其中K2是常数并且K2<Ps)，并将阈值Cth提供给相关联的PAPR减小控制单元1082。阈值电平K2可以与K1不同或者与K1相等。
PAPR减小控制单元1082按使得在从第二加法器1122输出的信号序列6中超过阈值Cth的总超出功率电平最小的方式来确定信号序列4的循环移位量，并将确定的循环移位量提供给循环移位单元1102。
循环移位单元1102根据PAPR减小控制单元1082确定的循环移位量对信号序列4应用循环移位，并将经循环移位的信号序列4提供给第二加法器1122。
加法器1122将经循环移位的信号序列4加到信号序列3，并将合成的信号序列6输出到循环移位单元1103。
阈值控制单元1063将相关联的PAPR减小处理中使用的阈值Cth设置为饱和功率电平Ps(Cth＝Ps)，并将阈值Cth提供给相关联的PAPR减小控制单元1083。
PAPR减小控制单元1083按使得在从第三加法器1123输出的信号序列7中超过阈值Cth的总超出功率电平最小的方式来确定合成信号序列6(从信号序列3和信号序列4获得)的循环移位量，并将确定的循环移位量提供给循环移位单元1103。
循环移位单元1103根据PAPR减小控制单元1083确定的循环移位量对信号序列6应用循环移位，并将经循环移位的信号序列6提供给第三加法器1123。
加法器1123将经循环移位的信号序列6加到从第一加法器1121提供的合成信号序列5，并输出合成的信号序列7作为OFDM信号。
以此方式，与用多级确定方案执行的PAPR减小处理对应地设置多个阈值控制单元106，在各个PAPR减小处理中设置适当的阈值以减小当前处理的信号序列的PAPR。因为在各个累次处理中都改善了PAPR减小效果，所以与使用固定阈值的常规技术相比，可以有效地防止由于发送放大器的非线性特性而引起的接收特性的劣化。
接下来，结合图10来描述本发明的第三实施例。因为第三实施例的OFDM发射机的基本结构与第一实施例中的OFDM发射机的基本结构相同，所以省略重复的说明。
在第三实施例中，为PAPR减小处理设置的阈值Cth表示为阈值控制编号的函数，而不是常数。在此实施例中，与第一实施例中一样，0FDM子载波的数量为N，功率放大器的饱和功率电平是Ps，子载波分成四个信号序列。在第三实施例中也采用累次确定方案。
阈值控制单元1061将用于PAPR减小处理的阈值Cth设置为指定给该阈值控制单元106的编号的函数(Cth＝f(x)，其中f(x)是增函数，x是指定给阈值控制单元的编号)。将确定的阈值Cth提供给PAPR减小控制单元1081。
PAPR减小控制单元1081按使得在从第一加法器1121输出的信号序列5中超过阈值Cth的总超出功率电平最小的方式来确定信号序列2的循环移位量，并将确定的循环移位量提供给循环移位单元1101。
循环移位单元1101根据PAPR减小控制单元1081确定的循环移位量对信号序列2应用循环移位，并将经循环移位的信号序列2提供给第一加法器1121。
加法器1121将经循环移位的信号序列2加到信号序列1，并将合成的信号序列5输出到第二加法器1122。
第二阈值控制单元1062为相关联的PAPR减小处理设置阈值Cth＝f(x)，并将阈值Cth提供给PAPR减小控制单元1082。该阈值Cth比先前阈值Cth有所增大。
PAPR减小控制单元1082按使得在从第二加法器1122输出的信号序列6中超过阈值Cth的总超出功率电平最小的方式来确定信号序列3的循环移位量，并将确定的循环移位量提供给循环移位单元1102。
循环移位单元1102根据PAPR减小控制单元1082确定的循环移位量对信号序列3应用循环移位，并将经循环移位的信号序列3提供给第二加法器1122。
加法器1122将经循环移位的信号序列3加到从第一加法器1121提供的合成信号序列5，并将合成的信号序列6输出到第三加法器1123。
阈值控制单元1063将相关联的PAPR减小处理中使用的阈值Cth设置为饱和功率电平Ps(Cth＝Ps)，并将阈值Cth提供给相关联的PAPR减小控制单元1083。虽然在该示例中将最后步骤的阈值设置为饱和功率电平，但是也可以像对之前确定的阈值所做的那样，使用由函数f(x)定义的值作为最后的阈值。
PAPR减小控制单元1083按使得在从第三加法器1123输出的信号序列7中超过阈值Cth的总超出功率电平最小的方式来确定信号序列4的循环移位量，并将确定的循环移位量提供给循环移位单元1103。
循环移位单元1103根据PAPR减小控制单元1083确定的循环移位量对信号序列4应用循环移位，并将经循环移位的信号序列4提供给第三加法器1123。
加法器1123将经循环移位的信号序列4加到从第二加法器1122提供的合成信号序列6，并输出合成的信号序列7作为OFDM信号。
利用第三实施例的OFDM发射机，随着指定给阈值控制单元106的编号增大，加到先前产生的时间信号序列的子载波数量增大，因此，产生的时间序列信号的峰均功率比也增大。为了利用此现象，将第三实施例中使用的PAPR减小(限幅)阈值Cth设置为指定给阈值控制单元106的编号的增函数。阈值控制单元产生相对于前一阈值控制单元确定的前一阈值Cth按一定比率增大的PAPR减小阈值Cth。
根据该设置，在各个累次PAPR减小处理中都改善了PAPR减小效果，与使用固定阈值的情况相比，可以有效地防止由于发送放大器的非线性特性而引起的接收特性的劣化。
接下来，结合图11来说明本发明的第四实施例。在第四实施例中，对OFDM发射机应用用于确定循环移位的多级确定方案来替代累次确定方案。与第一到第三实施例中的情况相同，OFDM子载波数量为N，通过分割IFFT单元将其分为四个信号序列，并且饱和功率电平是Ps。
阈值控制单元1061将阈值Cth设置为指定给阈值控制单元106的编号x的函数(Cth＝f(x)，其中f(x)是增函数)，并将阈值Cth提供给相关联的PAPR减小控制单元1081。
PAPR减小控制单元1081按使得在从第一加法器1121输出的信号序列5中超过阈值Cth的总超出功率电平最小的方式来确定信号序列2的循环移位量，并将确定的循环移位量提供给循环移位单元1101。
循环移位单元1101根据PAPR减小控制单元1081确定的循环移位量对信号序列2应用循环移位，并将经循环移位的信号序列2提供给第一加法器1121。
加法器1121将经循环移位的信号序列2加到信号序列1，并将合成的信号序列5输出到第三加法器1123。
第二阈值控制单元1062设置阈值Cth＝f(x)(f(x)是增函数，x是指定给阈值控制单元106的编号)，并将阈值Cth提供给相关联的PAPR减小控制单元1082。该阈值Cth比先前阈值Cth有所增大。
PAPR减小控制单元1082按使得在从第二加法器1122输出的信号序列6中超过阈值Cth的总超出功率电平最小的方式来确定信号序列4的循环移位量，并将确定的循环移位量提供给循环移位单元1102。
循环移位单元1102根据PAPR减小控制单元1082确定的循环移位量对信号序列4应用循环移位，并将经循环移位的信号序列4提供给第二加法器1122。
加法器1122将经循环移位的信号序列4加到信号序列3，并将合成的信号序列6输出到循环移位单元1103。
阈值控制单元1063将相关联的PAPR减小处理中使用的阈值Cth设置为饱和功率电平Ps(Cth＝Ps)，并将阈值Cth提供给相关联的PAPR减小控制单元1083。虽然在该示例中将最后的阈值设置为等于饱和功率电平，但是也可以像对之前确定的阈值那样，使用由函数f(x)定义的值作为最后的阈值。
PAPR减小控制单元1083按使得在从第三加法器1123输出的信号序列7中超过阈值Cth的总超出功率电平最小的方式来确定合成信号序列6(从信号序列3和信号序列4获得)的循环移位量，并将确定的循环移位量提供给循环移位单元1103。
循环移位单元1103根据PAPR减小控制单元1083确定的循环移位量对信号序列6应用循环移位，并将经循环移位的信号序列6提供给第三加法器1123。
加法器1123将经循环移位的信号序列6加到从第一加法器1121提供的合成信号序列5，并输出合成的信号序列7作为OFDM信号。
以此方式，当采用多级确定方案时，针对PAPR减小处理的多级来逐渐增大用于PAPR减小的阈值Cth。以灵活的方式在PAPR减小处理的各级中设置适当的阈值。
因为在多级处理方案的各级中都改善了PAPR减小效果，所以与使用固定阈值的情况相比，可以有效地防止由于发送放大器的非线性特性而引起的接收特性的劣化。
接下来，再次结合图10来描述本发明的第五实施例，其中采用累次确定方案。第五实施例是以函数表示阈值Cth的另一示例，在该示例中通过下式确定阈值Cth：
Cth＝Cth，last×nk/N
其中，Cth，last表示最末级的阈值，nk表示当前处理的信号序列中包含的子载波的数量，N表示子载波的总数。
分割IFFT单元将N个子载波分成四组，采用累次确定方案来基于阈值来确定循环移位。功率放大器的饱和功率电平是Ps。
更确切地说，阈值控制单元1061将阈值Cth设置为满足下式：
Cth＝Cth，last×(N/2)/N＝Cth，last/2
这是因为输入到PAPR减小控制单元1081的信号序列5中包含的子载波数量是N/2。将阈值Cth提供给PAPR减小控制单元1081。
PAPR减小控制单元1081按使得在从第一加法器1121输出的信号序列5中超过Cth，last/2的总超出功率电平最小的方式来确定信号序列2的循环移位量，并将确定的循环移位量提供给循环移位单元1101。
循环移位单元1101根据PAPR减小控制单元1081确定的循环移位量对信号序列2应用循环移位，并将经循环移位的信号序列2提供给第一加法器1121。
加法器1121将经循环移位的信号序列2加到信号序列1，并将合成的信号序列5输出到第二加法器1122。
第二阈值控制单元1062将阈值Cth设置为满足下式：
Cth＝Cth，last×(3N/4)/N＝Cth，last×(3/4)
这是因为到PAPR减小控制单元1082的信号序列6中包含的子载波数量是3N/4。将阈值Cth提供给PAPR减小控制单元1082。
PAPR减小控制单元1082按使得在从第二加法器1122输出的信号序列6中超过3×Cth，lat/4的总超出功率电平最小的方式来确定信号序列3的循环移位量，并将确定的循环移位量提供给循环移位单元1102。
循环移位单元1102根据PAPR减小控制单元1082确定的循环移位量对信号序列3应用循环移位，并将经循环移位的信号序列3提供给第二加法器1122。
加法器1122将经循环移位的信号序列3加到从第一加法器1121提供的信号序列5，并将合成的信号序列6输出到第三加法器1123。
阈值控制单元1063将阈值Cth设置为Cth，1ast，这是因为输入到相关联的PAPR减小控制单元1083的信号序列7中包含的子载波数量包含N个子载波。最后的阈值Cth可以等于饱和功率电平Ps(Cth＝Ps)。将阈值Cth提供给PAPR减小控制单元1083。
PAPR减小控制单元1083按使得在从第三加法器1123输出的信号序列7中超过阈值Cth的总超出功率电平最小的方式来确定信号序列4的循环移位量，并将确定的循环移位量提供给循环移位单元1103。
循环移位单元1103根据PAPR减小控制单元1083确定的循环移位量对信号序列4应用循环移位，并将经循环移位的信号序列4提供给第三加法器1123。
加法器1123将经循环移位的信号序列4加到从第二加法器1122提供的合成信号序列6，并输出合成的信号序列7作为OFDM信号。
利用第五实施例的OFDM发射机，随着当前处理的信号序列中包含的子载波数量增加，PAPR减小(限幅)阈值Cth增大。因此，在各个累次PAPR减小处理中都改善了PAPR减小效果，与使用固定阈值的情况相比，可以有效地防止由于发送放大器的非线性特性而引起的接收特性的劣化。
接着，再次结合图11来说明本发明的第六实施例。在第六实施例中，对OFDM发射机应用基于阈值Cth确定循环移位的多级确定方案来替代累次确定方案，根据下式来确定阈值Cth：
Cth＝Cth，last×nk/N
其中，Cth，last表示最末级的阈值，nk表示当前处理的信号序列中包含的子载波的数量，N表示子载波的总数。与第一到第五实施例中的情况一样，OFDM子载波数量为N，通过分割IFFT单元将其分为四个信号序列，饱和功率电平是Ps。
阈值控制单元1061将阈值Cth设置为满足下式：
Cth＝Cth，last×(N/2)/N＝Cth，last/2
这是因为到PAPR减小控制单元1081的信号序列5中包含的子载波数量是N/2。将阈值Cth提供给PAPR减小控制单元1081。
PAPR减小控制单元1081按使得在从第一加法器1121输出的信号序列5中超过Cth，last/2的总超出功率电平最小的方式来确定信号序列2的循环移位量，并将确定的循环移位量提供给循环移位单元1101。
循环移位单元1101根据PAPR减小控制单元1081确定的循环移位量对信号序列2应用循环移位，并将经循环移位的信号序列2提供给第一加法器1121。
加法器1121将经循环移位的信号序列2加到信号序列1，并将合成的信号序列5输出到第三加法器1123。
第二阈值控制单元1062将阈值Cth设置为满足下式：
Cth＝Cth，last×(N/2)/N＝Cth，last/2
这是因为到PAPR减小控制单元1082的信号序列6中包含的子载波数量是N/2。将阈值Cth提供给PAPR减小控制单元1082。
PAPR减小控制单元1082按使得在从第二加法器1122输出的信号序列6中超过Cth，lat/2的总超出功率电平最小的方式来确定信号序列4的循环移位量，并将确定的循环移位量提供给循环移位单元1102。
循环移位单元1102根据PAPR减小控制单元1082确定的循环移位量对信号序列4应用循环移位，并将经循环移位的信号序列4提供给第二加法器1122。
加法器1122将经循环移位的信号序列4加到信号序列3，并将合成的信号序列6输出到循环移位单元1103。
最后的阈值控制单元1063将阈值Cth设置为Cth，last，这是因为输入到相关联的PAPR减小控制单元1083的信号序列7中包含的子载波数量包含N个子载波。最后的阈值Cth可以等于饱和功率电平Ps。将阈值Cth提供给PAPR减小控制单元1083。
PAPR减小控制单元1083按使得在从第三加法器1123输出的信号序列7中超过阈值Cth的总超出功率电平最小的方式来确定合成信号序列6(从信号序列3和信号序列4获得)的循环移位量，并将确定的循环移位量提供给循环移位单元1103。
循环移位单元1103根据PAPR减小控制单元1083确定的循环移位量对信号序列6应用循环移位，并将经循环移位的信号序列6提供给第三加法器1123。
加法器1123将经循环移位的信号序列6加到从第一加法器1121提供的信号序列5，并输出合成的信号序列7作为OFDM信号。
以此方式，当采用多级确定方案时，根据当前处理的信号序列中包含的子载波数量来确定用于PAPR减小的阈值Cth。因此，在多级处理方案的各级中都改善了PAPR减小效果，与使用固定阈值的情况相比，可以有效地防止由于发送放大器的非线性特性而引起的接收特性的劣化。
接下来，再次结合图10来说明本发明的第七实施例，其中采用累次确定方案。第七实施例是用函数表示阈值Cth的又一示例，在此示例中通过下式确定阈值Cth：
Cth＝Cth，last×(nk/N)—α
其中，Cth，last表示最末级的阈值，nk表示当前处理的信号序列中包含的子载波的数量，N表示子载波的总数，α表示常数。
通过分割IFFT单元将N个子载波分割成四组，采用累次确定方案来基于阈值确定循环移位。功率放大器的饱和功率电平是Ps。
更确切地说，阈值控制单元1061将阈值Cth设置为满足下式：
Cth＝Cth，last×(N/2)/N—α＝Cth，last/2—α
这是因为输入到PAPR减小控制单元1081的信号序列5中包含的子载波数量是N/2。将阈值Cth提供给PAPR减小控制单元1081。
PAPR减小控制单元1081按使得在从第一加法器1121输出的信号序列5中超过Cth，last/2—α的总超出功率电平最小的方式来确定信号序列2的循环移位量，并将确定的循环移位量提供给循环移位单元1101。
循环移位单元1101根据PAPR减小控制单元1081确定的循环移位量对信号序列2应用循环移位，并将经循环移位的信号序列2提供给第一加法器1121。
加法器1121将经循环移位的信号序列2加到信号序列1，并将合成的信号序列5输出到第二加法器1122。
第二阈值控制单元1062将阈值Cth设置为满足下式；
Cth＝Cth，last×(3N/4)/N—α＝Cth，last×(3/4)-α
这是因为输入到PAPR减小控制单元1082的信号序列6中包含的子载波数量是3N/4。将阈值Cth提供给PAPR减小控制单元1082。
PAPR减小控制单元1082按使得在从第二加法器1122输出的信号序列6中超过3×Cth，lat/4—α的总超出功率电平最小的方式来确定信号序列3的循环移位量，并将确定的循环移位量提供给循环移位单元1102。
循环移位单元1102根据PAPR减小控制单元1082确定的循环移位量对信号序列3应用循环移位，并将经循环移位的信号序列3提供给第二加法器1122。
加法器1122将经循环移位的信号序列3加到从第一加法器1121提供的合成信号序列5，并将合成的信号序列6输出到第三加法器1123。
阈值控制单元1063将阈值Cth设置为饱和功率电平Ps。将阈值Cth提供给PAPR减小控制单元1083。
PAPR减小控制单元1083按使得在从第三加法器1123输出的信号序列7中超过阈值Cth的总超出功率电平最小的方式来确定信号序列4的循环移位量，并将确定的循环移位量提供给循环移位单元1103。
循环移位单元1103根据PAPR减小控制单元1083确定的循环移位量对信号序列4应用循环移位，并将经循环移位的信号序列4提供给第三加法器1123。
加法器1123将经循环移位的信号序列4加到从第二加法器1122提供的合成信号序列6，并输出合成的信号序列7作为OFDM信号。
利用第七实施例的OFDM发射机，根据累次推进的PAPR减小处理来适当地调节阈值。从而可以防止由于使用非线性的发送放大器而引起接收特性劣化。通过在定义阈值Cth的函数中使用常数α，可以更精确地确定阈值。
虽然在第七实施例中使用了常数α，但是α也可以是函数(例如，α＝f(x)，其中f(x)是减函数并且x是当前PAPR处理号)。
上述方法也可以应用于图11所示的采用多级确定方案的OFDM发射机。
图12是示出与常规技术(其中在PAPR减小处理中使用固定阈值)相比较第五实施例(其中在累次确定方案中根据当前处理的信号序列中包含的子载波数量来确定阈值)的接收FER(帧差错率)特性的曲线图。在这两种情况中，使用非线性发送功率。关于参数，子载波的数量是256，分割块数是八(8)，模式数是十六(16)。帧长度是10码元，信道是准静态6通道瑞利衰落信道，纠错码是具有编码率为1/2且约束长度为5的卷积码。从该曲线图可见，利用该实施例的方法，SNR在FER＝103处改进了1dB或更多。
如上所述，与使用固定阈值电平的常规技术不同，即使在OFDM发射机中使用非线性发送放大器，因为针对重复或者并行PAPR减小处理适当地确定两个或更多个限幅阈值电平，所以也可以减少接收特性的劣化。
虽然已经基于具体示例描述了本发明，但本发明不限于这些示例。本领域的普通技术人员在本发明的范围内可以显见许多修改和替代。例如，虽然在实施例中使用两个或更多个阈值控制单元，但是可以使用单个阈值控制单元来确定用于两个或更多个PAPR减小处理的两个或更多个阈值电平。如果从分割IFFT单元输出N个信号序列，则确定至多N-1个阈值。

Claims (16)

1、一种正交频分复用发射机，被构成为按步进的方式对要发送的信号序列执行峰值减小处理以发送峰值处理过的正交频分复用发送信号，所述正交频分复用发射机包括：
分割逆快速傅立叶变换单元，被构成为将要发送的信号序列分割为N个信号序列并对分割出的信号序列中的每一个执行逆快速傅立叶变换以输出N个时间信号序列，N≥3；
阈值控制单元，被构成为确定在步进式峰值减小处理中使用的至少两个阈值；
第一峰值减小处理单元，包括第一峰均功率比减小控制单元、第一循环移位单元和第一加法器，其中，
第一峰均功率比减小控制单元被构成为基于所述至少两个阈值中的第一阈值确定要应用于所述N个时间信号序列中的第一时间信号序列的第一循环移位量；
第一循环移位单元根据所确定的第一循环移位量对第一时间信号序列进行移位产生第一循环移位过的时间信号序列；以及
第一加法器将所述第一循环移位过的时间信号序列与所述N个时间信号序列中的第二时间信号序列相加以输出第一峰值处理过的时间信号序列，
其中该第一循环移位量被确定为使得所述第一峰值处理过的时间信号序列中的超过第一阈值的超出功率电平最小；
第二峰值减小处理单元，包括第二峰均功率比减小控制单元、第二循环移位单元和第二加法器，其中，
第二峰均功率比减小控制单元被构成为基于所述至少两个阈值中的第二阈值确定要应用于所述N个时间信号序列中的第三时间序列信号的第二循环移位量；
第二循环移位单元根据所确定的第二循环移位量对第三时间信号序列进行移位产生第二循环移位过的时间信号序列；以及
第二加法器将所述第二循环移位过的时间信号序列与所述第一峰值处理过的时间信号序列相加以输出第二峰值处理过的时间信号序列，
其中该第二循环移位量被确定为使得所述第二峰值处理过的时间信号序列中的超过第二阈值的超出功率电平最小；以及
功率放大器，被构成为对所述正交频分复用发送信号进行放大，
其中，所述至少两个阈值等于或小于所述功率放大器的饱和功率电平。
2、根据权利要求1所述的正交频分复用发射机，其特征在于，第二峰值减小处理单元执行峰值减小处理的最末步骤，并且，在第二峰值减小处理单元中使用的第二阈值等于所述功率放大器的饱和功率电平，在第一峰值减小处理单元中使用的第一阈值小于所述饱和功率电平。
3、根据权利要求1所述的正交频分复用发射机，其特征在于，所述至少两个阈值是规定的常数。
4、根据权利要求1所述的正交频分复用发射机，其特征在于，阈值控制单元确定由增函数表示的所述至少两个阈值。
5、根据权利要求4所述的正交频分复用发射机，其特征在于，阈值控制单元根据下式来确定所述至少两个阈值Cth中的每一个：
Cth＝Cth，last×(nk/N)
其中Cth，last是峰值减小处理的最末步骤中使用的最末阈值，nk是当前处理的时间信号序列中包含的子载波的数量，N是要发送的信号中包含的子载波的总数。
6、根据权利要求4所述的正交频分复用发射机，其特征在于，阈值控制单元根据下式来确定所述至少两个阈值Cth中的每一个：
Cth＝Cth，last×(nk/N)—α
其中Cth，last是峰值减小处理的最末步骤中使用的最末阈值，nk是当前处理的时间信号序列中包含的子载波的数量，N是要发送的信号中包含的子载波的总数，α是阈值修改值。
7、根据权利要求6所述的正交频分复用发射机，其特征在于，α在峰值减小处理的最末步骤中被设置为零，在除了最末步骤之外的步骤中被设置为常数。
8、根据权利要求6所述的正交频分复用发射机，其特征在于，α在峰值减小处理的最末步骤中被设置为零，在除了最末步骤之外的步骤中是减函数。
9、一种正交频分复用发射机，被构成为按步进的方式对要发送的信号序列执行峰值减小处理以发送峰值处理过的正交频分复用发送信号，所述正交频分复用发射机包括：
分割逆快速傅立叶变换单元，被构成为将要发送的信号序列分割为N个信号序列并对分割出的信号序列中的每一个执行逆快速傅立叶变换以输出N个时间信号序列，N≥4；
阈值控制单元，被构成为确定在步进式峰值减小处理中使用的至少三个阈值；以及
第一峰值减小处理单元，包括第一峰均功率比减小控制单元、第一循环移位单元和第一加法器，其中，
第一峰均功率比减小控制单元被构成为基于所述至少三个阈值中的第一阈值确定要应用于所述N个时间信号序列中的第一时间信号序列的第一循环移位量；
第一循环移位单元根据所确定的第一循环移位量对第一时间信号序列进行移位产生第一循环移位过的时间信号序列；以及
第一加法器将所述第一循环移位过的时间信号序列与所述N个时间信号序列中的第二时间信号序列相加以输出第一峰值处理过的时间信号序列，
其中该第一循环移位量被确定为使得所述第一峰值处理过的时间信号序列中的超过第一阈值的超出功率电平最小；以及
第二峰值减小处理单元，包括第二峰均功率比减小控制单元、第二循环移位单元和第二加法器，其中，
第二峰均功率比减小控制单元被构成为基于所述至少三个阈值中的第二阈值确定要应用于所述N个时间信号序列中的第三时间序列信号的第二循环移位量；
第二循环移位单元根据所确定的第二循环移位量对第三时间信号序列进行移位产生第二循环移位过的时间信号序列；以及
第二加法器将所述第二循环移位过的时间信号序列与所述N个时间信号序列中第四时间信号序列相加以输出第二峰值处理过的时间信号序列，
其中该第二循环移位量被确定为使得所述第二峰值处理过的时间信号序列中的超过第二阈值的超出功率电平最小；
第三峰值减小处理单元，包括第三峰均功率比减小控制单元、第三循环移位单元和第三加法器，其中，
第三峰均功率比减小控制单元被构成为基于所述至少三个阈值中的第三阈值确定要应用于所述第一峰值处理过的时间信号序列的第三循环移位量；
第三循环移位单元根据所确定的第三循环移位量对该第一峰值处理过的时间信号序列进行移位产生第三循环移位过的时间信号序列；以及
第三加法器将所述第三循环移位过的时间信号序列与所述第二峰值处理过的时间信号序列相加以输出第三峰值处理过的时间信号序列，
其中该第三循环移位量被确定为使得所述第三峰值处理过的时间信号序列中的超过第三阈值的超出功率电平最小；以及
功率放大器，被构成为对所述正交频分复用发送信号进行放大，
其中，所述至少三个阈值等于或小于所述功率放大器的饱和功率电平。
10、根据权利要求9所述的正交频分复用发射机，其特征在于，第三峰值减小处理单元执行峰值减小处理的最末步骤，并且，在第三峰值减小处理单元中使用的第三阈值等于所述饱和功率电平，所述第一阈值和第二阈值小于所述饱和功率电平。
11、根据权利要求9所述的正交频分复用发射机，其特征在于，所述至少三个阈值是规定的常数。
12、根据权利要求9所述的正交频分复用发射机，其特征在于，阈值控制单元确定由增函数表示的所述至少三个阈值。
13、根据权利要求12所述的正交频分复用发射机，其特征在于，阈值控制单元根据下式来确定所述至少三个阈值Cth中的每一个：
Cth＝Cth，last×(nk/N)
其中Cth，last是峰值减小处理的最末步骤中使用的最末阈值，nk是当前处理的时间信号序列中包含的子载波的数量，N是要发送的信号中包含的子载波的总数。
14、根据权利要求12所述的正交频分复用发射机，其特征在于，阈值控制单元根据下式来确定所述至少三个阈值Cth中的每一个：
Cth＝Cth，last×(nk/N)—α
其中Cth，last是峰值减小处理的最末步骤中使用的最末阈值，nk是当前处理的时间信号序列中包含的子载波的数量，N是要发送的信号中包含的子载波的总数，α是阈值修改值。
15、根据权利要求14所述的正交频分复用发射机，其特征在于，α在峰值减小处理的最末步骤中被设置为零，在除了最末步骤之外的步骤中被设置为常数。
16、根据权利要求14所述的正交频分复用发射机，其特征在于，α在峰值减小处理的最末步骤中被设置为零，在除了最末步骤之外的步骤中是减函数。
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