CN100386963C

CN100386963C - 音频再生装置及方法

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Publication number: CN100386963C
Application number: CNB028042670A
Authority: CN
Inventors: 喜多村守
Original assignee: NIIGATO PRECISION CO Ltd
Current assignee: NSC Corp.
Priority date: 2001-01-29
Filing date: 2002-01-28
Publication date: 2008-05-07
Anticipated expiration: 2022-01-28
Also published as: TW521488B; US7184481B2; JP2002230905A; CN1520635A; WO2002061942A1; US20040022324A1; CN101141116A

Abstract

一种音频再生装置及方法，使用在功率放大器(54)的节点(H、I)间产生的偏置电压的检测信号，设置用以校正功率放大器(54)的驱动控制信号的脉冲宽度的比较器(12)，通过扩大由一对开关元件(Q1、Q4)转为OFF状态开始至另一对开关元件(Q2、Q3)呈ON状态为止的时间宽度，从而可防止譬如使开关元件(Q1、Q2)同时呈ON状态的不宜现象，以抑制贯通电流的产生。另外，通过使一对开关元件(Q1、Q4)呈ON状态的脉冲宽度，比另一对开关元件(Q2、Q3)呈ON状态的脉冲宽度更宽或更窄地进行校正，可以调整外加电压的大小使其相互抵消从而消除偏置电压。

Description

音频再生装置及方法

技术领域

本发明是有关音频再生装置及方法，特别，适合于再生被记录于CD(Compact Disc：光盘)等的数字信号记录媒体的数字式的声音数据并进行模拟输出的数字功率放大器。

背景技术

先前，作为将原本是模拟信号的声音信息以数字信号进行表现的手段，一直采用PCM多比特方式(以下，简称为PCM方式)。现在广泛被使用的CD，也采用此PCM方式。在PCM方式中，是在每个抽样频率(44.1kHz)的时刻进行根据量化特性演算而将模拟信号置换成数字信号，对于全部的抽样点将数据的绝对量记录于CD。

但在最近，通过使用Δ∑调制用以控制量化噪音的分布，从而使由数字信号向原来的模拟信号的复原性比起PCM方式提高的1比特方式受到重视。在1比特方式中，是仅对前一数据的变化量作为2值信号加以记录，因而没有如PCM方式的信息量抽取或内插，所以通过量化而被取得的1比特信号具有极为接近模拟的特性。

因此，在根据1比特方式的音频再生装置(数字功率放大器)-所谓1比特放大器中，与PCM方式不同不需要D/A倒相器，通过设置于最终段的低通滤波器仅用以消除高频率成分的数字信号以简单的处理具有可再现原本的模拟信号的优点。

图1是表示先前的1比特放大器的概略构成方块图。在图1中，Δ∑调制部52，针对由CD 51再生的数字声音的1比特信号进行根据Δ∑调制的变换处理，取得PWM(Pulse Width Modulation：脉冲宽度调制)信号。而且，将被取得的PWM信号供给于驱动电路53，作为为了用以驱动功率放大器54的控制信号并进行利用。

功率放大器54，是由全电桥的开关电路所构成，通过控制各开关元件(MOS晶体管Q1～Q4)的ON状态的时间，并根据被供给的电源电压Vp放大音频信号并进行输出。作为为了用以控制该切换的信号，使用在时间座标轴具有模拟性的宽度的PWM信号。

通过该功率放大器54被放大的音频信号，通过由线圈L1、L2及电容器C1、C2所构成的低通滤波器(LPF)55、56形成模拟音频信号，由扬声器57输出。此时功率放大器54，如图1所示，使2个MOS 晶体管Q1、Q4及2个MOS晶体管Q2、Q3分别形成一对并交替呈ON状态。这样，使被赋予于扬声器57的线圈的电压被振动成正负，使音频信号被输出。

如上述，若使用如图1的构成的1比特放大器，则在再生时无需要进行D/A的变换动作，通过低通滤波器55、56仅用以除去高频率信号以简单的处理可重现原本的模拟信号。但是，在如此的构成中，由于4个MOS晶体管Q1～Q4的特性的偏差，会在功率放大器54的电桥电路使直流的偏置电压产生，会产生使再生声音品质劣化的问题。

本来，在将音频信号在功率放大器54的电桥电路进行放大并由扬声器57进行输出时，必须使扬声器57的输出电压以无偏置的的零电压作为中心振动成正负。但是，当在电桥电路偏置电压产生时，则譬如在输出大音量时使其输出电平形成达到顶点并会削波，会在音频信号的波形产生失真并在再生声音的音质形成赋予不良影响的原因的问题。

另外，电桥型的功率放大器54，通常，是使一对的MOS晶体管Q1、Q4呈ON状态时，则使另一对的MOS晶体管Q2、Q3一定被设计成能呈OFF状态。但是，因各MOS晶体管Q1～Q4的特性(切换速度等)的偏差，在对一对的MOS晶体管Q1、Q4及另一对的MOS晶体管Q2、Q3的ON动作进行切换时会使两方产生呈ON状态，通过MOS晶体管Q1、Q2，或通过MOS晶体管Q3、Q4会产生使贯通电流流通的问题。

发明内容

本发明，其目的是为了用以解决如此的问题而被发明，其目的在于，有效消除因构成电桥型的功率放大器的各开关元件的特性的偏差所产生的偏置电压或贯通电流。

本发明的音频再生装置，是根据数字音频信号依据被生成的脉冲宽度调制信号并进行音频信号的放大，进而通过进行滤波处理用以输巴模拟音频信号的音频再生装置，其特征是具备：放大装置，通过多个开关元件被构成，进行上述音频信号的放大；驱动装置，根据上述脉冲宽度调制信号并用以生成驱动控制信号，依据上述驱动控制信号并通过控制上述开关元件的ON/OFF状态用以驱动上述放大装置；及校正装置，使用根据产生于上述放大装置的偏置电压的信号，用以校正上述驱动控制信号的脉冲宽度。

本发明的其他状态，是根据数字音频信号依据被生成的脉冲宽度调制信号并进行音频信号的放大，进而通过进行滤波处理用以输出模拟音频信号的音频再生装置，其特征是具备：放大装置，通过电桥型的开关元件被构成，进行上述音频信号的放大；驱动装置，根据上述脉冲宽度调制信号并用以生成驱动控制信号，依据上述驱动控制信号并通过控制上述开关元件的ON/OFF状态用以驱动上述放大装置；偏置电压检测装置，用以检测产生于上述放大装置的偏置电压；及校正装置，通过上述偏置电压检测装置将根据被检测的偏置电压将信号进行反馈输入于上述驱动装置，使用上述进行反馈输入后的信号并用以校正上述驱动控制信号的脉冲宽度。

本发明的其他状态，其特征是上述驱动装置，根据上述脉冲宽度调制信号，将上述放大装置的一对的开关元件及另一对的开关元件为了以交替呈ON状态具备用以生成驱动控制信号的装置，而上述校正装置，是将上述一对的开关元件由OFF状态将另一对的开关元件呈ON状态为止使时间至少比上述开关元件的切换所耗用的时间能形成更长用以校正上述驱动控制信号的脉冲宽度。

本发明的其他状态，是上述驱动装置，根据上述脉冲宽度调制信号，将上述放大装置的一对的开关元件及另一对的开关元件为了以交替呈ON状态具备用以生成驱动控制信号的装置，而上述校正装置，是根据依照上述偏置电压的信号，使为了将上述一对的开关元件呈ON状态的脉冲宽度，比为了将上述另一对的开关元件呈ON状态的脉冲宽度形成更宽或更窄用以校正上述驱动控制信号。

本发明的其他状态，是上述校正装置，其特征是根据依照上述偏置电压的信号，通过用以可变形成高或低的逻缉的境界的阈值并形成能用以校正上述驱动控制信号的脉冲宽度。

本发明的其他状态，是相应根据数字音频信号所生成的脉冲宽度调制信号进行音频信号的放大，进而通过进行滤波处理输出模拟音频信号的音频再生装置，其特征是具备：由多个开关元件构成，对上述音频信号进行放大的放大装置；根据上述脉冲宽度调制信号生成驱动控制信号，并依据上述驱动控制信号控制上述开关元件的ON/OFF、以驱动上述放大装置的驱动装置；及使用相应产生于上述放大装置的偏置电压的信号，对上述驱动控制信号的脉冲宽度进行校正的校正装置，而上述校正装置，具备：使上述脉冲宽度调制信号的脉冲波形的边缘钝化的波形形成装置；以及，对通过上述波形形成装置使边缘被钝化的脉冲宽度调制信号与阈值进行比较，并输出具有对应其比较结果的脉冲宽度的脉冲信号的同时，使用相应上述偏置电压的信号改变上述阈值的比较装置。

本发明的其他状态，是根据数字音频信号依据被生成的脉冲宽度调制信号进行音频信号的放大，进而通过进行滤波处理并用以输出模拟音频信号的音频再生装置，其特征是具备：放大装置，通过电桥型的开关元件被构成，进行上述音频信号的放大；驱动装置，根据上述脉冲宽度调制信号并用以生成驱动控制信号，依据上述驱动控制信号并通过控制上述开关元件的ON/OFF状态用以驱动上述放大装置；信号生成装置，用以生成根据上述放大装置的偏置电压的信号；及校正装置，通过上述信号生成装置使用根据被生成的上述偏置电压的信号并用以校正上述驱动控制信号的脉冲宽度。

另外，本发明的音频再生方法，是相应根据数字音频信号所生成的脉冲宽度调制信号进行音频信号的放大，进而通过进行滤波处理输出模拟音频信号的音频再生方法，其特征是：检测或生成通过多个开关元件而构成的放大装置的偏置电压所对应的信号，并使用对应该偏置电压的信号，对根据上述脉冲宽度调制信号所生成的上述放大装置的驱动控制信号的脉冲宽度进行校正。

本发明的其他状态，其特征是使上述脉冲宽度信号的脉冲波形的边缘钝化，用以比较该边缘被钝化的脉冲宽度信号及阈值，根据其比较结果将具有的脉冲宽度的脉冲信号进行输出，同时使用根据上述偏置电压的信号并通过用以可变上述阈值用以校正上述驱动控制信号的脉冲宽度。

若依据如上述所构成的本发明，则根据依照产生于放大装置的偏置电压的信号，使用以驱动该放大装置的驱动控制信号的脉冲宽度被校正，依据被实施校正的驱动控制信号使放大装置被驱动。

此时，通过使由上述一对开关元件OFF状态至使另一对开关元件呈ON状态为止的时间，至少比开关元件的切换所耗用的时间更长地进行校正，从而可以防止使一对开关元件及另一对开关元件在其切换时同时形成ON状态的不适合现象。

另外，通过进行校正使为了使一对开关元件呈ON状态的脉冲宽度比为了使另一对开关元件呈ON状态的脉冲宽度更宽或更窄，从而可以以消除偏置电压的方向来调整外加电压的大小。

附图说明

图1是表示先前的1比特放大器的构成图。

图2是表示根据用以实施本发明的音频再生装置的本实施例的1比特放大器的构成例图。

图3是根据本实施例为了用以说明1比特放大器的动作的时序图。

图4是表示根据本实施例的1比特放大器的其他构成例图。

图中：1…偏置电压检测电路，3、53…驱动电路，11…第1倒相器，12、21…比较器，14…第2倒相器，13…第1 AND门，15…第2 AND门，31…DA变频器，32…微机，51…CD，52…Δ∑调制部，54…功率放大器，55、56…低通滤波器，57…扬声器，C1～C5…电容器，Td₁、Td₂…空载时间，A～I…节点，L₁、L₂…线圈，Q₁～Q₄…MOS晶体管，R3～R7…电阻，W_E、W_C…脉冲宽度。

具体实施方式

以下，本发明的一实施例根据图式并加以说明。

图2是表示根据用以实施本发明的音频再生装置的本实施例的1比特放大器的构成例图。此外，在图2中，与图1所示的构成要素具有同一功能的构成要素是赋予同一编号。

如图2所示，本实施例的1比特放大器，具备Δ∑调制部52，驱动电路3，功率放大器54，LPF55、56，偏置电压检测电路1。并且，根据由CD 51生成的数字音频信号而在Δ∑调制部52所生成的PWM信号，使驱动电路3控制功率放大器54的放大时间，通过将被取得的放大信号通过于LPF55、56，取得模拟音频信号。

即，Δ∑调制部52，对根据由CD 51再生的数字声音的1比特信号进行Δ∑调制变换处理，取得PWM信号。而且，将被取得的PWM信号进行供给于驱动电路3。而驱动电路3，是使用由Δ∑调制部52被供给的PWM信号，并用以生成为了驱动功率放大器54的驱动控制信号。

功率放大器54，是根据由驱动电路3供给的驱动控制信号控制MOS的晶体管Q1～Q4的ON状态的时间，将根据被供给的电源电压Vp的音频信号进行放大并输出。通过该功率放大器54被放大的音频信号，通过LPF55、56后形成模拟音频信号，由扬声器57输出。

此时，偏置电压检测电路1，是在功率放大器54的电桥电路用以检测产生于扬声器57的两端的偏置电压，反馈于驱动电路3。而驱动电路3，是考虑被反馈的偏置电压并用以调整PWM信号的脉冲宽度，使偏置电压向消失方向进行控制。

以下，加以说明关于驱动电路3及偏置电压检测电路1的详细的构成。本实施例的驱动电路3，具备倒相器11、14，比较器12，AND门13、15，电阻R3及电容器3。通过其中的比较器12，电阻R3及电容器3使校正装置被构成。比较器12是相当于比较装置，而电阻R3及电容器3是相当于波形形成装置。

第1倒相器11，是用以反转由Δ∑调制部52供给的PWM信号的逻辑。该第1倒相器11的输出信号，是供给于第1 AND门13的一侧的输入端子，同时通过电阻R3及电容器3供给于比较器12的正侧的输入端子。

在比较器12的负侧的输入端子上，反馈输入了相应通过偏置电压检测电路1检测的偏置电压的信号。这样，作为使比较器12输出“H”或“L”信号时的境界的阈值电压，可随反馈的偏置电压而改变。由比较器12输出的信号，供给于上述第1 AND门13的另一侧的输入端子，同时通过第2倒相器14供给于第2 AND门15的一侧的输入端子。

第1 AND门13，取得由第1倒相器11供给的信号，及由比较器12供给的信号的逻辑积，将其输出信号作为用以控制功率放大器54的2个MOS晶体管Q1、Q4的ON时间的驱动控制信号并进行供给。另外，第2 AND门15，取得由第2倒相器14被供给的信号，及由Δ∑调制部52被供给的信号的逻缉积，将其输出信号作为用以控制功率放大器54的2个MOS晶体管Q2、Q3的ON时间的驱动控制信号并进行供给。

另外，本实施例的偏置电压检测电路1，具备比较器21，一对的电阻R4及电容器C4，一对的电阻R5及电容器C5及2个电阻R6、R7。比较器21的正负的输入端子，通过2个电阻R6、R7连接于扬声器57的两端。即，比较器21的正侧的输入端子，通过电阻R7连接于节点H，而负侧的输入端子，是通过电阻R6连接于节点I。

在此，节点H，是当MOS晶体管Q1、Q4在成为ON时，产生外加于扬声器57的正电压的节点。(此时节点I，是产生由扬声器57引进的电压)。另外，节点I，是当MOS晶体管Q2、Q3在成为ON时，产生外加于扬声器57的正电压的节点。(此时节点H，是产生由扬声器57引进的电压)。

比较器21，是用以检测产生于扬声器57的两端(节点H、I间)的直流偏置电压，并将此进行反馈于驱动电路3内比较器12的负侧的输入端子。

其次，如上述所构成的1比特放大器，特别用以说明驱动电路3及偏置电压检测电路1的动作。图3是为了用以说明驱动电路3的动作的脉冲波形图。以下参考图4的脉冲波形图同时说明动作。

在此，假设由Δ∑调制部52输出的节点A的PWM信号，形成如图3(a)的波形。通过使该PWM信号通过第1倒相器11，其输出节点B的信号形成如图3(b)的状态。然后，通过使该逻辑被反转的PWM信号通过电阻R3、电容器C3，使脉冲的上升沿及下降沿钝化，形成如图3(c)的波形。

使如图3所示的钝化的波形输入比较器12的正侧的输入端子。另外，比较器12的负侧的输入端子，是通过偏置电压检测电路1检测并反馈的偏置电压分的信号被输入，这样使决定比较器12的输出信号“H”或“L”的阈值被调整。

譬如，假设在功率放大器54的两端产生了偏置电压，形成节点I比节点H高100mV。此时，由偏置电压检测电路1内的比较器21输出-100mV分的信号，根据此使比较器12的阈值降低。图3(c)是表示比标准的阈值电压Vdd/2使阈值被形成更小的状态。

表现于比较器12的输出节点D的脉冲信号的波形，是在图3(c)的波形比阈值在电平大的地方形成“H”，比阈值在电平小的地方形成“L”。因此，其脉冲波形形成如图3(d)所示，与比较器12的输入侧节点B的波形比较并使脉冲的上升及下降形成迟缓波形。在本实施例，是在比较器12的前段设置电阻R3及电容器C3，通过适当决定此等的数值，使比较器12的输入波形刻意的钝化，能使节点D的脉冲波形的上升及下降更加迟缓。

第1 AND门13，是取得由第1倒相器11被输出的节点B的脉冲信号，及由比较器12被输出的节点D的脉冲信号的逻辑。这样，表现于其输出节点E的信号波形，是形成如图3(e)。

另外，由比较器12被输出的节点D的脉冲信号，通过第2倒相器14，其输出节点F的信号是形成如图3(f)。而且第2 AND门15，是取得此节点F的脉冲信号，及节点A的脉冲信号的逻辑。这样，表现于其输出节点D的信号波形，是形成如图3(g)。

在如此一连串的动作中使具有被取得的节点E的波形的脉冲信号在功率放大器54的剩余2个MOS晶体管Q1、Q4作为驱动信号并被供给，使具有节点G的波形的脉冲信号在功率放大器54的剩余的2个MOS晶体管Q2、Q3作为驱动信号并被供给。

此时，由图3也能明白，在使节点E的信号被形成“L”并使MOS晶体管Q1、Q4形成OFF开始，至使节点G的信号被形成“H”并使MOS晶体管Q2、Q3形成ON为止之间，产生MOS晶体管Q1～Q4皆不被形成ON的空载时间d₁。另外，使节点G的信号被形成“L”并使MOS晶体管Q2、Q3形成OFF开始，至使节点E的信号被形成“H”并使MOS晶体管Q1、Q4形成ON为止之间，也产生MOS晶体管Q1～Q4皆不被形成ON的空载时间d₂。

若使此等的空载时间d₁、d₂比MOS晶体管Q1～Q4的切换所耗用时间更长，则在电桥电路将一对的MOS晶体管Q1、Q4及另一对的MOS晶体管Q2、Q3以交替切换并形成为ON时，在其切换时刻就不会使MOS晶体管Q1及Q2，或MOS晶体管Q3及Q4同时形成ON，可用以抑制贯通电流的发生。

在本实施例，是根据检测后的偏置电压用以调整比较器12的阈值，使空载时间d₁、d₂比MOS晶体管Q1～Q4的切换所耗用时间能形成更长用以控制脉冲宽度，所以可用以抑制贯通电流的发生。实际上，譬如若使MOS晶体管Q1～Q4的切换时间有5nsec的程度时，作为空载时间d₁、d₂有10nsec的程度则可消除贯通电流。

另外，如刚才的例，比电桥电路的节点H使节点I的方面形成高的电位在产生偏置电压时，是使比较器12的阈值被降低。这样，如图3(e)及(g)所示，将一对MOS晶体管Q1、Q4形成ON的驱动控制信号的脉冲宽度W_E，比将另一对MOS晶体管Q2、Q3形成ON的驱动控制信号的脉冲宽度W_G在形成更宽的方向被调整。

因此，是意味将外加于一对的MOS晶体管Q1、Q4的电压(节点H的电压)，比外加于另一对的MOS晶体管Q2、Q3的电压(节点I的电压)在形成更大的方向进行调整。因此，根据此在节点H、I之间通过使原本产主的偏置电压相抵并有效被消除，可用以防止再生声音的失真。

图4是表示根据本实施例的1比特放大器的其他构成例图，与图2所示的构成要素具有同一功能的构成要素是附加同一编号。图4所示的1比特放大器，是表示用以检测功率放大器54的偏置电压并在驱动电路3施加反馈的方法的其他例。

如图4所示，在此是不设置偏置电压检测电路1，相对设置DA变频器(DAC)31。DAC31，是输入由微机32被供给的预定信号并进行数字/模拟变换，将其输出信号进行供给于比较器12的负侧的输入端子。而微机32，是为了用以控制1比特放大器全体的控制器。(图2是仅未图示)。

图4所示的1比特放大器，是在出货前等通过进行测试并检测产生于扬声器57两端的偏置电压，将相当于其偏置电压的信号由微机32进行供给于DAC31用以设定参数等。这样，作成与图3所示的相同状态，将偏置电压进行消除。

产生于功率放大器54的偏置电压，是根据构成电桥电路的4个MOS晶体管Q1～Q4的制造偏差等所决定的值，大概为固定。因此，试验性检测其固定的偏置电压，将会相抵的信号通过微机32及DAC31并通过输入于比较器12的负侧端子，与图2的情形相同可用以消除偏置电压，同时可用以抑制贯通电流的发生。而且，与图2的情形比较可将构成简单化。

此外，如上述的偏置电压是大概固定，但根据温度等的外在主要因素使MOS晶体管Q1～Q4的导通电阻进行变动，这样偏置电压也进多少行变动。因此，为了将可能变动的偏置电压在责时消除，是如图2用以形成反馈回路并常时检测偏置电压为较佳。

另外，若依据图2的例，则每个机器不同的偏置电压也会使偏置电压检测电路以自动进行检测，所以在个别的机器具有可节省用以检测偏置电压的手续的优点。

此外，上述说明的实施例，是并非超过表示适用于实施本发明的具体化的一例，通过此等使本发明的技术性范围不以限性被解释。即，本发明是不由其精神，或不由其主要的特征进行脱离，可以各种形态加以实施。

如以上详细的说明，若依据本发明，则根据产生于放大装置的偏置电压使用以驱动该放大装置的驱动控制信号的脉冲宽度被校正，所以可有效消除偏置电压及贯通电流。即，将放大装置的一对开关元件由ON状态至将再一对开关元件呈ON状态为止通过将时间校正至少比上述开关元件的切换所耗用的时间能形成更长，用以防止使一对的开关元件及另一对的开关元件同时形成ON状态的不适合现象，可有效消除贯通电流。另外，为了将一对的开关元件形成ON状态的脉冲宽度，通过校正成比为了将另一对的开关元件形成ON状态的脉冲宽度形成更宽或更窄，用以调整外加电压的大小并可有效消除偏置电压。

这样，消除了伴随贯通电流或偏置电压的再生声音劣化，可再生更高品质的声音。

本发明，可应用于有效消除因构成音频再生装置的电桥型功率放大器的各开关元件的特性偏差所产主的偏置电压或贯通电流。

Claims

1.一种音频再生装置，是根据依据数字音频信号而生成的脉冲宽度调制信号进行音频信号的放大，进而通过进行滤波处理用以输出模拟音频信号的音频再生装置，其特征是具备：

放大装置，其由多个开关元件构成，进行上述音频信号的放大；

驱动装置，其根据上述脉冲宽度调制信号生成驱动控制信号，并通过依据上述驱动控制信号控制上述开关元件的ON/OFF状态来驱动上述放大装置；及

校正装置，其使用与产生于上述放大装置的偏置电压相对应的信号，校正上述驱动控制信号的脉冲宽度，

上述校正装置，具备：

波形形成装置，其使上述脉冲宽度调制信号的脉冲波形的边缘钝化；以及

比较装置，其对借助于上述波形形成装置使边缘被钝化的脉冲宽度调制信号与阈值进行比较，输出具有与其比较结果相对应的脉冲宽度的脉冲信号，并使用与上述偏置电压相对应的信号而改变上述阈值。

2.如权利要求1所述的音频再生装置，其特征是：

上述放大装置由电桥型的开关元件构成，

并备有偏置电压检测装置，其用以检测产生于上述放大装置的偏置电压；

上述校正装置，将与通过上述偏置电压检测装置检测出的偏置电压相对应的信号反馈输入于上述驱动装置，并使用上述反馈输入的信号校正上述驱动控制信号的脉冲宽度。

3.如权利要求1所述的音频再生装置，其特征是：

上述放大装置由电桥型的开关元件构成，

并备有信号生成装置，其生成与上述放大装置的偏置电压相对应的信号；及

上述校正装置使用与由上述信号生成装置生成的上述偏置电压相对应的信号来校正上述驱动控制信号的脉冲宽度。

4.一种音频再生方法，是根据基于数字音频信号所生成的脉冲宽度调制信号而进行音频信号的放大，进而通过进行滤波处理输出模拟音频信号的音频再生方法，其特征是：

使上述脉冲宽度调制信号的脉冲波形的边缘钝化，对该边缘被钝化的脉冲宽度调制信号与阈值进行比较，输出具有与其比较结果相对应的脉冲宽度的脉冲信号，检测或生成与通过多个开关元件而构成的放大装置的偏置电压相对应的信号，并使用对应于该偏置电压的信号而变化上述阈值，对根据上述脉冲宽度调制信号所生成的、上述放大装置的驱动控制信号的脉冲宽度进行校正。