Frequenzumsetzeranlage
Die erfindungsgemässe Frequenzumsetzeranlage zeichnet sich aus durch einen ersten Phasenteiler, welcher aus einem Eingangssignal mindestens zwei Signale unterschiedlicher Phase erzeugt, und durch erste Aus wahlmittel, um periodisch und nacheinander die durch diesen Phasenteiler erzeugten Signale auszuwählen und diesen mit ersten Abtastmitteln zu verbinden, welche N Ausgangskanäle besitzen, wobei die genannten ersten Abtastmittel einen vollständigen Zyklus ausführen während jeder der Auswahiperioden der ersten Auswahlmittel, sowie durch zweite Abtastmittel mit N Eingangskanälen, welche ebenfalls zyklisch abgetastet werden, wobei die Ausgangssignalphasen der zweiten Abtastmittel über einen zweiten Phasenteiler und zweite Auswahlmittel,
welche periodisch nacheinander jede einem Abtastzyklus entsprechende Serie von Ausgangssignalphasen der zweiten Abtastmittel auswählen, mit den Ausgangsklemmen verbunden sind, wobei die genannten zweiten Abtastmittel einen vollständigen Zyklus vollführen während jeder Auswahlperiode der zweiten Aus wahimittel.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nun anhand der Zeichnung näher erläutert. In der Zeichnung zeigen: die Fig. la und Ib Blockschaltbilder einer praktischen Schaltung für einen Mehrphasenmodulator und eine Transformatoranordnung mit Mittelanzapfung; die Fig. 2 die resultierenden Schaltwellenformen für die N Pfade am Ausgang des in Fig. la gezeigten Modulators; die Fig. 3 ein Blockschaltbild einer praktischen Schaltung eines mehrphasigen Einseitenband-Phasenschubgenerators; die Fig. 4 ein Blockschaltbild eines bekannten Aufbaus mit N Pfaden einer Frequenzumsetzeranlage; die Fig. 5 den n-ten Pfad der Frequenzumsetzeranlage nach Fig. 4; die Fig. 6 die Vervielfacherfunktion für jede der Eingangsmodulator-Einheiten 11, welche einen Teil der Frequenzumsetzeranlage nach Fig. 4 bilden;
die Fig. 7a und 7b die Vervielfacherfunktion für den ersten und den zweiten Pfad einer Frequenzumsetzeranlage mit zwei Pfaden; die Fig. 8 ein Blockschaltbild einer praktischen Schaltung für den N-Pfad-Aufbau der Frequenzum..
setzeranlage nach Fig. 4, um die in Fig. 6 gezeigten Schaltfunktionen zu realisieren; die Fig. 9 eine Phasenumkehrstufe und einen Zweistellungsschalter, welcher anstelle des Differenzverstärkers im Ausgang der Frequenzumsetzeranlage von Fig. 8 verwendet werden kann; die Fig. 10 das Blockschaltbild einer praktischen Schaltung für den N-Pfad-Aufbau der Frequenzumsetzeranlage nach Fig. 8 für den Fall, dass N = 2 ist; die Fig. 11 die Wellenform der Schaltfunktionen der Schalter, welche einen Teil der praktischen Schaltung nach Fig. 10 darstellen;
Fig. 12 das Blockschaltbild einer praktischen Schaltung eines Zweipfad-Frequenzumsetzers, wenn eine Schaltfunktion verwendet wird, bei der die Komponente der dritten Harmonischen eliminiert ist;
die Fig. 13a und 13b die Wellenformen für jeden der zwei Pfade in der Anlage nach Fig. 12, und Wellenformen, die den Betrieb der Schalter für diese Anlage illustrieren; und die Fig. 14 die mehrphasigen Wellenformen für eine N-Pfad-Frequenzumsetzeranlage, bei der die (2N-1)-te harmonische Komponente eliminiert ist.
In Fig. la ist ein Mehrphasen-Modulator gezeigt, der eine Phasenumkehrstufe 5, einen Zweistellungsschalter SW1 und einen rotierenden Abtastschalter SW2 aufweist.
Die zwei Ausgänge des Verstärkers 5 sind mit den Kontaktstellungen 1 und 2 des Schalters SW1 verbunden, wobei der bewegliche Kontakt des Schalters SW1 mit dem beweglichen Kontakt 6 des Abtastdrehschalters SW2 verbunden ist.
Wenn der Schalter SW1 in Stellung 1 ist, macht der rotierende Abtastschalter SW2 einen kompletten Umgang, der Schalter SW1 schaltet dann in die Stellung 2, und der Schalter SW2 macht einen weitern kompletten Umgang.
Der Schalter SW1 wird dann zurück in die Position 1 gebracht, und der Zyklus wird wiederholt. Es wird angenommen, dass die Schalter praktisch momentan von Kontakt zu Kontakt springen.
Die Phasenumkehrstufe 5 könnte entweder durch einen Transformator T1, wie dies in Fig. lb gezeigt ist, oder durch einen Differentialverstärker ersetzt werden.
Die Fig. 2 zeigt die resultierenden Schaltkurvenformen für die N Phasen am Ausgang des in Fig. la gezeigten Schalters SW2. Der Schalter SW2 macht in einer Zeit T/2 einen kompletten Umgang, und zwei komplette Umgänge für eine volle Periode T. Für den n-ten Pfad ist die Schaltfunktion fn(t) definiert durch die Fourier Reihe:
EMI2.1
wobei < > 2#f = 2rrf T
EMI2.2
In Fig. 3 ist ein Mehrphaseneinseitenband-Phasenschubgenerator gezeigt, welcher eine Phasenumkehrstufe 7, einen Schalter SW3 und einen Abtastdrehschalter SWss aufweist, dessen Schaltpositionen je über ein Phasenschieber-Netzwerk mit einer NF-Eingangsklemme verbunden sind.
Die zwei Ausgänge des Verstärkers 7 sind mit den Schaltstellungen 8 und 9 des Schalters SW3 verbunden, wobei der bewegliche Kontakt des Schalters SW3 mit der Ausgangsklemme verbunden ist.
Der Eingang zum Verstärker 7 ist mit dem beweglichen Schaltarm 10 des Abtastdrehschalters verbunden, und es wird angenommen, dass, wie schon früher erwähnt, die Schalter praktisch augenblicklich von Kontakt zu Kontakt springen.
Die Schalter SW3 und SW4 arbeiten in der genau gleichen Art wie die in Fig. 1(A) gezeigten Schalter SW1 und SW2. Diese Schaltungsanordnung zeigt eine zum Mehrphasenmodulator nach Fig. 1(A) analoge Modulator-Schaltung und hat eine Ausgangsspannung Vo, welche in der folgenden Form geschrieben werden kann:
EMI2.3
Durch Laplace-Transformation erhält man:
EMI2.4
wobei Vjn(p) die Eingangsspannung Vin in Funktion von p ist, wobei p der Laplace-Operator und gleich jw ist, wobei weiter P1 = 2afl = T und N gleich der Anzahl der Phasen ist. Vo kann nun geschrieben werden als
EMI2.5
wobei L - 1 = m N und m eine ganze Zahl ist.
Durch Einsetzen der symmetrischen Schaltfunktion erhält man:
EMI2.6
Die Gleichung (5) stellt ein Einseitenband-Ausgangssignal rund um eine Modulator-Trägerfrequenz fl dar, wobei die Trägerfrequenz unterdrückt ist, dessen nächster unerwünschter Teil im Frequenzspektrum bei (N-1) fl ist, was bewirkt wird durch die (N-1)-te Harmonische in der Schaltkurvenform des Modulators. Wenn N ungerade ist, dann ist N-1 und Nfl gerade, und da die Schaltfunktion keine geraden harmonischen Komponenten enthält, so ist der nächste unerwünschte Ausdruck im Frequenzspektrum bei (2N-1) ft, weil die (2N-1)-te Harmonische in der Schaltkurvenform des Modulators vorhanden ist.
Die Drehrichtung des Abtastdrehschalters SW4 bestimmt, ob das erzeugte Einseitenbandsignal in Regellage oder in Kehrlage vorhanden ist. Die symmetrische Mehrphasen-Modulatorschaltung kann mit Vorteil in N-Pfad-Zeitbereich-Modulatoren eingesetzt werden. Bei der Verwendung von komplexen Schaltfunktionen, anstelle von Zweipegel-Schaltfunktionen für jeden der Modulatoren, kann die Anzahl der nötigen Pfade auf die Hälfte reduziert werden.
Fig. 4 zeigt das Blockschaltbild des N-Pfad-Aufbaues eines bekannten Frequenzumsetzers und ist eingefügt, um die Vorteile der Verwendung von N-Pfad-Filtern zu illustrieren. Dieser Frequenzumsetzer weist für jeden Pfad eine Modulatoreinheit 11 bei einer Frequenz fj auf, welche die Bandmittenfrequenz des Eingangsbandes ist, d. h. es wird z. B. ein Telephoniekanal mit einer Bandbreite von W4 kHz einem Träger von 2 kHz aufmoduliert. Der Frequenzumsetzer weist ferner ein Tief- passfilter 12 auf, dessen Bandbreite die Hälfte der Bandbreite ist, die die Anlage verarbeiten soll.
Wenn angenommen wird, dass die Bandbreite des Eingangssignales 0-4 kHz und die Modulationsfrequenz 2 kHz ist, dann sind die Seitenbandfrequenzen gegeben durch 2 + (ort4) kHz = 2 bis 6 kHz für ein Seitenband und 2 (0 . 4) kHz= +2 bis¯2 kHz für das andere Seitenband. Dieses andere Seitenband besteht jedoch tatsächlich aus zwei Bändern von +2 bis 0 kHz und von 0 bis ¯2 kHz. Die totale Bandbreite ist 2 kHz. Das Filter 12 muss nur das zweite Seitenband verarbeiten und hat aus diesem Grunde die halbe Bandbreite des Eingangsbandes. Der Frequenzumsetzer weist schliesslich eine zweite Modulatoreinheit 13 bei einer Frequenz f auf, welche die Bandmittenfrequenz der Frequenzen des Ausgangsbandes ist.
In diesem bekannten Frequenzumsetzer sind die Modulatoreinheiten 11 und 13 unsymmetrisch, während in der vorliegenden Frequenzumsetzeranlage symmetrische Modulatoren verwendet werden.
Dieser Umsetzer ist so ausgelegt, dass er ein Frequenzband aus einem gegebenen Spektrum auswählt, und dieses entweder in der Regellage oder in der Kehrlage in ein neues Frequenzband umsetzt, d. h. in das Ausgangsfrequenzband, wie es erhalten wird von der Summierungseinheit 14.
Wenn nun nur ein Pfad aus dem Umsetzer mit N Pfaden betrachtet wird, dann ist ersichtlich, dass dessen Eingangssignal durch die Eingangsmodulatoreinheit 11 abgetastet wird und durch diese durchgeht.
In der Modulatoreinheit 11 erfolgt eine Modulation mit einem Rechtecksignal, so dass eine grosse Anzahl von Frequenzkomponenten am Ausgangskreis der Eingangsmodulatoreinheit 11 erscheint, wobei jedoch die einzige Frequenz von Interesse die Differenzfrequenz zwischen der Eingangsfrequenz und der Modulatorfrequenz ft ist. Daher wird das Ausgangssignal vom Tiefpassfilter 12 ein Signal sein, welches durch die Aus gaugsmodulatoreinheit 13 demoduliert wird, bevor es zur Summierungseinheit 14 durchgeht, in welcher die von den N Pfaden kommenden Signale linear addiert werden.
Alle diese N-Pfade sind physikalisch identisch, und die Modulatorfrequenzen f1 und f2 haben genau die gleiche Kurvenform. Die einzige Differenz zwischen den einzelnen Pfaden besteht darin, dass die Modulatorfrequenzen f, und f2 je in der Zeit verzögert sind, d, h. jede Modulatorfrequenz fl und f2 ist gegenüber dem vorhergehen
T den Pfad um N verzögert, wobei N die gesamte Anzahl der Pfade und T die Periodendauer einer Schwingung ist.
Die Fig. 5 zeigt ein Blockschaltbild des n-ten Pfades der Anlage von Fig. 4, wobei das Eingangssignal zur Modulatoreinheit 11 als eine Spannung Vt und das Ausgangssignal als V2 dargestellt ist, welches auch das Eingangssignal zur Tiefpasstiltereinheit 12 ist. Das Ausgangssignal vom Tiefpassfilter 12, welches das Eingangssignal zur Modulatoreinheit 13 ist, ist als Spannung V3 dargestellt, und das Ausgangssignal von der Modulatoreinheit 13 (Eingangssignal für die Summierungseinheit 14) ist durch die Spannung V4 dargestellt.
Der Ausgang der Anlage wird durch V0 dargestellt.
Die Übertragungsfunktion jeder dieser Einheiten kann als Funktion der Zeit (t) in Ausdrücken der Eingangs- und Ausgangsspannungen wie folgt dargestellt werden:
V2(t) = Vl(t) r(t) (6) V8(t) = h(t) V2(t) (7)
V4(t) = V3(t) q(t) (8) wobei r(t) die Übertragungsfunktion der Modulatoreinheit 11 ist, h(t) die Übertragungsfunktion des Tiefpassfilters 12 ist, und q(t) die Übertragungsfunktion der Modulatoreinheit 13 ist.
Die Modulations- oder Schalt-Funktionen werden definiert durch die Fourier-Reihen
EMI3.1
wobei RL der Fourier-Koeffizient des Buten Ausdruckes in der
Reihenentwicklung der Eingangsmodulator-Schalt funktion ist, wobei weiter #1 = 2# f1 d.h. die Winkeldrehgeschwindigkeit des
Eingangsmodulators ist, # = 2 # f2 d.h. die Winkeldrehgeschwindigkeit des Ausgangsmodulators ist, und wobei weiter Qk der Fourier-Koeffizient des L-ten Ausdruckes in der
Reihenentwicklung der Ausgangsmo dulator-Schalt- funktion ist, und wobei T1 die Periode der Schaltfunktion des Eingangsmodu lators und T2 die Periode der Schaltfunktion des Ausgangsmodu lators ist.
Aus den Gleichungen (6) bis (9) ergibt sich:
EMI4.1
Durch Laplace-Transformation erhält man:
EMI4.2
wobei p = die komplexe Variable j# und P1 = die komplexe Variable jcot ist, weiter ist
EMI4.3
wobei H(p) die Laplace-Transformation der Übertra- gungsfunktion h(p) der Tiefpassfiltereinheit ist. Weiter ist
EMI4.4
wobei p2 = die komplexe Variable j#2 ist. Endlich ist
EMI4.5
Wir betrachten nun den allgemeinen Ausdn:ck im unendlichen Ausgangsspektrum von VO(p), d. h.
EMI4.6
Wir betrachten den Fall, in dem die Schaltfunktion im n-ten Pfad gegenüber der Schaltfunktion im (n-l)ten
T Pfad um eine Zeit N verzögert ist, und alles andere gleich bleibt. Dann ist:
RLn = (RLn-t) (e-j2#L/xN) (21) = RL1 e-j2#L(n-1)/xN (22) ähnlich Qlçn = QKt e-j2#X(n-1)ixN (23) Nun sind L, K, n und N ganze Zahlen, und wenn wir noch annehmen, dass x ebenfalls eine ganze Zahl ist, dann ist
EMI4.7
wenn K+L=mN (25) ist, dann ist
EMI4.8
wenn m eine ganze Zahl ist, ist e-j2#m(n-1) = 1 (27) und
EMI4.9
anderseits ist
EMI5.1
EMI5.2
Wenn mN = eine ganze Zahl ist, dann ist Gleichung < 30) = 0, vorausgesetzt,
dass m ungleich einer ganzen Zahl ist, andernfalls ergibt Gleichung (30)= + RL1 QLl.
In n-Pfad-Zeitbereich#Modulatoranlagen, welche Zweipegel-Schaltfunktionen für jeden der Modulatoren verwenden, ist x auf 1 beschränkt, und daher muss m eine ganze Zahl sein, d. h. in diesem Fall ergibt sich
K+L = mN (31) was die einzig mögliche Lösung darstellt, bei welcher für Gleichung (26) die Summe nicht 0 ist, da mN in diesem Fall eine ganze Zahl ist.
In der vorliegenden Anordnung muss m x N eine ganze Zahl sein, und wenn die Bedingungen mN = eine ganze Zahl (32) und mxN = eine ganze Zahl (33) gleichzeitig erfüllt werden können, dann ist Gleichung (28) die einzig mögliche Lösung.
Ein Spezialfall besteht dann, wenn die Schaltfunktion r(t) und q(t) symmetrische Funktionen sind, derart, dass sie nur ungerade harmonische Komponenten enthalten. In diesem Falle muss nur der Fall, bei dem sowohl L als auch K ungerade sind, betrachtet werden, dann ist
K + L = eine gradzahlige ganze Zahl (34) und 1/2 (K + L) = eine ganze Zahl (35) wenn x = 2, dann ist K+L = 2mN (36) und
1/2 (K + L) = mN (37) und da 1/2 (K + L) = eine ganze Zahl, so ist mN = eine ganze Zahl (38) so dass die durch die Gleichung (32) dargestellte Bedingung erfüllt ist, und K + L = 2mN ist die einzige Lösung, für welche die Summengleichung (24) nicht Null ist.
Da mN eine ganze Zahl ist, folgt aus Gleichung (30), dass die Summe Null ist, es sei denn, m sei eine ganze Zahl.
Daher ist K + L = 2mN die einzig mögliche Lösung, und dies entspricht der Analyse für Systeme mit Zweipegel-Schaltfunktionen, ausser dass dort die doppelte Anzahl von Pfaden vorhanden ist.
Als Beispiel soll die Vervielfacher-Funktion, welche in Fig. 6 gezeigt ist, betrachtet werden. Hier ist
EMI5.3
und wenn
EMI5.4
ist der Ausgang der Anlage:
EMI5.5
wobei K + L = 2mN und m eine ganze Zahl ist.
Die Tiefpassfilter würden normalerweise so ausgelegt, dass sie Signale der Frequenz f,-f durchlassen, und Signale der Frequenz f+f sperren. Diese Signale entsprechen den Vervielfacher-Produkten L= +1 und L = -1. In Wirklichkeit werden nur Signale, welche L = +1 entsprechen, durch die Anlage übertragen, da ein Bandbegrenzungs-Tiefpassfilter dies bewirkt.
Daher ist K = 2mN - 1 (42) wobei m jeden ganzzahligen Wert zwischen - oo und + oo annehmen kann. Wenn wir zuerst den Fall m = 0 betrachten, ergibt dies K = - 1, was einem Ausgangssignal --f,+f entspricht, welches das verlangte Seitenbandsignal ist. Ausser diesem wird natürlich eine grosse Anzahl von andern Ausgangssignalen vorhanden sein, welche den andern möglichen Werten für m entsprechen. Das Signal, das in der Frequenz am nächsten beim verlangten Ausgangssignal ist, ist jenes, das m +1 entspricht, was bewirkt, dass K = 2N-1 ist, und dass die Frequenz (2N-1) f2+f1-f ist.
Ein Bandbegrenzungs-Tiefpassfilter ist am Ausgang nötig, um alle Signale oberhalb (2N-1) ¯2+fl¯fmax abzuschneiden, wo bei fn x die maximale Frequenz des Eingangssignales ist.
Diese ist normalerweise kleiner als 2f1. Dann wird das Ausgangssignal
EMI6.1
Die untere Grenze für die Anzahl der Pfade ist bestimmt durch die nächste Frequenz im Ausgangssignal (2N¯l) f2+ft#f,,##, welche ausgefiltert werden muss.
Wenn N-1 ist, dann fällt diese Frequenz direkt in das verlangte Ausgangsband und kann daher nicht entfernt werden. Es sind daher mindestens zwei Pfade notwendig.
Bei Anlagen mit zwei Pfaden werden die Kurvenformen, welche in den Fig. 7a und 7b gezeigt werden, welche den Kurvenformen von Fig. 6 für N = 2 entsprechen, entsprechend für die beiden Pfade verwendet, wobei aber irgend zwei Kurvenformen mit keinen gradzahligen Harmonischen und mit den Orundfrequenzen im Quadrat verwendet werden könnten.
In Fig. 8 ist ein Blockschaltbild einer praktischen Schaltung für die in Fig. 6 gezeigten Schaltfunktionen für einen N-Pfad-Aufbau eines Frequenzumsetzers gezeigt, wobei die beiden Modulatoren in jedem Pfad durch rotierende Abtastschalter SW5 und SW6 ersetzt sind.
Zwischen dem Eingangsdrehabtastschalter SW5 und der Eingangsklemme ist ein Phasenteilerverstärker A1 angeordnet. Die beiden Ausgänge vom Verstärker Al sind mit den Kontaktstellungen 1 und 2 eines Zweistellungs-Schalters SW8 verbunden, welcher zwischen den Verstärker A1 und den Abtastdrehschalter SW5 gesetzt ist.
Der bewegliche Kontakt des Schalters SW8 ist mit dem beweglichen Kontakt des Schalters SW5 verbunden.
Zwischen den Ausgang des Abtastdrehschalters SW6 und die Ausgangsklemme ist ein Differenzverstärker A2 und ein Zweistellungsschalter SW9 eingefügt.
Der bewegliche Kontakt des Schalters SW6 ist mit dem beweglichen Kontakt des Schalters SW9 verbunden, während die Kontaktstellungen 1 und 2 des Schalters SW9 mit zwei Eingangsklemmen des Verstärkers A2 verbunden sind.
Jeder der beiden, oder beide der Verstärker A1 und A2 können durch Transformatoren mit Mittelanzapfung ersetzt werden.
Der Schalter SW8 verbindet abwechselnd den beweglichen Kontakt des Schalters SW5 mit den Eingangsspannungen +Vt und -V1, wobei bei jedem Kontakt für eine Periode T1/2 verweilt wird, wobei T1 = 1/f1 ist.
Während der Schalter SW8 auf einem Kontakt verbleibt, macht der Schalter SWS genau einen ganzen Umgang, und dann wechselt der Schalter SW8 genau in dem Zeitpunkt, in welchem der Schalter SW5 den N-ten Kontakt verlässt, und mit dem ersten Kontakt in Berührung kommt. Wie bereits erwähnt, wird dabei angenommen, dass die Schalter momentan von Kontakt zu Kontakt springen. Die Schalter SW6 und SW9 arbeiten in der genau gleichen Art wie die Schalter SW5 bzw. SW8, ausser dass die Drehgeschwindigkeit anders ist.
Der Verstärker A2 kann durch einen Phasenteilerverstärker A3, gefolgt von einem Schalter SW10, ersetzt werden, wie dies in Fig. 9 gezeigt ist.
Der Spezialfall für N = 2 ist in Fig. 10 gezeigt, die Abtastdrehschalter sind dabei durch Zwei-Stellungsschalter ersetzt.
Die Kurvenformen, die den Betrieb der Schalter SW5, SW6, SW8 und SW9 darstellen, sind aus Fig. 11 ersichtlich.
Durch Elimination der dritten Harmonischen in der Schaltkurvenform kann die Zwei-Pfadschaltung in das Äquivalent eines Sechspfad-Modulators übergeführt werden, welcher nur eine Zwei-Pfadschaltfunktion verwendet.
Ein Blockschaltbild einer praktischen Schaltung zur Realisation einer andern Zweipfadanlage ist in Fig. 12 gezeigt, für den Fall, dass die dritte Harmonische in der Schaltfunktion eliminiert würde.
Eine geeignete Kurvenform, bei welcher die dritte Harmonische für jeden der zwei Pfade in der Anlage eliminiert ist, ist in Fig. 13a gezeigt, währenddem die Kurvenformen zur Illustration des Betriebes der Schalter für diese Anlage in Fig. 13b gezeigt sind.
Wenn die (2N-1)-te Harmonische aus den mehrphasigen Schaltkurvenformen eliminiert wird, ergibt dies eine sehr nützliche Verbesserung, falls sie in einem Zeitbereichs-Modulator und/oder Phasenschub-Modulator verwendet werden. In beiden Fällen ist die (2N-1)-te Harmonische der erste Ausdruck in der Reihe der Harmonischen, welcher nicht schon von selbst unterdrückt ist. Der nächste nach diesem ist die (2N+ 1)te Harmonische.
Die (2N-1)-te Harmonische kann eliminiert werden, durch Einfügen eines Schalters SW12, zwischen die Schalter SW1 und SW2 oder vor dem Phasenteilverstärker 5, in die in Fig. 1 gezeigte Schaltung.
Die benötigten Mehrphasen-Kurvenformen sind in Fig. 14 gezeigt, zusammen mit den für den Betrieb des zusätzlichen Schalters SW12 nötigen Kurvenformen.
Diese Kurvenformen sind genau die gleichen wie jene gemäss Fig. 2, ausser dass der zusätzliche Schalter SW12 ein Teil aus dem Zentrum jedes positiven und negativen Impulses ausscheidet, wodurch die (2N-1)-te Harmonische eliminiert wird.
Eine Anwendung dieser Anordnung ist in den Fig. 12 und 13 gezeigt, in diesem Falle ist der Schalter SW11 der zusätzliche Schalter.
Aus dem Gesagten ist ersichtlich, dass bei der vorliegenden Frequenzumsetzeranlage im Gegensatz zu konventionellen Frequenzumsetzern, bei welchen teure HF Bandpassfilter verwendet werden und die Ausgangsfrequenz festgelegt ist durch die Bandpassfilter, die Auswahl durch billige, sehr viel weniger kritische Tiefpassfilter durchgeführt wird, wobei die Ausgangsfrequenz verändert werden kann durch einfaches Verändern der Trägerfrequenz des Ausgangsmodulators. Bei einer grossen Anzahl von Kanälen in einer Umsetzerausrüstung sind alle Kanäle identisch und einzig die Trägerfrequenzen der Ausgangsmodulatoren sind unterschiedlich.