Schaltungsanordnung mit einem Messignal-Umsetzer und mit Mitteln zur Korrektur des Messignals für ein Analyse-Messgerät
Diese Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung mit einem Messignal-Umsetzer und mit Mitteln zur Korrektur des Messignais für ein Analyse Messgerät, das eine Messpannung mit von einer Basisspannung ausgehenden, den Analysewerten entsprechenden Spannungsschwankungen mit zeitlich veränderlichem Momentanwert erzeugt, wobei der Umsetzer das Messignal in ein Signal mit einer dem Momentanwert des Messignais proportionalen Pulsfolgefrequenz umsetzt und mit einem Drift-Kompensator verbunden ist, dessen Ausgangssignal dem Eingang des Umsetzers zur Kompensation einer Drift der Basisspannung des Messignais zugeführt ist,
und wobei ein Detektor zum Feststellen einer einem Analysenwert entsprechenden Messpannungsänderung und zum Sperren des Drift Kompensators vorgesehen ist.
Die bei einer Analyse gewonnenen Messignale von den verschiedensten Messfühlern, Spannungsquellen oder anderen Wandlern können Spannungsschwankungen um eine Messbasisspannung herum, die näherungsweise der Spannung null entspricht, sein. Solche Signale sind jedoch normalerweise unipolar, wobei ihre Messbasisspannung im Millivolt- oder Mikrovoltbereich liegt. Spannungsschwankungen der Messbasisspannung selbst können zu erheblichen Spannungswerten führen, die um ein Vielfaches über dem typischen Messbasiswert liegen.
Aus vielen Gründen - einer davon wird unten als Beispiel angegeben - ist es manchmal zweckmässig oder sogar notwendig, in bestimmten Fällen die Messbasisspannung zu ändern. Beispielsweise ist es manchmal erforderlich, die Basisspannung driftfrei zu halten, so dass der tatsächliche Beginn eines Messignais leichter festgestellt werden kann. Ferner ist es manchmal nützlich, den Basiswert infolge einer Änderung des Ruhewertes eines Signals zu ändern. Chromatographen werden beispielsweise dazu benutzt, die Zusammensetzung von Proben chemisch zu analysieren. Sie liefern Messignale, welche die Anwesenheit und Konzentration chemischer Komponenten angeben.
Ohne näher auf die Chromatographen einzugehen, mag es genügen, darauf hinzuweisen, dass mit geeigneten Verfahren eine schnellere Analyse möglich ist, wobei sich eine grössere Basisspannung ergibt. Eine auf diese Weise beschleunigte Analyse kommt mit einer geringeren Untersuchungszeit aus, weil die Komponenten mit höherem Molekulargewicht in der Probe beweglicher gemacht werden. Deshalb steigt auch der Pegel des Basissignals zwischen den einzelnen Messignalspannungen an.
Ein weiteres Problem in der Chromatographie und auch bei anderen in der Physik vorkommenden Analysen, für welche die vorliegende Erfindung besonders gedacht ist, ergibt sich aus der Schwierigkeit, dass kleine Impulse durch grössere benachbarte Impulse überdeckt oder verwischt werden. In der Chromatographie und einer entsprechenden Analyse können die von der Analysiereinrichtung gelieferten Daten eine sehr grosse Messignalspannung enthalten, welche auf eine in starker Konzentration in der Probe vorhandene Komponente hinweist. Aufgrund der relativen Grösse einer solchen grossen Messignalspannung werden benachbarte kleine Spannungen durch das Impulsende oder ganze Teile der grossen Messignalspannung überdeckt und gehen manchmal dabei verloren.
Es ist einzusehen, dass die Anwesenheit eines Lösungsmittels in einer Probe, die nur spurenhaft vorhandenen, aber wichtigen Komponenten bei der chemischen Analyse überdecken kann. Aus den erwähnten Beispielen und anderen Beispielen geht klar hervor, dass die angeschnittenen Probleme von grosser Bedeutung sind.
Um die angeführten Nachteile zu vermeiden, ist der Messignal-Umsetzer erfindungsgemäss dadurch gekennzeichnet, dass der Drift-Kompensator einen steuerbaren Signalgenerator zur Erzeugung eines Korrektursignals, einen an den Signalgenerator angeschlossenen Speicherkondensator für das Korrektursignal, einen an den Speicherkondensator angeschlossenen Impedanzumformer zur Übertragung des gespeicherten Korrektursignals an den Eingang des Umsetzers, sowie ein zur Sperrung des Drift-Kompensators die Verbin dung des Speicherkondensators mit dem Signalgenerator unterbrechendes, vom Ausgangssignal des Mes spannungsdetektors betätigbares Relais enthält.
Die folgende Beschreibung und die Zeichnungen dienen zur Erläuterung von Ausführungsbeispielen die ser Erfindung. In den Zeichnungen zeigen:
Fig. 1 ein schematisches Blockschaltbild der vorlie genden Erfindung, welche für eine kompensierte Basis spannung im Signal einer Signalquelle sorgt;
Fig. 2A, Fig. 2B und Fig. 2C detaillierte, schemati sche Schaltbilder einzelner Schaltungsteile;
Fig. 3 ein schematisches Schaltbild für eine Ein richtung zum gesteuerten Ändern der Basisspannung;
Fig. 4 eine graphische Darstellung von überdeckten kleinen Messpannungen im auslaufenden Teil einer grösseren Messpannung;
Fig. 5 eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, mit der kleine Impulse der in Fig. 4 dargestellten Art besser gefunden werden können;
Fig. 6 eine weitere Ausführungsform der in Fig. 5 gezeigten Schaltungsanordnung;
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Fig. 7 ein schematisches Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Eine in Fig. 1 dargestellte Signalquelle 10 liefert Eingangssignale an eine Vorrichtung 12. Die Vorrichtung 12 enthält Einrichtungen 14, mit deren Hilfe eine analytische Spannungsschwankung in dem von der Quelle 10 gelieferten Signal festgestellt und angezeigt werden kann. Ausserdem ist eine Drift-Korrektur Schaltung 15 vorgesehen, welche mit dem Eingangssignal zusammenarbeitet, die Drift der Messbasisspannung ausregelt und noch andere Funktionen ausübt, die unten näher erläutert werden. Die Einrichtung 14 steuert die Drift-I,orrektur-Schaltung 15, so dass die von der Signalquelle 10 gelieferten analytischen Span nungsschwankungen im Signal nicht durch die Korrekturschaltung gelöscht werden können. Der Drift-Effekt wird aber egalisiert und eine regulierte Basisspannung geliefert. Diese Funktionen werden unten noch näher erläutert.
Es soll nun die vorliegende Schaltung im einzelnen betrachtet werden. Das Signal der Signalquelle 10 wird in einem Gleichstromverstärker 16 verstärkt, der Eingangssignale für zwei Schaltungsteile der in Fig. 1 dargestellten Schaltung liefert. Ein Signal des Verstärkers 16 fliesst zu einem Spannungsfrequenz-Umsetzer 18, der ein pulsförmiges Ausgangssignal liefert, dessen Pulsfolgefrequenz proportional zur Amplitude der Eingangsspannung ist. Ein bevorzugter Umsetzer 18 wird von der Vidar Corporation unter der Modellbezeichnung 21 1-B hergestellt. Der Umsetzer enthält einen Kondensator, der durch das Eingangssignal aufgeladen wird. Wenn die Spannung am Kondensator einen bestimmten Pegel erreicht, so wird ein Ausgangsimpuls erzeugt und der Kondensator entladen. Diese Impulse sind die Ausgangsimpulse des Umsetzers 18.
Sie dienen auch zum Entladen des Kondensators um einen bestimmten Wert. Die Drift-Korrektur-Schaltung 15 liefert einen Eingangsstrom für den Kondensator des Umsetzers 18 und bewirkt eine Driftkorrektur.
Im Ausgangssignal des Verstärkers 16 können analytische Spannungsschwankungen enthalten sein, die durch die Einrichtung 14 festgestellt werden. Das Ausgangssignal des Verstärkers 16 gelangt zu einem Gleichstromverstärker 19, der es dann zu einer Differenzierschaltung 20 leitet. Die Differenzierschaltung 20 besteht aus einem Kondensator 20a und einem mit Erde verbundenen Widerstand 20b.
Die Spannung am Widerstand 20b stellt das Differential des von der Quelle 10 gelieferten Signals dar.
Es kann angenommen werden, dass ein Anstieg des Signals (positive Steigerung) durch eine positive Spannung im Differenzierglied und ein Abfall des Signals (negative Steigerung) durch eine negative Spannung wiedergegeben wird. Weist das Eingangssignal keinen Anstieg oder Abfall auf, sondern ist der Pegel konstant, so liefert das Differenzierglied keine Ausgangsspannung. Das Differenzierglied wird durch einen Ausgangs- oder Nachverstärker 21 (der Ausgangsverstärker 21 invertiert das Signal), der normalerweise zur Vermeidung einer Belastung eine hohe Eingangsimpedanz aufweist, nur ganz leicht belastet. Es ist jedoch einzusehen, dass die Ansprechgeschwindigkeit durch Parallelschalten einer dynamischen Last 22 geändert werden kann. Die zum Verstärker 21 parallel geschaltete Last dient zum Verbessern der Ansprechgeschwindigkeit der Differenzierschaltung.
Ist der Anstieg oder Abfall des Eingangssignals sehr gross, so schwankt der Pegel des Ausgangssignals des Differnziergliedes sehr stark, wobei dann der Strom durch die niederohmige dynamische Last 22 fliessen kann. In der bevorzugten Ausführungsform dieser Schaltung besteht die dynamische Last aus zwei parallel und gegeneinander geschalteten Dioden, wobei in jeder Richtung eine Gegenspannung von etwa 0,5 Volt zu überwinden ist, bevor Leitung in der Durchlassrichtung auftritt. Durch diese Einrichtung wird die Ansprechgeschwindigkeit der Differenzierschaltung verbessert, obgleich bei sehr kleinen Spannungsschwankungen - wegen kleiner Steigerungs änderungen im Signal - die Differenzierschaltung nicht belastet wird.
Es sei darauf hingewiesen, dass das Ausgangssignal des Verstärkers 21 normalerweise einen konstanten Ruhe-Spannungspegel aufweist, solange das Eingangssignal keinen Anstieg oder Abfall aufweist. Der Ruhepegel nimmt zu, wenn ein Abfall auftritt, und er nimmt ab, wenn ein Anstieg vorliegt. Die Schaltung 14 enthält zwei Schmitt-Trigger 24 und 25. Der Schmitt Trigger 24 wird bei einem Anstieg getriggert und ist so konstruiert, geschaltet und mit Schaltungselementen versehen, dass er Abweichungen vom Ruhewert des Ausgangssignals des Verstärkers 21 in Abhängigkeit von einem Anstieg feststellen kann. Andererseits wird der Schmitt-Trigger 25 aufgrund seines Aufbaues nur getriggert, wenn die Ausgangsspannung des Verstärkers 21 einen bestimmten Pegel - bezogen auf den Ruhespannungspegel - überschreitet.
Es sei darauf hingewiesen, dass zwischen den Triggerpunkten der Schmitt Trigger 24 und 25 eine bestimmte Hysterese besteht.
Der Hysteresebereich umfasst ein bestimmtes Mass an Steigungsänderung, welches vernachlässigbar und als ein Teil der Messbasisdrift anzusehen ist und im allgemeinen nicht charakteristisch für eine analytische Spannungsschwankung ist.
Die Ausgangssignale der Schmitt-Trigger 24 und 25 haben jeweils die Form von zwei binären Spannungspegeln. Die binären Signale fliessen zu einer Impuls-Erkennungsschaltung 26. Fig. 5 zeigt die Schaltung 26 detaillierter. Für den hier verfolgten Zweck genügt es jedoch, festzustellen, dass die Schaltung 26 durch die binären Eingangssignale der Schmitt-Trigger 24 und 25 betätigt wird und ein Ausgangssignal an eine Leitung 27 abgibt, welches anzeigt, ob im Eingangssignal ein Impuls vorhanden ist oder nicht. Im einzelnen bedeutet das, dass ein binäres Signal auf der Leitung 27 mit dem logischen Wert 0 darauf hinweist, dass in dem von der Quelle 10 gelieferten Signal kein Impuls vorhanden ist. Eine binäre 1 als Signal zeigt hingegen die Existenz eines Impulses im Signal der Quelle 101 an.
Die Schaltung 26 ist so aufgebaut und geschaltet, dass sie ein die Existenz eines Impulses anzeigendes Signal an die Leitung 27 im Intervall vom Beginn bis zum Ende einer Messpannungsschwankung liefert. Das Ende der Messpannungsschwankung ist erreicht, wenn der Spannungspegel keine Steigerung mehr aufweist. Das Signal auf der Leitung 27 dient daher als Information für die Drift-Korrekturschaltung
15, welche angibt, dass ein Impuls vorhanden ist und dass die Schaltung 15 während der analytischen Spannungsschwankung die Drift-Korrektur nicht aufrechterhält. Zur besseren Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung 15 soll nun auf Fig. 2 bezug genommen werden.
Es sei darauf hingewiesen, dass die in Fig.7 gezeigte Schaltung bei der Feststellung der Impulse in Abhängigkeit von der Puls-Folgefrequenz des Umsetzers 18 mitwirkt, was unten noch näher erläutert wird.
Eine Leitung 28 von Fig. 2 liefert das Ausgangssignal des Umsetzers 18 über einen Sperrkondensator 29 und einen Serienwiderstand 30 zu einem Verstärkertransistor 31. Der Arbeitspunkt des Transistors 31 wird durch eine Diode 32 und einen Vorwiderstand 33 bestimmt. Ein Kollektorstrom-Begrenzungswiderstand 34 ist vorgesehen, der zusammen mit einem Wider stand 44 als Kollektorwiderstand wirkt. Der Ausgangskreis des Transistors 31 ist über einen Koppelkondensator 35 mit einem ersten Transistor 36 von zweien verbunden. Die Emitter der Transistoren 36 und 37 sind gemeinsam mit einer Zenerdiode 38 verbunden.
Diese Schaltung dient als monostabiler Multivibrator.
Der Transistor 36 wird über einen Widerstand 39, der mit der Koliektorspeisespannung verbunden ist, vorge spannt. Der Transistor 36 ist mit einem Kollektorwi derstand 40 versehen. Der Ausgangskreis des Transistors 36 ist zwischen Spannungsteilerwiderständen 41 und 42 angezapft. Durch den Spannungsabfall an einer Zenerdiode 38 und den leitenden Zustand des Transi stors 36 stellt sich eine Spannung am Kollektor ein, die etwa um 1-2 Volt von der Emitterspannung verschie den ist, die mit dem Transistor 37 geteilt wird. Die Kollektorspannung des Transistors 36 wird im Span nungsteiler geteilt, so dass der Transistor 37 ein geeig netes Basissignal erhält. In der dargestellten Schaltung bleibt die Basis des Transistors 37 negativ bezüglich des Emitters, so dass der Transistor 37 nicht leiten kann.
Fliesst jedoch ein Impuls zum Transistor 36, der ihn nichtleitend macht, so ändert sich die Spannung am Widerstand 41 und das Basissignal des Transistors
37, so dass dieser leitend wird und einen Impuls im
Kollektorkreis erzeugt. Der Transistor 37 besitzt einen kleinen Serienwiderstand 43 und einen Kollektorwider stand 44, an dem das Ausgangssignal liegt.
Die zusammenwirkenden Transistoren 36 und 37 erzeugen eine sehr kurzen Impuls mit einer Dauer von einigen Millisekunden, je nach den gewählten Schaltungselementen und deren Werten. Dieser Impuls fliesst zu einem Transistor 48, der als Sägezahn-Generator arbeitet, was noch beschrieben wird. Im Eingangskreis des Transistors 48 liegt ein Serienwiderstand 47.
Der Transistor 48 besitzt einen Kollektorstrom Begrenzerwiderstand 50, während der Emitter über eine Diode 51 mit einer negativen Speisespannung verbunden ist. Ein Ladekondensator 52 ist über einen Widerstand 50 mit der negativen Versorgungsspannung des Transistors 48 verbunden. Ein Widerstand 49 dient als Ladewiderstand für den Kondensator 52.
Ausserdem ist ein Widerstand 49a für Abgleichzwecke parallel zum Widerstand 49 schaltbar. Diese Funktion wird noch näher erläutert. Der Kondensator 52 besitzt eine über den Widerstand 49 fliessende Ladung, die aufnehmen und speichern kann, wenn der Transistor 48 nichtleitend ist (Ruhezustand). Liefern die Transistoren 36 und 37 einen Ausgangsimpuls zum Transistor 48, so wird der Kondensator 52 über den Widerstand 50 durch den leitenden Transistor 48 entladen. Es ist jedoch einzusehen, dass sich der Spannungsabfall am Kondensator 52 nicht sofort ändert. Vielmehr ändert sich die Ladung im Kondensator während eines endlichen Intervalls und erzeugt die eine Flanke einer Sägezahnform. Der Ladevorgang des Kondensators 52 liefert die andere Flanke der Sägezahnform.
Da das Ausgangssignal des Kollektors des Transistors parallel zum Kondensator abgenommen wird, hat das Ausgangssignal auf einer Leitung 55 näherungsweise eine Sägezahnform.
Die Leitung 55 ist mit einer Schaltung verbunden, die ein Hystereseverhalten bewirkt, je nachdem, ob der Messbasiswert nach oben oder nach unten bezüglich des absoluten Null-Signals abgeglichen ist. Zwei Widerstände 56 und 57 sind parallel geschaltet und über zwei entgegengesetzt geschaltete Dioden 58 und 59 mit einem hochisolierten Reed-Relais oder Schutzrohrkontaktrelais 60 verbunden, das durch eine Relaiswicklung 60a betätigt wird.
Das Schutzrohrkontaktrelais 60 wird durch das Ausgangssignal der Impuls-Erkennungsschaltung 26 betätigt. Die Leitung 27 der Fig. 1 liefert ein Eingangssignal für einen Invertor 61, der den Eingang der in Fig. 2 gezeigten Schaltung bildet, einschliesslich eines Widerstandes 63 und eines Transistors 64. Der Transistor 64 ist ein pnp-Transistor, dessen Basis über einen Widerstand 65 vorgespannt ist. Der Transistor 64 ist über eine Diode 66 mit der negativen Speisespannung von -22V (Gleichspannung) verbunden. Ein positives Signal (Erdpotential oder eine binäre 0 ) für den Transistor 64 zeigt die Anwesenheit eines Impulses an, der von der Schaltung 26 (Fig. 1) festgestellt wurde.
Das positive Signal verhindert einen Stromfluss durch die Relaiswicklung 60a, so dass das Relais offen bleibt.
Während einer analytischen Spannungsschwankung ist dies zweckmässig, weil es mit der oben erläuterten Schaltung, welche ein Drift-Korrektur-Signal bei fehlender analytischer Spannungsschwankung in dem zu korrigierenden Signal liefert, in Zusammenhang steht.
Wäre das Relais 60 geschlossen und das Korrektursignal in die zu beschreibende Schaltung gegeben worden, so könnten durch die Korrektur Impulse aus dem Signal gelöscht werden, was nicht erwünscht ist.
Die oben beschriebene Schaltung kann als Korrektur-Signal-Erzeugungsschaltung bezeichnet werden, welche ein vom Eingangs signal abhängiges Korrektur Signal liefert. Das Signal gelangt über das Relais 60 zu einer analogen Speicherschaltung, welche einen Kondensator 72 und einen Halbleiter 75 mit hohem Eingangswiderstand enthält. Der Kondensator 72 ist ein qualitativ hochwertiger Polystyren-Kondensator, der mit einem MOS -Feldeffekt-Transistor 75 verbunden ist. Die Eingangsimpedanz des Transistors 75 beträgt wenigstens 10los Ohm, damit praktisch kein Strom von der Speichereinrichtung 72 abfliessen kann. In der bevorzugten Ausführungsform enthält der Kondensator ein von der Spannung unabhängiges Dielektrikum. Der Kondensator 72 und der Feldeffekt-Transistor 75 sind ausserdem so geschaltet, dass die benötigten elektrischen Leitungen möglichst kurz sind.
Eine Leitung 73 ist mit einer entsprechenden Isolierung versehen und der Feldeffekt-Transistor in herkömmlicher und gebräuchlicher Weise eingebaut.
Die Schaltung sorgt dafür, dass der Feldeffekt Transistor 75 mit konstanten Strömen und mit konstanter Spannung betrieben wird, die vorzugsweise so gewählt sind, dass man die bestmöglichen Temperator Drift-Kennlinien erhält. Der Transistor 75 erhält mit Hilfe eines weiteren Transistors 76, der mit der Speisegleichspannung von +18 Volt verbunden ist, einen konstanten Strom über seine Quelleneiektrode S zuge führt. Der Transistor 76 besitzt einen Emitterwiderstand 77. Der Kollektorstrom des Transistors 76 fliesst zum Transistor 75. Der Arbeitspunkt des Transistors 76 wird über eine Schaltung, die mit der Speisespannung verbunden ist, eingestellt. Diese Schaltung umfasst einen Serienwiderstand 78, eine Diode 79, einen Widerstand 80 und eine Zenerdiode 81.
Es ist einzusehen, dass der Transistor 76 einen relativ festen Arbeitspunkt besitzt und einen sehr konstanten Strom liefert.
Neben der konstanten Stromquelle, die mit der Quellenelektrode S des Transistors 75 verbunden ist, ist die Abflusselektrode D des Transistors 75 auch mit einer konstanten Stromquelle, und zwar mit einem Transistor 82 verbunden. Dieser liegt über einen Emitterwiderstand 83 an der negativen Speisegleichspannung. Der Arbeitspunkt des Transistors 82 wird durch eine Schaltung, bestehend aus einem Widerstand 84, einer Diode 85, einem Widerstand 86 und einer Zenerdiode 87, bestimmt und stabilisiert. Der von der Quellenelektrode zur Abflusselektrode fliessende Strom des Feldeffekt-Transistors 75 wird daher durch die Quellen konstanten Stromes reguliert.
Mit einer weiteren Schaltung wird die zwischen der Quellen- und der Abflusselektrode des Feldeffekt Transistors 75 liegende Spannung konstant gehalten.
Die Basis eines Transistors 88 erhält von der Quellenelektrode S des Transistors 75 ein Signal und der Emitter des Transistors 88 ist mit der Abflusselektrode D über eine Zenerdiode 89 verbunden. Es kann angenommen werden, dass die Zenerdiode 89 für eine relativ konstante Spannung zwischen der Quellen- und Abflusselektrode des Transistors 75 sorgt, vor allem aufgrund der beschriebenen Stabilisierungsschaltung. Der Transistor 88 besitzt ferner einen Kollektorwiderstand 90. Die Kollektorausgangsspannung wird über eine Diode 91 zum Emitter eines weiteren Transistors 92 gekoppelt. Die Basis des Transistors 92 ist mit dem Emitter des Transistors 88 verbunden, so dass Strom änderungen im Kollektorwiderstand 90 in der Diode 91 geteilt werden, wobei der Transistor 88 besser stabilisiert wird.
Es kann angenommen werden, dass die von der Stabilisierungsschaltung des Feldeffekt-Transistors gelieferten Betriebsspannungen so gewählt werden können, dass jede beliebige Abweichung der Ausgangspannung in einer Leitung 96 im Vergleich zu den Betriebsspannungen im Speicher 72 vorgesehen ist. Dies heisst, dass es in der bevorzugten Ausführungsform zum Zweck eines gemeinsamen Betriebs mit dem Umsetzer 18 (Fig. 1) zweckmässig ist, ein Korrektur-Signal in der Leitung 96 zu benutzen, dessen Pegel von einem Potential von etwa 0V bis zu negativen Potentialen von etwa 8 oder 10 Volt Gleichspannung reicht. Es ist einzusehen, dass Änderungen der Arbeitspunkte sich durch Verwendung anderer Speisespannungen ergeben, die von den + 18 V Gleichspannung und -22 V Gleichspannung, die in der Zeichnung angegeben sind, abweichen.
Wie oben erwähnt, zeigt die Schaltung der Fig. 2 Einzelheiten der Drift-Korrekturschaltung 15 der Fig. 1.
Zusammenfassend kann gesagt werden, dass diese Schaltung eine Ladung in einem Speicherkondensator 72 sammelt, welche analog zu der Korrektur ist, die in irgend einem Zeitpunkt nach Wunsch vorgenommen werden soll. Die Schaltung der Fig. 2 enthält jedoch noch zusätzliche Einrichtungen, welche mehrere Arbeitsschritte erlauben, so wie sie von Fall zu Fall zweckmässig sind, um eine möglichst angepasste Ansprechempfindlichkeit zu gewährleisten. Es soll nun auf die Funktion des Transistors 48 eingegangen werden.
Der Transistor 48 liefert ein sägezahnförmiges Ausgangssignal, das am Kondensator 52 erzeugt wird. Über eine Leitung 100 gelangt die Sägezahnspannung zu einem Emitterfolger 101. Das Ausgangssignal des Transistors 101 wird an einem Emitterwiderstand 102 erzeugt, der an die Emitterspeisespannung von + 18 V angeschlossen ist. Das Ausgangssignal gelangt dann über einen Sperrkondensator 103 zu der mit ihm verbundenen Impulsformerschaltung, welche aus einem Widerstand 104 und einer Diode 105 besteht. Die Schaltung differenziert das Ausgangssignal, wobei positive Abschnitte des differenzierten Signals durch die Diode 105 zur Erde abgeleitet werden, während negative Signale durch eine in Reihe geschaltete Diode 106 zu einem Seriewiderstand 107 fliessen. Der Widerstand 107 bildet den Eingang für eine bistabile Schaltung, die noch erläutert wird.
Zwei Transistoren 110 und 112 sind so geschaltet, dass sie eine bistabile Schaltung bilden, die vom Ausgangssignal des Emitterfolgers 101 getriggert wird. Der Transistor 110 ist über einen Widerstand 111, der Transistor 112 über einen Widerstand 113 vorgespannt. Der Transistor 110 besitzt einen Kollektorwiderstand 114. Der Transistor 112 ist mit einer Diode 115 als Kollektorlast versehen. Das Kollektorausgangssignal des Transistors 110 fliesst über einen Widerstand 116 zur Basis des Transistors 112.
Die bistabile Schaltung mit den Transistoren 110 und 112 wird durch einen Impuls aus dem Emitterfolger 101 aktiviert. Die Schaltung wird durch ein Steuersignal, das als Rückstell-Steuersignal bezeichnet werden kann, deaktiviert, so dass derjenige, der die Vorrichtung bedient, den Zustand der bistabilen Schaltung umkehren kann. Es ist einzusehen, dass sich die Be zeichnungen ,deaktiviert- und aktiviert auf den leitenden Zustand des ersten oder des zweiten Transistors beziehen.
Über eine Leitung 118 fliesst das Kollektor-Ausgangssignal des Transistors 112 zu einem Relais 120.
Das Relais 120 liegt an der negativen Kollektor-Speisespannung, an der auch der Transistor 112 liegt, so dass im leitenden Zustand des Transistors 112 auch Strom durch das Relais 120 fliesst. Das Relais 120 betätigt Kontakte 120a, mit deren Hilfe der Widerstand 49a parallel zum Widerstand 49 geschaltet wird. Der zum Widerstand 49 parallele zusätzliche Widerstand 49a ändert die Eigenschaften des Sägezahn-Generators und beschleunigt dessen Arbeitsweise, so dass ein grösserer Strom pro Zeiteinheit in den Speicher-Kondensator 52 fliesst, an dem das sägezahnförmige Signal gebildet wird. Ferner enthält das Relais 120 Kontakte 120b und 120c, mit deren Hilfe die Widerstände 56a und 57a parallel zu den Widerständen 56 und 57 geschaltet werden können.
Der sich durch die oben erwähnten Einrichtungen ergebende effektive Widerstand äussert sich in einem stärkeren Stromifluss zum Schutzrohr-Kontaktrelais 60 und in einer schnelleren Aufladung des Speicherkondensators 72. Soll daher die Ladegeschwindigkeit im Speicher erhöht werden, so kann durch eine Betätigung des Relais 120 mehr Strom durch die Seriewiderstände zum Kondensator 72 geschickt werden. Das ist dann besonders zweckmässig, wenn das Signal der Signalquelle 10 längere Zeit vom Basiswert sehr weit entfernt ist. In diesem Fall verfolgt die vorliegende Schaltung aufgrund der Betätigung des Relais 120 den grossen Bereich der Signalspannungsschwankungen genauer. Es soll nun wieder auf die schon früher beschriebene Vorrichtung der Fig. 2 bezug genommen werden.
Grosse Signaländerungen bewirken ein vergrössertes sägezahnförmiges Signal des Transistors 48, das über die Leitung 100 zum Emitterfolger 101 fliesst. Der Emitterfolger liefert ein geeignetes Ausgangssignal zum Triggern der bistabilen Schaltung, welche ein Signal für eine Betätigung des Relais erzeugt.
Es ist einzusehen, dass nicht alle Signalerscheinungsformen mit einem stabilisierten Basiswert für das entsprechende Ausgangssignal bewältigt werden können. So benutzen beispielsweise bestimmte Verfahren in der Chromatographie eine Art programmierter Temperaturbeschleunigung, wobei der Basiswert stetig mit der fortschreitenden Analyse zunimmt. Die in diesem Zeitintervall ablaufende Verschiebung des Basiswertes kann exponentiell oder linear erfolgen, und dieses Beispiel kann auf jede beliebige Signalform ausgedehnt werden. Es soll nun auf Fig. 3 bezug genommen werden, in der Teile der in Fig. 2 gezeigten Schaltung abgebildet sind. Über die Leitung 55 fliesst der Strom in den Speicherkondensator 72, der mit dem Feldeffekt Transistor 75 verbunden ist. Wie oben erwähnt, wird das Relais 60 geöffnet, wenn im Signal ein Impuls auftritt.
Der Ladevorgang des Kondensators 72 wird dabei unterbrochen, bis die Signalspannung wieder auf den Basiswert zurückkehrt. Die Kondensatorladung kann mehrere Stunden gespeichert werden und ändert sich dabei kaum, weil die Möglichkeiten eines Stromabflusses vom Kondensator sehr begrenzt sind. Es kann jedoch zweckmässig sein, die Kondensatorladung zur Erde abfliessen zu lassen, wobei während einer bestimmten Zeit der Transistor 75 ein exponentielles Signal liefert. Für eine exponentielle Ladungsabnahme sind in Fig. 3 Einrichtungen vorgesehen, welche aus einem Widerstand 125 und einem Schalter 126 bestehen, über den der Widerstand mit dem Speicher 72 verbunden ist. Der Widerstand 125 ist geerdet, so dass ein Schliessen des Schalters 126 eine exponentielle Abnahme der im Speicher befindlichen Ladung auf den Wert null in Übereinstimmung mit der Zeitkonstanten der Schaltung bewirkt.
Als weitere Möglichkeit ist ein anderer Widerstand 127 mit dem Kondensator 72 über einen Schalter 128 verbunden, wobei die Ladung des Kondensators exponentiell auf eine durch eine Batterie 129 bestimmte negative Spannung verringert werden kann. Auch hier ist die Zeitkonstante des exponentiellen Verlaufes durch die Schaltungselemente gegeben.
Eine weitere Einrichtung ist vorgesehen, mit deren Hilfe die Kondensatorladung auf irgend einen positiven Wert verringert werden kann. Zu diesem Zweck sind beispielsweise eine Batterie 130, ein Widerstand 131 und ein Schalter 132 in Reihe geschaltet, wobei die Spannung am Kondensator 72 exponentiell auf irgend eine positive Spannung verringert werden kann. Die Zeitkonstante der Schaltung hängt von den Werten des Kondensators und des Widerstandes ab.
Eine andere Schaltung, mit deren Hilfe die im analogen Speicher enthaltenden Werte gesteuert verändert werden können, auch wenn das Relais 60 geöffnet ist, ist ebenfalls in Fig. 3 dargestellt. Diese Schaltung kann nach einem bestimmten Programm arbeiten. Zu diesem Zweck ist parallel zu einer Spannungsquelle 133 ein Potentiometer 134 geschaltet, wobei ein Anschluss der Spannungsquelle geerdet ist. Der Schleifarm des Potentiometers ist mechanisch mit einem Motor 134 verbunden, der ihn in bestimmte Stellungen bringen kann.
Der Schleifarm ist über einen Serienwiderstand 136 und einen Schalter 137 mit dem Kondensator 72 verbunden und liefert eine programmierbare Spannung.
Aufgrund der Steuerung durch den Motor 135 führt der Kondensator 72 jede gewünschte Funktion aus. So kann der Motor 135 beispielsweise eine bestimmte Zeit lang mit konstanter Geschwindigkeit betrieben werden, wobei sich eine lineare Abhängigkeit ergibt.
Solche Einrichtungen können beispielsweise dazu benutzt werden, eine programmierbare Kompensationsspannung zu liefern, welche die Zunahme des Basiswertes ausgleicht, die bei einer chromatographischen Analyse mit fortschreitenden Temperaturen zu erwarten ist, wie etwa bei der Analyse von Proben, welche schwere teerähnliche Stoffe enthalten und eine sehr lange Zeit zur Analyse benötigen. Ferner kann der Motor 135 beispielsweise dazu benutzt werden, sinusförmige, rechteckförmige, sägezahnförmige und ähnliche Signalformen zu erzeugen.
Die verschiedenen dargestellten Schaltungen zum Andern der gespeicherten Kondensatorspannung können auch betrieben werden, wenn das Relais 60 geschlossen ist, so dass Strom über die Leitung 55 fliesst.
In Fig. 4 sind in einem Diagramm der Spannungsverlauf in Abhängigkeit von der Zeit und ausserdem eine typische Erscheinung bei einer chromatographischen Analyse dargestellt. Der Spannungsverlauf 140 ist in Fig. 4 bei 141 unterbrochen, um anzuzeigen, dass die maximale Amplitude zwar sehr gross, ihr tatsächlicher Wert für die Erläuterung dieser Vorrichtung jedoch nicht besonders wichtig ist. Ferner ist die Abszisse bei 142 unterbrochen um anzuzeigen, dass sich der Impuls über einen sehr langen Zeitraum erstrecken kann oder so klein ist, dass die vorliegende Schaltung nicht anspricht. Die Impulsform enthält einen Anstieg bei 140a, bei der die grosse analytische Spannungsschwankung beginnt, wobei das Ende etwa bei 140b liegt.
Dann geht der Impuls auf den Basiswert 140d zurück. Es sei darauf hingewiesen, dass im Endbereich des grossen analytischen Impulses sich beispielsweise einige kleine Impulse 144 und 145 befinden können, auf die nun näher eingegangen werden soll. Natürlich könnten auch andere Beispiele mit anderen Umständen angeführt werden, bei denen ebenfalls kleinere analytische Signale durch grössere analytische Signale überdeckt werden.
Fig. 5 zeigt eine abgeänderte Vorrichtung, welche das grosse analytische Signal 140 und auch die kleinen Spannungsschwankungen 144 und 145 aufnimmt und verarbeitet. Fig. 5 zeigt im wesentlichen die Schaltung der Fig. 1, welche mit zusätzlichen Einrichtungen, die noch beschrieben werden, versehen ist. Die Impuls Erkennungsschaltung 14 bleibt unverändert und wird lediglich detaillierter dargestellt. Ausserdem arbeitet die Drift-Korrektur-Schaltung 15 mit dem Umsetzer 18 nach wie vor in der oben beschriebenen Weise zusammen. Zum besseren Verständnis der Schaltung der Fig. 5 soll zunächst die Impuls-Erkennungsschaltung 26 beschrieben werden.
Die Impuls-Erkennungsschaltung 26 stellt die Aufeinanderfolge von Anstieg, Steigung null und Abfall, so wie dies von den Schmitt-Triggern 24 und 25 angezeigt wird, fest. Die Schmitt-Trigger 24 und 25 sind mit mehreren NOR-Gattern verbunden, die ein Ausgangssignal auf die Leitung 27 abgeben, das die Anwesenheit eines Impulses angibt. Es kann angenommen werden, dass das Impuls -Signal auf der Leitung 27 zeitgleich mit dem Impuls im analytischen Signal existiert, d. h. vom Beginn bis zum Ende des analytischen Impulses. Bei einem Anstieg liefert der Schmitt-Trigger 24 ein Ausgangssignal in Form einer binären 0 an ein weiteres Gatter 151 abgibt. Alle anderen Eingangssignale für das Gatter 151 sind ebenfalls binäre 0 , so dass ein Ausgangssignal in Form einer binären 1 zum Gatter 150 zurückgelangt und dieses sperrt.
Dieses Ausgangssignal gelangt auch zu einem Gatter 152.
Das Gatter 152 liefert eine binäre 0 als Ausgangssignal an ein Gatter 153. Das Ausgangssignal des Gatters 153 ist eine binäre 1 , die zum Eingang eines NOR-Gatters 154 gelangt, damit dieses NOR-Gatter eine binäre 0 als Ausgangssignal erzeugt. Das Gatter 154 ist mit dem Gatter 153 verknüpft und sorgt dafür, dass das Gatter 153 nur binäre 0 als Eingangssignale erhält und eine binäre 1 als Ausgangssignal an die Leitung 27 abgibt. Es ist also einzusehen, dass zu Beginn eines analytischen Impulses, etwa von der Art des analytischen Signals 140 der Fig. 4, eine binäre 1 als Impuls -Signal auf die Leitung 27 gelangt.
Es kann angenommen werden, dass im einfachsten Fall die Steigung eines Impulses zunächst positiv, dann null und schliesslich negativ ist. Bei der maximalen Amplitude des Signals 140 ist die Steigung deshalb null und das Gatter 150 erhält von Schmitt-Trigger 24 eine binäre 1 als Ausgangssignal. Das mit dem Gatter 150 verknüpfte Gatter 151 liefert aber weiterhin eine binäre 1 als Eingangssignal zum Gatter 150, so dass die Beendigung des den Anstieg (positive Steigung) anzeigenden Signals zum Schmitt-Trigger 24 keinen Einfluss auf die Impuls-Erkennungsschaltung 26 und das Signal auf der Leitung 27 hat, welches weiterhin einen Impuls anzeigt.
Nach Erreichen der Impulsspitze beginnt der Pegel eines analytischen Signals wieder auf den Basiswert zu fallen oder, anders ausgedrückt, der Signalpegel nimmt mit negativer Steigung ab. Bei einem Signalabfall liefert der Schmitt-Trigger 25 eine binäre 1 als Ausgangssignal. Dieses Signal gelangt zum Gatter 151, welches eine binäre 0 als Ausgangssignal liefert.
Ausserdem gelangt das Ausgangssignal des Schmitt Triggers 25 auch zum Gatter 152, welches eine binäre Q als Ausgangssignal liefert. Das Gatter 153, das bereits beim Anstieg und bei der Steigung null drei Eingangssignale in Form von binären 0 erhielt, erhält diese auch weiterhin und liefert eine binäre 1 als Ausgangssignal während des Abfalls. Dieses Ausgangs signal fliesst auch zum Gatter 154 und hält es im vori gen Zustand, so dass der Zustand des Gatters 153 beim Abfall nicht geändert wird. Das Impuls-Signal auf der Leitung 27 bleibt also auch in diesem Fall erhalten.
Es soll nun wieder auf Fig. 4 bezug genommen werden, wobei die Gatter im obigen Zustand verbleiben sollen, um die Arbeitsweise der Impuls-Erkennungsschaltung 26 am Ende eines Impulses besser beschreiben zu können. Es ist zweckmässig, das Ende eines grossen Impulses 140 zu simulieren. Zu diesem Zweck ist eine entsprechende Einrichtung 160 vorgesehen. Wenn ein grosses analytisches Signal beendet ist, wird auch die binäre 1 als Ausgangssignal des Schmitt-Triggers 25 beendet, und das Ausgangs signal des Gatters 153 wird eine binäre 0 . Die Beendigung des Impuls -Signals auf der Leitung 27 erfolgt durch Eingabe einer binären 1 in das Gatter 153.
In gleicher Weise liefert die Schaltung 160 eine binäre 1 zum Gatter 153 und simuliert das Ende eines grossen analytischen Signals und bringt die Vorrichtung in den Zustand, dass sie einen getrennten, wenn auch kleinen Impuls, der danach auftritt, anzeigt.
Das Ausgangssignal des Gleichstrom-Verstärkers 16 gelangt zu zwei Schmitt-Triggern 161 und 162. Der Schmitt-Trigger 161 spricht auf einen höheren Pegel an als der Schmitt-Trigger 162. In Fig.4 sind solche Pegel bei 161a und 162a in bezug auf eine grosse analytische Signalform dargestellt. Es ist einzusehen, dass die Schaltelemente der Schmitt-Trigger 161 und 162 so gewählt werden können, dass die Schaltungen bei den in Fig. 4 angedeuteten Pegeln ansprechen. Der Ausgang des Schmitt-Triggers 161 ist mit einer Impuls Dehnerschaltung 163 verbunden. Eine geeignete Impuls-Dehnerschaltung besteht etwa aus einem monostabilen Multivibrator o. dgl., der das Ausgangssignal des Schmitt-Triggers 161 während eines zusätzlichen und bestimmbaren Zeitintervalls aufrecht erhält.
Der Punkt 163a von Fig. 4 gibt die Zeit an, bei der der Schmitt-Trigger 161 nichtleitend wird, weil sein Eingangssignal unter den Pegel 161a sinkt. Die Impuls Dehnerschaltung 163 hält das Ausgangssignal des Schmitt-Triggers 161 noch während einer bestimmten Zeit aufrecht, die durch den Abstand zwischen den Punkten 163a und 163b auf der Zeitachse von Fig. 4 gegeben ist.
Der Ausgang des Schmitt-Triggers 162 ist über einen Kondensator 164, eine in Reihe geschaltete Diode 165 und einen mit Erde verbundenen Widerstand 166 verbunden. Der Kondensator differenziert das Ausgangsignal des Schmitt-Triggers 162, obwohl die Diode 165 die Differentiation begrenzt, so dass nur positive Ausgangssignale von Pegeländerungen des Schmitt-Triggers 162 geliefert werden. Die differenzierten Signale und die Ausgangssignale der Impuls-Dehnerschaltung 163 gelangen zu einem UND-Gatter 168.
Das Ausgangssignal dieses UND-Gatters gelangt zum erwähnten NOR-Gatter 153 und dient als Rückstellimpuls. Ausserdem wird das Gatter 151 durch das Ausgangssignal des UND-Gatters 168 zurückgestellt.
Durch die Koinzidenz der Eingangssignale des Gatters 168 fliesst ein Rückstellimpuls in die Impuls-Erkennungsschaltung 26. Dieser Rückstellimpuls simuliert das Ende des grossen analytischen Impulses 140. Diese Simulation findet zum Zeitpunkt 163a (Fig. 4) statt.
Wenn das Impulssignal der Leitung 27 beendet ist, ölscht die Schaltung der Fig.2 den Rest des grossen analytischen Impulses, d. h. der Endabschnitt des grossen analytischen Signals 140 wird etwa vom Zeitpunkt 163e an durch die Betätigung der Basiswert-Korrektur Schaltung gelöscht. Das Signal der Leitung 27 (Fig. 2) betätigt das Relais 60, so dass das Korrektur-Signal zur analogen Speicherschaltung 72 gelangt. Es wurde schon darauf hingewiesen, dass die Korrektur-Signal Erzeugungsschaltung fortgesetzt arbeitet und ein Korrektur-Signal an die Leitung 55 abgibt, wo es über das Relais 60 zum analogen Speicher 72 gelangt. Das Signal der Leitung 27 löscht den Rest des analytischen Signals 140 von Zeitpunkt 163e an.
Es sei darauf hingewiesen, dass das von der Schaltung 160 erzeugte Rückstellsignal nur während eines kurzen Zeitintervalls existiert, weil das Ausgangssignal des Schmitt-Triggers 162 differenziert wird, wodurch das Gatter 168 ein Puls-UND-Gatter wird. Danach ist die Impuls-Erkennungsschaltung 26 für unmittelbar nachfolgende Impulse, wie sie bei 144 und 145 in Fig. 4 dargestellt sind, betriebsbereit. Der kurzzeitige Rückstellimpuls, der die Impuls-Erkennungsschaltung aktiviert, so dass sie sofort einen weiteren Impuls feststellen kann, betätigt auch die Drift-Korrektur-Schaltung, welche eine Basiswert-Korrektur durchführt, die durch eine Betätigung des Relais 60 wieder beendet wird. Dies ist der Fall, wenn der Impuls 144 der Impuls-Erkennungsschaltung 14 festgestellt wird, und die Impuls-Erkennungsschaltung 26 danach das Relais 60 öffnet.
Es sei darauf hingewiesen, dass in diesem Fall der analoge Speicher den letzten eingegebenen Wert behält, wobei der Endabschnitt eines grösseren Impulses 140 unter dem kleineren Impuls 144 gelöscht wird.
Der unter dem kleineren Impuls 144 liegende Teil des grösseren Impulses hat angenähert einen Verlauf einer Expontentialfunktion, so dass es zweckmässig sein kann, eine Schaltung vorzusehen, wie sie etwa in Fig. 3 dargestellt ist, welche den im analogen Speicher enthaltenen Wert näherungsweise und entsprechend dem Endabschnitt des grossen Signals reduziert und löscht. Mit dem Widerstand 125 und dem Schalter 126 der Fig. 3 ist eine mögliche Schaltung gegeben, welche eine exponentielle Abnahme des Endabschnittes des grösseren Impulses bewirkt. Eine solche Schaltung kann in der Schaltung der Fig. 5 vorgesehen werden, wobei das Ausgangssignal des UND-Gatters 168 ein Halterelais für den Schalter 126 betätigt. Dadurch nimmt der im Speicher enthaltene Wert kontinuierlich und ohne Rücksicht auf das Öffnen oder Schliessen des Schutzrohrkontaktrelais 60 ab.
Eine abgeänderte Ausführungsform der vorliegenden Schaltung ergibt sich dadurch, dass das exponentielle Abnehmen des im analogen Speicher 72 enthaltenen Wertes als zusätzliches Eingangssignal zum Gleichstromverstärker 19 der Fig.S geleitet wird. Das ist manchmal zweckmässig, weil der Anstieg pro Zeiteinheit des kleinen Impulses 144 (Fig. 4) näherungsweise gleich der Abnahme pro Zeiteinheit des grösseren Impulses entsprechen kann, welche zum kleineren Impuls addiert wird. Das Eingangssignal der Impuls Erkennungsschaltung 14 (Fig. 5) besitzt näherungsweise die Steigung null, so dass es für die Differenzierschaltung 20 schwierig ist, den kleinen Impuls festzustellen.
Es wäre daher zweckmässig, auch das Ausgangssignal der Schaltung, welche das Korrektursignal zum Verstärker 19 addiert, als Eingangssignal vorzusehen, wobei auch näherungsweise der Endabschnitt des grösseren analytischen Signals gelöscht wird. Die von der Differenzierschaltung 20 differenzierte, resultierende Spannung ergibt dann eine Ruhespannung, welche angenähert dem Basiswert-Signal entspricht, auf dem sich die kleinen Impulse 144 und 145 aufbauen, wobei die Steigungen dieser kleinen Impulse genauer festgestellt und daher genauer differenziert werden können.
Die oben beschriebene Simulation eines Impulsendes und die in diesem Zusammenhang durchgeführte Abgleichung der im Speicher 72 enthaltenen Ladung zerstört den gespeicherten Wert der ursprünglichen Messbasis, die vor dem Beginn eines grossen Impulses (Fig. 4) bestand. Der Verlust dieses gespeicherten Wertes geht auf die Verwendung des Speichers 72 als kapazitive Quelle für die Erzeugung des exponentiellen Abfalls durch den geerdeten Widerstand (Widerstand 125 der Fig. 3) zurück. Deshalb werden als Alternative hierzu mehrere analoge Speicher zum Speichern des ursprünglichen Basiswert-Driftkorrekturwertes und als kapazitive Quellen zum Erzeugen des exponentiellen Abfalls verwendet.
Es sei nun auf Fig. 6 bezug genommen, welche eine abgeänderte Ausführungsform mit mehreren analogen Speicherschaltungen zeigt. Ein Relais 175 wird durch den zum NOR-Gatter in der Impuls-Erkennungsschaltung 26 geleiteten Rückstellimpuls betätigt und schaltet das Signal der Leitung 55 vom analogen Speicher 72 zu einem Speicher 72'. Das Signal für das Relais 175 gelangt zu einer Impuls-Dehnerschaltung 176, welche das Relais 175 über ein längeres Zeitintervall hinweg, sogar nachdem des UND-Gatter 168 sein Ausgangssignal beendet hat, in der Arbeitsstellung hält. Die Impuls-Dehnerschaltung 176 ist eine gebräuchliche Schaltung, etwa ein monostabiler Multivibrator.
Das Ausgangssignal der Korrektursignal-Erzeugungsschaltung wird vom analogen Speicher 72 zum Speicher 72' geleitet und lädt den Speicher 72' auf einen Wert auf, der dem Endabschnitt eines grossen analytischen Signals entspricht. Das Signal 140 der Fig. 4 triggert den Schmitt-Trigger 162 für niedrige Pegel, so dass das UND-Gatter 168 ein Signal erhält und die Aufladung des Kondensators 72' mit dem Ausgangssignal eines MOS -Transistors 75', der mit dem Umsetzer 18 verbunden ist, einleitet. Aufgrund der relativ grossen Kapazität des Kondensators 72' dauert es etwa eine oder zwei Sekunden, bis der Kondensator auf den gewünschten Pegel aufgeladen ist. Es ist zweckmässig, den exponentiellen Abfall solange zu unterbinden, bis der Kondensator 72' auf den gewünschten Pegel aufgeladen ist.
Zu diesem Zweck ist eine Verzögerungsschaltung 177 mit dem UND-Gatter 168 verbunden, um die Schaltung zur Steuerung des exponentiellen Abfalls zu betätigen.
Die Verzögerungsschaltung 177 liefert etwa eine oder zwei Sekunden nach der Betätigung des Relais 175 einen Ausgangsimpuls, so dass der Kondensator 72' in geeigneter Weise aufgeladen wird. Der Ausgangsimpuls fliesst auch zum Setz-Eingang eines Flip-Flop 179, welches am 1 -Ausgang einen Ausgangsimpuls abgibt, der zu einem Relais 180 fliesst. Das Relais 180 legt den Kondensator 72' über einen Widerstand 181 an Erde und bewirkt damit ein exponentielles Absinken der Kondensatorspannung, die den gespeicherten Wert darstellt. Es sei darauf hingewiesen, dass die Korrektursignal-Erzeugungsschaltung einen Strom an den Speicher 72' abgeben kann, während der Widerstand 181 den Speicher entlädt.
Der Ladestrom der Korrektursignal-Erzeugungsschaltung wird durch das Relais 60 (Fig. 2) gesteuert, welches in Abhängigkeit von der Impuls-Erkennungsschaltung 26 geöffnet oder geschlossen wird. Es sei in Erinnerung gerufen, dass die Schaltung 26 Impulse im analytischen Eingangssignal anzeigt, wobei der Speicher 72' auf einen bestimmten Wert geladen und während eines kleinen Impulses (etwa des Impulses 144 von Fig. 4) bei geöffnetem Relais 60 exponentiell entladen wird. Zwischen den Impulsen 144 und 145 stellt das Relais 60 den Wert im Speicher 72' wieder her. Darauf folgt wiederum eine exponentielle Entladung, wobei die Endabschnitte des grossen Impulses 140, die den zweiten kleinen Impuls 145 überdecken, gelöscht werden. Der Löschungsvorgang unter dem kleinen Impuls 145 wird der durch eine neue Aufladung des Speichers korrekter ausgeführt.
Der exponentielle Abfall unter dem ersten kleinen Impuls wird dabei nicht weiter verwendet.
Fig. 4 zeigt deutlich, dass der Löschvorgang auf ein relativ kurzes Zeitintervall begrenzt ist. Deshalb ist die Impuls-Dehnerschaltung 176 so aufgebaut und geschaltet, dass sie eine Unterbrechung bewirkt, wenn das Signal genügend Zeit gehabt hat, praktisch auf den Basiswert zurückzukehren. Das Relais 175 wird aberregt und stellt die Verbindung zwischen der Korrektursignalschaltung und dem Speicher 72 wieder her. Eine Verzögerungsschaltung 184 wird vom differenzierten Ende des Pegelschaltungssignals der Impuls-Dehnerschaltung 176 getriggert. Eine Differenzierschaltung 186 enthält eine geerdete Diode, welche den differenzierten Anfangsteil des Pegelschaltungssignals zur Erde ableitet. Ein Eingangsimpuls an der Verzögerungsschaltung 184 bewirkt, dass diese Schaltung das Relais 180 geschlossen hält, um den Speicher 72' über den Widerstand 181 vollständig entladen zu können.
Nach dem Entladen erhält der Umsetzer 18 keine unerwünschten Abweichungssignale wegen möglicherweise noch vorhandener Restladungen.
Die vorliegende Anordnung enthält Einrichtungen, die ein geringes Pendeln des im analogen Speicher enthaltenen Basiswertes bewirken. Wie oben erwähnt, liefert der Transistor 48 (Fig. 2) ein sägezahnförmiges Ausgangssignal und stellt eine Stromquelle dar, die über einen Serienwiderstand und eine Diode mit dem analogen Speicher 72 zusammenarbeitet. Der Seriewiderstand vor dem Kondensator 72 wird vorzugsweise so gewählt, dass die Abweichung des Pendelstromes im Vergleich zum Basiswert sehr klein ist. Ausserdem ist die Schaltung zweckmässigerweise so aufgebaut, dass das Pendeln genügend rasch erfolgt und die Periode genügend kurz ist. Ferner enthält die Schaltung der Fig. 2 Einrichtungen zum Betätigen des Relais 120, welches die Folgefrequenz des Pendelsignals für den analogen Speicher 72 ändert.
Vorzugsweise wird die Folgefrequenz auf irgend eine Art begrenzt, so dass die Schaltung sehr kleinen Basiswertänderungen während eines normalen Betriebs folgen kann. Die grössere Folgefrequenz ist zum Auslösen grosser Schwankungen des im Kondensator 72 gespeicherten Wertes beim Erscheinen sehr grosser Spannungsschwankungen vorgesehen, wenn die Genauigkeitsforderungen nicht ganz so gross sind.
Es soll nun auf die in Fig. 7 abgebildete Schaltung bezug genommen werden, welche zum Feststellen der Rückkehr analytischer Signale auf den Basiswert dient und durch welche die Basiswertfeststellung verbessert ist. Wie schon oben erläutert, benutzt die der vorliegenden Anordnung zugrunde liegende Schaltung das analytische Signal zum Feststellen darin enthaltener analytischer Schwankungen, indem sie auf die Änderungsgeschwindigkeit der Steigung des analytischen Signals bezug nimmt, d. h. der Impulsbeginn entspricht einem Anstieg, der ein bestimmtes Mass und ein bestimmtes Zeitintervall übertrifft. Das Impulsende wird in gleicher Weise unter Beachtung des Vorzeichens der einzelnen Werte definiert.
Die in Fig.7 dargestellte und zu beschreibende Schaltung bringt die Feststellung der Impuls steigung mit Einrichtungen in Beziehung, welche die Amplitude des Signals mit der Steigung in Beziehung setzt. Die Schaltung der Fig.7 enthält die oben erwähnten Schmitt-Trigger 24 und 25, die mit der Impuls-Erkennungsschaltung 26 und der zusätzlichen Schaltung, die ein simuliertes Rückstellsignal zur Impuls-Erkennungsschaltung 26 liefert, zusammenarbeitet.
Es sei in Erinnerung gerufen, dass der Transistor 48 und der parallelgeschaltete Kondensator 52 der Fig. 2 als Sägezahn-Generator arbeiten, dessen Ausgangssignale auf die Leitung 55 abgegeben werden. Die Leitung 55 ist auch mit der Schaltung der Fig. 7 verbunden, welche die Impulsfolge des Sägezahn-Generators damit erhält. Es kann angenommen werden, dass eine geringe Pulsfolgefrequenz des Sägezahn-Generators im wesentlichen einem dem Basiswert entsprechenden Zustand gleichkommt, während eine höhere Pulsfolgefrequenz einen Wert anzeigt, der sehr wahrscheinlich einem analytischen Signal und damit einer festzuhaltenden Information entspricht. Die Schaltung der Fig. 7 benutzt daher das Signal der Leitung 55 zur weiteren Verbesserung der Impulsfeststellung, was noch beschrieben wird.
Fig. 7 zeigt, dass die Schmitt-Trigger 24 und 25 einen Anstieg und einen Abfall mit der Impuls-Erkennungsschaltung 26 zusammenarbeiten, welche die abgebildeten NOR-Gatter zur Erzeugung des Signals auf der Leitung 27 enthält. Die Anwesenheit eines analytischen Impulses wird durch ein Signal in Form einer binären 1 auf der Leitung 27 angezeigt. Die binäre 1 der Leitung wird während eines Impulses in einem NOR-Gatter 200 invertiert und als Eingangssignal an ein NOR-Gatter 201 abgegeben. Der Schmitt-Trigger 24 liefert beim Anstieg eine binäre 1 , ansonsten eine binäre 0 als Ausgangssignal. Über eine Leitung 202 ist der Schmitt-Trigger 24 mit dem NOR-Gatter 201 verbunden, und liefert dorthin während einer nichtpo sitiven Steigung (kein Anstieg) oder während der Stei gung null oder einem Abfall eine binäre 0 als Ein gangssignal.
Ausserdem gibt die Leitung 55 über die damit verbundene Schaltung ein Signal an eine Leitung 204 ab, das einer binären 0 entspricht, wenn das Signal auf der Leitung 55 eine hohe Pulsfolgefrequenz des Sägezahn-Generators, der den Transistor 48 enthält, wiedergibt.
Das Signal der Leitung 55 ist normalerweise positiv, wenn die Pulsfolgefrequenz des Sägezahn-Generators gering ist. Die Diode liefert das Signal über die Gleichstromverstärkerschaltung, die einen entsprechenden Ausgangspegel erzeugt, zur Leitung 204, so dass das Signal der Leitung 204 als binäres Signal bezeichnet werden kann. Eine binäre 0 weist auf eine relativ geringe Folgefrequenz hin, die normalerweise Basiswertsignalen entspricht und deshalb das Fehlen analytischer Signale anzeigt. Eine binäre 1 hingegen weist auf eine Signal amplitude hin, die fast immer eine brauchbare Information enthält.
Eine Diode 206 ist mit einem Transistor 208 verbunden, der einen Emitterwiderstand 209 und einen Kollektorwiderstand 210 besitzt. Der Transistor 208 erhält eine Vorspannung über einen Widerstand 211, der an der negativen Speisespannung liegt. Das Ausgangssignal des Transistors 208 gelangt direkt zur Basis eines Transistors 213, der einen Kollektorwiderstand 214 besitzt. Die Leitung 204 ist mit dem Kollektor des Transistors 213 (Fig. 7) verbunden.
Die Transistoren und Widerstände sind so gewählt, dass die Gleichstromverstärkung des von der Diode 206 gelieferten Signals bei einer relativ niedrigen Folgefrequenz des Sägezahngenerators eine positive Eingangsspannung für die Schaltung und damit eine binäre 0 auf der Leitung 204 ergibt. Eine höhere Folgefrequenz des Sägezahn-Generators, der den Transistor 48 und den Kondensator 52 enthält, macht es notwendig, dass der Transistor 48 während eines längeren Zeitintervalls leitend ist, wobei der Kondensator 52 praktisch ungeladen bleibt. Da ein Anschluss des Kondensators 52 direkt an der negativen Speisespannung liegt, erscheint bei einer höheren Pulsfrequenz eine negative Ausgangsspannung auf der Leitung 55. Diese negative Spannung wird auf die Leitung 55 gegeben und gelangt über die Diode 206 zur Basis des Transistors 208.
Dadurch wird der Transistor 208 leitend, so dass am Kollektor des Transistors 213 oder auf der Leitung
204 ein Ausgangssignal mit negativem Potential er scheint. Dadurch gelangt eine binäre 1 auf die Lei tung 204, welche anzeigt, dass die Pulsfolgefrequenz des Sägezahn-Generators 48 nicht niedrig ist, oder, andererseits, dass die Pulsfolgefrequenz hoch ist, was auf einen wichtigen Wert hinweist.
Die Koinzidenz der binären 0 an den Eingängen des NOR-Gatters 201 wird über einen Emitterfolger
216 zu einer Leitung 218 weitergegeben. Der Emitter folger soll eine Belastung des Gatters 201 verhindern und gibt ein Rückstellsignal über die Leitung 218 an die Impuls-Erkennungsschaltung 26 ab. Die Leitung
218 ist mit den Eingängen der Gatter 151 und 153 der
Fig. 7 verbunden. Es sei darauf hingewiesen, dass an dere Quellen, die Rückstellimpulse liefern und mit der
Leitung 218 verbunden sind, verwendet werden kön nen.
Es ist ersichtlich, dass die Schaltung der Fig. 7 mit der Impuls-Erkennungsschaltung zusammenarbeitet und ein Signal, das einen Impuls anzeigt, liefert, wel ches sowohl auf die Anstiegsrichtung des Signals, als auch auf die Signalamplitude bezogen ist.