WO2002061942A1

WO2002061942A1 - Appareil et procede de reproduction audio

Info

Publication number: WO2002061942A1
Application number: PCT/JP2002/000582
Authority: WO
Inventors: Mamoru Kitamura
Original assignee: Niigata Seimitsu Co., Ltd.
Priority date: 2001-01-29
Filing date: 2002-01-28
Publication date: 2002-08-08
Also published as: TW521488B; US7184481B2; CN100386963C; JP2002230905A; CN1520635A; US20040022324A1; CN101141116A

Description

明細書音声再生装置および方法技術分野

本発明は音声再生装置および方法に関し、特に、 C D (コンパクトデイスク）等のデジタル信号記録メディアに記録されたデジタルのオーディォデータを再生してアナログ出力するデジタルパワーアンプに用いて好適なものである。背景技術

従来、もともとアナログ信号であるオーディオ情報をデジタル信号で表現する手段として、 P CMマルチビット方式（以下、 P CM方式と略す）が採用されてきた。現在広範に用いられている C Dも、この P C M 方式を採用している。 P CM方式では、サンプリング周波数（ 4 4. 1 k H z ) のタイミング毎に量子化特性に応じた演算を行ってアナログ信号をデジタル信号に置き換え、全てのサンプル点についてデータの絶対量を C Dに記録する。

これに対して、最近になって、 Δ ∑変調を用いて量子化ノイズの分布を制御することにより、 P C M方式に比べてデジタル信号から元のアナログ信号への復元性を向上させた 1 ビット方式が注目を集めている。 1 ビッ卜方式では、直前のデータに対する変化量を 2値信号として記録するだけで、 P C M方式のような情報量の間引きや補間がないため、量子化によって得られる 1 ピット信号は極めてアナログに近い特性を示している。

したがって、 1 ビット方式に基づく音声再生装置（デジタルパワーァンプ）、所謂 1 ビットアンプでは、 P C M方式と異なり D/A変換器を必要とせず、最終段に設けたローパスフィルタにより高周波成分のデジタル信号を除去するだけの単純なプロセスで元のアナログ信号を再現することができるというメリットを有している。

図 1 は、従来の 1 ビットアンプの構成を概略的に示すブロック図である。図 1 において、 △∑変調部 5 2は、 C D 5 1から再生されたデジ夕ルオーディオの 1 ビット信号に対して△∑変調に基づく変換処理を行い、 P WM (Pulse Width Modu 1 at i on：パルス幅変調）信号を得る。そして、得られた P W M信号をドライバ回路 5 3 に供給し、パワーアンプ 5 4を駆動するための制御信号として利用する。

パワーアンプ 5 4は、フルブリッジのスイッチング回路から成り、各スイッチング素子（M O S トランジスタ Q 1〜Q 4 ) の〇 N状態の時間を制御することによって、供給される電源電圧 V pに基づきオーディオ信号を増幅して出力する。このスイッチングを制御するための信号として、時間軸にアナログ的な幅を持つ P W M信号を用いる。

このパワーアンプ 5 4によって増幅されたオーディオ信号は、コイル L 1 , L 2 とコンデンサ C l， C 2 とから成るローパスフィルタ（L P F ) 5 5 , 5 6 を通してアナログオーディオ信号となり、スピーカ 5 7 より出力される。このときパワーアンプ 5 4では、図 1 に示されるように、 2つの MO S トランジスタ Q l， Q 4と 2つの M O S トランジスタ Q 2 , Q 3 とがそれぞれ一対となって交互に O Nとなる。これにより、スピーカ 5 7のコイルに与えられる電圧が正負に振られ、オーディオ信号が出力される。

上述したように、図 1 のような構成の 1 ピットアンプを用いれば、再生時に D/A変換動作を行うことなく、ローパスフィルタ 5 5， 5 6 によって高周波信号を除去するだけの単純なプロセスで元のアナログ信号を再現することができる。しかし、このような構成では、 4つの MO S トランジスタ Q 1 ~Q 4の特性のばらつきによって、パワーアンプ 5 4 のプリッジ回路に直流のオフセット電圧が発生し、再生音声の品質が劣化してしまうという問題が生じる。

本来、オーディオ信号をパワーアンプ 5 4のブリッジ回路で増幅してスピーカ 5 7から出力する際には、スピーカ 5 7への出力電圧をオフセットのないゼロ電圧を中心として正負に振る必要がある。しかしながら、ブリッジ回路にオフセット電圧が発生すると、例えば大きな音を出力する際にその出力レベルが頭打ちになってクリップしてしまい、オーディォ信号の波形に歪みが生じて再生音声の音質に悪影響を与える原因となってしまうという問題があった。

また、ブリッジ型のパワーアンプ 5 4では、通常、一対の M〇 S トランジスタ Q l ， Q 4が O Nのときは、もう一対の MO S トランジスタ Q 2 , Q 3が必ず 0 F Fとなるように設計される。しかしながら、各 M O S トランジスタ Q 1 ~Q 4の特性（スイッチング速度など）のばらつきによって、一対の M O S トランジスタ Q l , Q 4ともう一対の MO S トランジス夕 Q 2 , Q 3 との ON動作を切り替えるときに両方が ONとなつてしまう状態が発生し、 M〇 S トランジスタ Q l , Q 2 を通じて、あるいは M O S トランジスタ Q 3 , Q 4を通じて貫通電流が流れてしまうという問題がつた。

本発明は、このような問題を解決するために成されたものであり、ブリッジ型のパワーアンプを構成する各スィツチング素子の特性のばらつきによって生じるオフセット電圧や貫通電流を有効にキャンセルできるようにすることを目的としている。発明の開示本発明の音声再生装置は、デジタルオーディオ信号に基づき生成されたパルス幅変調信号に従ってオーディオ信号の増幅を行い、更にフィルタリング処理を行うことによってアナログオーディオ信号を出力する音声再生装置であって、複数のスイッチング素子により構成され、上記ォ —ディォ信号の増幅を行う増幅手段と、上記パルス幅変調信号に基づいて駆動制御信号を生成し、上記駆動制御信号に従って上記スイッチング素子のオン/オフを制御することにより上記増幅手段を駆動する駆動手段と、上記増幅手段に生じるオフセット電圧に応じた信号を用いて、上記駆動制御信号のパルス幅を補正する補正手段とを備えたことを特徴とする。

本発明の他の態様では、デジタルオーディオ信号に基づき生成されたパルス幅変調信号に従ってオーディオ信号の増幅を行い、更にフィルタリング処理を行うことによってアナログオーディオ信号を出力する音声再生装置であって、ブリッジ型のスイッチング素子により構成され、上記オーディオ信号の増幅を行う増幅手段と、上記パルス幅変調信号に基づいて駆動制御信号を生成し、上記駆動制御信号に従って上記スィッチング素子のオン/オフを制御することにより上記増幅手段を駆動する駆動手段と、上記増幅手段に生じるオフセット電圧を検出するオフセット電圧検出手段と、上記オフセット電圧検出手段により検出されたオフセット電圧に応じた信号を上記駆動手段にフィードバック入力し、上記フイードバック入力した信号を用いて上記駆動制御信号のパルス幅を補正する補正手段とを備えたことを特徴とする。

本発明のその他の態様では、上記駆動手段は、上記パルス幅変調信号に基づいて、上記増幅手段の一対のスイッチング素子ともう一対のスィツチング素子とを交互にオンとするための駆動制御信号を生成する手段を備えており、上記補正手段は、上記一対のスイッチング素子をオフとしてから上記もう一対のスイッチング素子をオンとするまでの時間が少なくとも上記スイッチング素子のスイッチングにかかる時間よりも長くなるように上記駆動制御信号のパルス幅を補正することを特徴とする。本発明のその他の態様では、上記駆動手段は、上記パルス幅変調信号に基づいて、上記増幅手段の一対のスイッチング素子ともう一対のスィツチング素子とを交互にオンとするための駆動制御信号を生成する手段を備えており、上記補正手段は、上記オフセット電圧に応じた信号に基づいて、上記一対のスィツチング素子をオンとするためのパルス幅が、上記もう一対のスイッチング素子をオンとするためのパルス幅よりも広くあるいは狭くなるように上記駆動制御信号のパルス幅を補正することを特徴とする。

本発明のその他の態様では、上記補正手段は、上記オフセット電圧に応じた信号に基づいて、ハイまたはロウの論理の境界となるしきい値を可変とすることによって上記駆動制御信号のパルス幅を補正するようにしたことを特徴とする。

本発明のその他の態様では、デジタルオーディオ信号に基づき生成されたパルス幅変調信号に従ってオーディオ信号の増幅を行い、更にフィルタリング処理を行うことによってアナログオーディオ信号を出力する音声再生装置であって、複数のスイッチング素子により構成され、上記オーディオ信号の増幅を行う増幅手段と、上記パルス幅変調信号に基づいて駆動制御信号を生成し、上記駆動制御信号に従って上記スィッチング素子のオンオフを制御することにより上記増幅手段を駆動する駆動手段と、上記増幅手段に生じるオフセット電圧に応じた信号を用いて、上記駆動制御信号のパルス幅を補正する補正手段とを備え、上記補正手段は、上記パルス幅変調信号のパルス波形のエッジを鈍らせる波形形成手段と、上記波形形成手段によりエツジが鈍らされたパルス幅変調信号としきい値とを比較し、その比較結果に応じたパルス幅を有するパルス信号を出力するとともに、上記オフセット電圧に応じた信号を用いて上記しきい値を可変とする比較手段とを備えることを特徴とする。

本発明のその他の態様では、デジタルオーディオ信号に基づき生成されたパルス幅変調信号に従ってオーディオ信号の増幅を行い、更にフィルタリング処理を行うことによってアナログオーディオ信号を出力する音声再生装置であって、プリッジ型のスイッチング素子により構成され、上記オーディオ信号の増幅を行う増幅手段と、上記パルス幅変調信号に基づいて駆動制御信号を生成し、上記駆動制御信号に従って上記スィツチング素子のオン Zオフを制御することにより上記増幅手段を駆動する駆動手段と、上記増幅手段のオフセット電圧に応じた信号を生成する信号生成手段と、上記信号生成手段により生成された上記オフセット電圧に応じた信号を用いて上記駆動制御信号のパルス幅を補正する補正手段とを備えたことを特徴とする。

また、本発明の音声再生方法は、デジタルオーディオ信号に基づき生成されたパルス幅変調信号に従ってオーディオ信号の増幅を行い、更にフィルタリング処理を行うことによってアナログオーディオ信号を出力する音声再生方法であって、複数のスイッチング素子により構成される増幅手段のオフセット電圧に応じた信号を検出もしくは生成し、当該ォフセット電圧に応じた信号を用いて、上記パルス幅変調信号に基づいて生成される上記増幅手段の駆動制御信号のパルス幅を補正するようにしたことを特徴とする。

本発明の他の態様では、上記パルス幅変調信号のパルス波形のエツジを鈍らせ、当該エッジが鈍らされたパルス幅変調信号としきい値とを比較し、その比較結果に応じたパルス幅を有するパルス信号を出力するとともに、上記オフセット電圧に応じた信号を用いて上記しきい値を可変とすることによって上記駆動制御信号のパルス幅を補正するようにしたことを特徴とする。

上記のように構成した本発明によれば、増幅手段に生じるオフセット電圧に応じた信号に基づいて、当該増幅手段を駆動する駆動制御信号のパルス幅が補正され、補正の施された駆動制御信号に従って増幅手段が駆動されることとなる。

このとき、増幅手段の一対のスイッチング素子をオフとしてからもう一対のスイッチング素子をオンとするまでの時間が少なくともスィッチング素子のスイッチングにかかる時間よりも長くなるように補正が行われることにより、一対のスイッチング素子ともう一対のスイッチング素子とがその切り替え時に同時にオンとなってしまう不都合を防止することが可能となる。

また、一対のスイッチング素子をオンとするためのパルス幅が、もう一対のスィツチング素子をオンとするためのパルス幅よりも広くあるいは狭くなるように補正が行われることにより、オフセット電圧をキヤンセルする方向に印加電圧の大きさを調整することが可能となる。図面の簡単な説明

図 1 は、従来の 1 ビットアンプの構成を示す図である。

図 2は、本発明の音声再生装置を実施した本実施形態による 1 ビットアンプの構成例を示す図である。

図 3は、本実施形態による 1 ビットアンプの動作を説明するための夕イミングチャートである。

図 4は、本実施形態による 1 ビットアンプの他の構成例を示す図である。発明を実施するための最良の形態

以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。

図 2は、本発明の音声再生装置を実施した本実施形態による 1 ビットアンプの構成例を示す図である。なお、図 2において、図 1に示した構成要素と同一の機能を有する構成要素には同一の符号を付している。図 2 に示すように、本実施形態の 1 ビットアンプは、 Δ∑変調部 5 2 、ドライバ回路 3、ノワ一アンプ 5 4、 L P F 5 5 , 5 6、オフセット電圧検出回路 1 を備えている。そして、 C D 5 1より再生されたデジタルオーディオ信号をもとに Δ∑変調部 5 2 にて生成した P W M信号に基づいて、ドライバ回路 3がパワーアンプ 5 4の増幅時間を制御し、得られた増幅信号を L P F 5 5 , 5 6 に通すことにより、アナログオーディォ信号を得る。

すなわち、 Δ∑変調部 5 2は、 C D 5 1から再生されたデジタルォ一ディォの 1 ビット信号に対して Δ∑変調に基づく変換処理を行い、 P W M信号を得る。そして、得られた P W M信号をドライバ回路 3 に供給する。ドライバ回路 3は、 △∑変調部 5 2より供給された P W M信号を用いて、パワーアンプ 5 4を駆動するための駆動制御信号を生成する。パワーアンプ 5 4は、ドライバ回路 3から供給される駆動制御信号に基づいて M〇 S トランジスタ Q 1〜 Q 4の 0 N状態の時間を制御することにより、供給される電源電圧 V pに基づきオーディオ信号を増幅して出力する。このパワーアンプ 5 4によって増幅されたオーディオ信号は、 L P F 5 5 , 5 6 を通してアナログオーディオ信号となり、スピーカ 5 7 より出力される。

このとき、オフセット電圧検出回路 1 は、パワーアンプ 5 4のブリツジ回路においてスピーカ 5 7の両端に生じるオフセット電圧を検出し、ドライバ回路 3にフィードバックする。ドライバ回路 3は、フィードバックされてきたオフセット電圧を考慮して P W M信号のパルス幅を調整し、オフセット電圧がなくなる方向へと制御する。

以下に、ドライバ回路 3およびオフセット電圧検出回路 1の詳細な構成について説明する。本実施形態のドライバ回路 3は、インバ一タ 1 1 ， 1 4、コンパレータ 1 2、 ANDゲート 1 3 , 1 5、抵抗 R 3およびコンデンサ C 3 を備えている。このうちコンパレータ 1 2、抵抗 R 3およびコンデンサ C 3によって補正手段が構成される。コンパレータ 1 2 は比較手段、抵抗 R 3およびコンデンサ C 3 は波形形成手段に相当する第 1 のインバー夕 1 1 は、 Δ Σ変調部 5 2より供給される PWM信号の論理を反転する。この第 1 のインバ一タ 1 1 の出力信号は、第 1 の A NDゲート 1 3の一方の入力端子に供給されるとともに、抵抗 R 3およびコンデンサ C 3 を通してコンパレータ 1 2の正側の入力端子に供給される。

コンパレータ 1 2の負側の入力端子には、オフセット電圧検出回路 1 により検出されたオフセット電圧に応じた信号がフィードバック入力されている。これにより、コンパレータ 1 2が " H " または " L " の信号を出力する際の境界となるしきい値電圧が、フィ一ドバックされたオフセット電圧によって可変とされる。コンパレータ 1 2より出力された信号は、上記第 1 の ANDゲート 1 3の他方の入力端子に供給されるとともに、第 2のインバ一タ 1 4を介して第 2の ANDゲート 1 5の一方の入力端子に供給される。

第 1 の ANDゲート 1 3は、第 1 のィンバー夕 1 1から供給される信号と、コンパレータ 1 2から供給される信号との論理積をとり、その出力信号をパヮ一アンプ 5 4の 2つの MO S トランジスタ Q l， Q 4の O N時間を制御する駆動制御信号として供給する。また、第 2の A N Dゲ —ト 1 5は、第 2のインバ一タ 1 4から供給される信号と、 △∑変調部 5 2から供給される信号との論理積をとり、その出力信号をパワーアンプ 5 4の 2つの MO S トランジスタ Q 2 , Q 3の O N時間を制御する駆動制御信号として供給する。

また、本実施形態のオフセット電圧検出回路 1は、コンパレータ 2 1 、一対の抵抗 R 4とコンデンサ C 4、一対の抵抗 R 5 とコンデンサ C 5 および 2つの抵抗 R 6， R 7 を備えている。コンパレータ 2 1 の正負の入力端子は、 2つの抵抗 R 6， R 7 を介してスピーカ 5 7の両端に接続されている。すなわち、コンパレータ 2 1 の正側の入力端子は、抵抗 R 7 を介してノード Hに接続され、負側の入力端子は、抵抗 R 6 を介してノード I に接続されている。

ここで、ノード Hは、 MO S トランジスタ Q l， Q 4が ONとなったときにスピーカ 5 7 に印加する正電圧が生じるノードである（このときノード I には、スピーカ 5 7から引き込む電圧が生じる）。一方、ノード I は、 M O S トランジスタ Q 2， Q 3が O Nとなったときにスピーカ 5 7 に印加する正電圧が生じるノードである（このときノード Hには、スピーカ 5 7から引き込む電圧が生じる）。

コンパレータ 2 1 は、スピーカ 5 7 の両端（ノード H , I 間）に生じる直流のオフセット電圧を検出し、それをドライバ回路 3内のコンパレタ 1 2の負側の入力端子にフィードバックする。

次に、上記のように構成した 1 ビットアンプ、特にドライバ回路 3 とオフセット電圧検出回路 1 の動作を説明する。図 3は、ドライバ回路 3 の動作を説明するためのタイミングチャートである。以下、この図 4のタイミングチャートを参照しながら動作を説明する。

ここでは、 Δ ∑変調部 5 2から出力されたノード Aの P W M信号が、図 3 ( a ) のような波形になっているものとする。この P WM信号が第 1 のインバー夕 1 1 を通ることにより、その出力ノード Bの信号は図 3 ( b ) のようになる。そして、この論理反転された P W M信号が抵抗 R 3、コンデンサ C 3 を通ることにより、パルスの立ち上がりおよび立ち下りのエッジが鈍って、図 3 ( c ) のような波形となる。

この図 3 ( c ) に示す鈍った波形の信号がコンパレータ 1 2の正側の入力端子に入力される。一方、コンパレータ 1 2の負側の入力端子には、オフセット電圧検出回路 1 により検出されてフィードバックされてきたオフセット電圧分の信号が入力され、これによつてコンパレータ 1 2 の出力信号の " H " または " L " を決めるしきい値が調整される。

例えば、パワーアンプ 5 4の両端にオフセット電圧が生じ、ノード H よりもノード I の方が 1 0 O m V高くなつたとする。この場合、オフセット電圧検出回路 1 内のコンパレータ 2 1からは— 1 0 O m V分の信号が出力され、それに応じてコンパレータ 1 2のしきい値が下げられる。図 3 ( c ) は、標準のしきい値電圧 V d d / 2よりもしきい値が小さくされた状態を示している。

コンパレータ 1 2の出力ノード Dに現れるパルス信号の波形は、図 3 ( c ) の波形においてしきい値よりもレベルが大きいところで " H " となり、しきい値よりもレベルが小さいところで " L " となる。したがつて、そのパルス波形は図 3 ( d ) に示すようになり、コンパレータ 1 2 の入力側ノード Bの波形と比べてパルスの立ち上がりと立ち下りとが遅れた波形となる。本実施形態では、コンパレータ 1 2の前段に抵抗 R 3 とコンデンサ C 3 とを設け、これらの値を適当に決めることにより、コンパレ一タ 1 2の入力波形を意図的に鈍らせ、ノード Dのパルス波形の立ち上がりと立ち下りとをより多く遅らせるようにしている。

第 1 の A N Dゲート 1 3は、第 1 のインバ一夕 1 1 より出力されたノード Bのパルス信号と、コンパレータ 1 2より出力されたノード Dのパルス信号との論理積をとる。これにより、その出力ノード Eに現れる信号の波形は、図 3 ( e ) のようになる。

また、コンパレータ 1 2から出力されたノード Dのパルス信号は、第 2のインバー夕 1 4を通ることにより、その出力ノード Fの信号は図 3 ( f ) のようになる。そして、第 2の A N Dゲート 1 5は、このノード Fのパルス信号とノード Aのパルス信号との論理積をとる。これにより、その出カノ一ド Gに現れる信号の波形は、図 3 ( g ) のようになる。

このような一連の動作の中で得られたノード Eの波形を有するパルス信号がパワーアンプ 5 4の 2つの M O S トランジスタ Q l , Q 4に駆動制御信号として供給され、ノ一ド Gの波形を有するパルス信号がパワーアンプ 5 4の残りの M O S トランジスタ Q 2 , Q 3 に駆動制御信号として供給される。

このとき、図 3からも明らかなように、ノード Eの信号が " L " とされて M〇 S トランジスタ Q l , Q 4が O F Fとなってから、ノード Gの信号が " H " とされて M O S トランジスタ Q 2 , Q 3が O Nとなるまでの間には、何れの M O S トランジスタ Q 1〜Q 4も O Nとされないデッドタイム T d iが生じる。また、ノード Gが信号が " L " とされて M〇 S トランジスタ Q 2 , Q 3が〇 F Fとなってから、ノード Eの信号が ' ' H " とされて M O S トランジスタ Q l , Q 4が O Nとなるまでの間にも、何れの M O S トランジスタ Q 1〜Q 4も O Nとされないデッドタイム T d ₂が生じる。

これらのデッドタイム T d ^ T d ₂が M O S トランジスタ Q 1〜Q 4 のスイッチングにかかる時間よりも長ければ、ブリッジ回路で一対の M O S トランジスタ Q l， Q 4ともう一対の M O S トランジスタ Q 2 , Q 3 とを交互に切り替えて O Nとするときに、その切り替えタイミングで M〇 S トランジスタ Q l と Q 2、あるいは M O S トランジスタ Q 3 と Q 4が同時に O Nとなってしまうことがなくなり、貫通電流の発生を抑止することができる。

本実施形態では、検出したオフセット電圧に応じてコンパレータ 1 2 のしきい値を調整し、デッドタイム T d i , T d ₂が M O S トランジスタ Q 1〜 Q 4のスィツチング時間よりも長くなるようにパルス幅を制御しているので、貫通電流の発生を抑止することができる。実際、例えば M O S トランジスタ Q 1〜Q 4のスイッチング時間が 5 n s e c程度の場合、デッドタイム T d い T d ₂として 1 0 n s e c程度あれば貫通電流をなくすことができる。

また、今の例のように、ブリッジ回路のノード Hよりもノード I の方が電位が高くなるオフセット電圧が生じていた場合には、コンパレータ 1 2のしきい値が下げられる。これにより、図 3 ( e ) および（ g ) に示すように、一対の MO S トランジスタ Q l , Q 4を〇 Nにする駆動制御信号のパルス幅 W_Eが、もう一対の MO S トランジスタ Q 2 , Q 3 を O Nにする駆動制御信号のパルス幅 W _eよりも広くなる方向に調整される。これは、一対の MO S トランジスタ Q l , Q 4に印加する電圧（ノード Hの電圧）を、もう一対の MO S トランジスタ Q 2 , Q 3に印加する電圧（ノード I の電圧）よりも大きくする方向に調整することを意味する。したがって、これによつてノード H , I の間にもともと生じていたオフセット電圧が相殺によって有効にキャンセルされ、再生音声の歪みを防止することができる。

図 4は、本実施形態による 1 ビットアンプの他の構成例を示す図であり、図 2に示した構成要素と同一の機能を有する構成要素には同一の符号を付している。図 4に示す 1 ビットアンプは、パワーアンプ 5 4のォフセット電圧を検出してドライバ回路 3 にフィードバックをかける方法の他の例を示すものである。図 4に示すように、ここではオフセット電圧検出回路 1は設けず、その代わりに D Aコンバータ（D A C ) 3 1 を設ける。 D A C 3 1 は、マイク口コンピュータ（マイコン） 3 2から供給される所定の信号を入力してデジタルアナログ変換し、その出力信号をコンパレ一夕 1 2の負側の入力端子に供給する。マイコン 3 2は、 1 ビットアンプ全体を制御するためのコントローラである（図 2では単に図示しなかっただけ）。

この図 4に示す 1 ピットアンプでは、出荷前などにテストを行うことによってスピーカ 5 7の両端に生じるオフセット電圧を検出し、そのォフセット電圧に相当する信号をマイコン 3 2から D A C 3 1 に供給するようにパラメ一夕等をセットする。これにより、図 3 に'示したのと同様の状態を作り出し、オフセット電圧をキャンセルする。

パワーアンプ 5 4に生じるオフセット電圧は、プリッジ回路を構成する 4つの M〇 S トランジスタ Q 1 ~ Q 4の製造ばらつき等によって決まる値であり、ほぼ固定である。したがって、その固定のオフセット電圧を試験的に検出し、それを相殺するような信号をマイコン 3 2および D A C 3 1 を通じてコンパレータ 1 2の負側端子に入力することにより、図 2の場合と同様にオフセット電圧をキャンセルすることができるとともに、貫通電流の発生を抑止することができる。しかも、図 2の場合と比べて構成を簡素化することができる。

なお、上述のようにオフセット電圧はほぼ.固定であるが、温度などの外的要因によって M O S トランジスタ Q 1 〜 Q 4のオン抵抗が変動し、それによつてオフセット電圧も多少変動する。したがって、変動し得るオフセット電圧をリアルタイムにキャンセルするためには、図 2のようにフィードバックループを形成して常時オフセット電圧を検出することが好ましい。

また、図 2の例によれば、機器ごとに異なるオフセット電圧もオフセッ卜電圧検出回路 1が自動的に検出してくれるので、それぞれの機器ごとにオフセット電圧を検出する手間を省略することができるというメリットも有する。

なお、上記説明した実施形態は、本発明を実施するにあたっての具体化の一例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその精神、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。

以上詳しく説明したように、本発明によれば、増幅手段に生じるオフセット電圧に応じて当該増幅手段を駆動する駆動制御信号のパルス幅が補正されるので、オフセット電圧や貫通電流を有効にキャンセルすることができる。すなわち、増幅手段の一対のスイッチング素子をオフとしてからもう一対のスイッチング素子をオンとするまでの時間を少なくともスイッチング素子のスイッチングにかかる時間よりも長くなるように補正することにより、一対のスイッチング素子ともう一対のスィッチング素子とが同時にオンとなってしまう不都合を防止し、貫通電流を有効にキャンセルすることができる。また、一対のスイッチング素子をオンとするためのパルス幅を、もう一対のスィツチング素子をオンとするためのパルス幅よりも広くあるいは狭くなるように補正することにより、印加電圧の大きさを調整してオフセット電圧を有効にキャンセルすることができる。

これにより、貫通電流やオフセット電圧に伴う再生音声の音質劣化をなくし、より高品質な音声を再生することができる。産業上の利用可能性

本発明は、音声再生装置のブリッジ型パワーアンプを構成する各スィツチング素子の特性のばらつきによって生じるオフセット電圧や貫通電流を有効にキャンセルできるようにするのに有用である。

Claims

請求の範囲

1 . デジタルオーディオ信号に基づき生成されたパルス幅変調信号に従つてオーディオ信号の増幅を行い、更にフィルタリング処理を行うことによってアナログオーディオ信号を出力する音声再生装置であって、複数のスイッチング素子により構成され、上記オーディオ信号の増幅を行う増幅手段と、

上記パルス幅変調信号に基づいて駆動制御信号を生成し、上記駆動制御信号に従って上記スイッチング素子のオンオフを制御することにより上記増幅手段を駆動する駆動手段と、

上記増幅手段に生じるオフセット電圧に応じた信号を用いて、上記駆動制御信号のパルス幅を補正する補正手段とを備えたことを特徴とする音声再生装置。

2 . デジタルオーディオ信号に基づき生成されたパルス幅変調信号に従つてオーディオ信号の増幅を行い、更にフィルタリング処理を行うことによってアナログオーディオ信号を出力する音声再生装置であって、プリッジ型のスイッチング素子により構成され、上記オーディオ信号の増幅を行う増幅手段と、

上記パルス幅変調信号に基づいて駆動制御信号を生成し、上記駆動制御信号に従って上記スイッチング素子のオンノオフを制御することにより上記増幅手段を駆動する駆動手段と、

上記増幅手段に生じるオフセット電圧を検出するオフセット電圧検出手段と、

上記オフセット電圧検出手段により検出されたオフセット電圧に応じた信号を上記駆動手段にフィードバック入力し、上記フィードバック入力した信号を用いて上記駆動制御信号のパルス幅を補正する補正手段とを備えたことを特徴とする音声再生装置。

3 . 上記駆動手段は、上記パルス幅変調信号に基づいて、上記増幅手段の一対のスイッチング素子ともう一対のスイッチング素子とを交互にォンとするための駆動制御信号を生成する手段を備えており、

上記補正手段は、上記一対のスイッチング素子をオフとしてから上記もう一対のスィツチング素子をオンとするまでの時間が少なくとも上記スイッチング素子のスイッチングにかかる時間よりも長くなるように上記駆動制御信号のパルス幅を補正することを特徴とする請求の範囲第 1 項に記載の音声再生装置。

4 . 上記駆動手段は、上記パルス幅変調信号に基づいて、上記増幅手段の一対のスイッチング素子ともう一対のスイッチング素子とを交互にォンとするための駆動制御信号を生成する手段を備えており、

上記補正手段は、上記オフセット電圧に応じた信号に基づいて、上記 —対のスィツチング素子をオンとするためのパルス幅が、上記もう一対のスイッチング素子をオンとするためのパルス幅よりも広くあるいは狭くなるように上記駆動制御信号のパルス幅を補正することを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の音声再生装置。

5 . 上記補正手段は、上記オフセット電圧に応じた信号に基づいて、八ィまたはロウの論理の境界となるしきい値を可変とすることによって上記駆動制御信号のパルス幅を補正するようにしたことを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の音声再生装置。

6 . デジタルオーディオ信号に基づき生成されたパルス幅変調信号に従つてオーディオ信号の増幅を行い、更にフィルタリング処理を行うことによってアナログオーディオ信号を出力する音声再生装置であって、複数のスイッチング素子により構成され、上記オーディオ信号の増幅を行う増幅手段と、上記パルス幅変調信号に基づいて駆動制御信号を生成し、上記駆動制御信号に従って上記スイッチング素子のオン Zオフを制御することにより上記増幅手段を駆動する駆動手段と、

上記増幅手段に生じるオフセット電圧に応じた信号を用いて、上記駆動制御信号のパルス幅を補正する補正手段とを備え、

上記補正手段は、上記パルス幅変調信号のパルス波形のエッジを鈍らせる波形形成手段と、

上記波形形成手段によりエツジが鈍らされたパルス幅変調信号としきい値とを比較し、その比較結果に応じたパルス幅を有するパルス信号を出力するとともに、上記オフセット電圧に応じた信号を用いて上記しきい値を可変とする比較手段とを備えることを特徴とする音声再生装置。

7 . デジタルオーディオ信号に基づき生成されたパルス幅変調信号に従つてオーディオ信号の増幅を行い、更にフィルタリング処理を行うことによってアナログオーディオ信号を出力する音声再生装置であって、プリッジ型のスィツチング素子により構成され、上記オーディオ信号の増幅を行う増幅手段と、

上記パルス幅変調信号に基づいて駆動制御信号を生成し、上記駆動制御信号に従って上記スイッチング素子のオン Zオフを制御することにより上記増幅手段を駆動する駆動手段と、

上記増幅手段のオフセット電圧に応じた信号を生成する信号生成手段と、

上記信号生成手段により生成された上記オフセット電圧に応じた信号を用いて上記駆動制御信号のパルス幅を補正する補正手段とを備えたことを特徴とする音声再生装置。

8 . デジタルオーディオ信号に基づき生成されたパルス幅変調信号に従つてオーディオ信号の増幅を行い、更にフィルタリング処理を行うことによってアナログオーディオ信号を出力する音声再生方法であって、複数のスイッチング素子により構成される増幅手段のオフセット電圧に応じた信号を検出もしくは生成し、当該オフセット電圧に応じた信号を用いて、上記パルス幅変調信号に基づいて生成される上記増幅手段の駆動制御信号のパルス幅を補正するようにしたことを特徴とする音声再生方法。

9 . 上記パルス幅変調信号のパルス波形のエッジを鈍らせ、当該エッジが鈍らされたパルス幅変調信号としきい値とを比較し、その比較結果に応じたパルス幅を有するパルス信号を出力するとともに、上記オフセット電圧に応じた信号を用いて上記しきい値を可変とすることによって上記駆動制御信号のパルス幅を補正するようにしたことを特徴とする音声再生方法。