Schaltungsanordnung mit einem Messignal-Umsetzer und mit Mitteln zur Korrektur des Messignals für ein Analyse-Messgerät
Diese Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung mit einem Messignal-Umsetzer und mit Mitteln zur Korrektur des Messignais für ein Analyse Messgerät, das eine Messpannung mit von einer Basisspannung ausgehenden, den Analysewerten entsprechenden Spannungsschwankungen mit zeitlich veränderlichem Momentanwert erzeugt, wobei der Umsetzer das Messignal in ein Signal mit einer dem Momentanwert des Messignais proportionalen Pulsfolgefrequenz umsetzt und mit einem Drift-Kompensator verbunden ist, dessen Ausgangssignal dem Eingang des Umsetzers zur Kompensation einer Drift der Basisspannung des Messignais zugeführt ist,
und wobei ein Detektor zum Feststellen einer einem Analysenwert entsprechenden Messpannungsänderung und zum Sperren des Drift Kompensators vorgesehen ist.
Die bei einer Analyse gewonnenen Messignale von den verschiedensten Messfühlern, Spannungsquellen oder anderen Wandlern können Spannungsschwankungen um eine Messbasisspannung herum, die näherungsweise der Spannung null entspricht, sein. Solche Signale sind jedoch normalerweise unipolar, wobei ihre Messbasisspannung im Millivolt- oder Mikrovoltbereich liegt. Spannungsschwankungen der Messbasisspannung selbst können zu erheblichen Spannungswerten führen, die um ein Vielfaches über dem typischen Messbasiswert liegen.
Aus vielen Gründen - einer davon wird unten als Beispiel angegeben - ist es manchmal zweckmässig oder sogar notwendig, in bestimmten Fällen die Messbasisspannung zu ändern. Beispielsweise ist es manchmal erforderlich, die Basisspannung driftfrei zu halten, so dass der tatsächliche Beginn eines Messignais leichter festgestellt werden kann. Ferner ist es manchmal nützlich, den Basiswert infolge einer Änderung des Ruhewertes eines Signals zu ändern. Chromatographen werden beispielsweise dazu benutzt, die Zusammensetzung von Proben chemisch zu analysieren. Sie liefern Messignale, welche die Anwesenheit und Konzentration chemischer Komponenten angeben.
Ohne näher auf die Chromatographen einzugehen, mag es genügen, darauf hinzuweisen, dass mit geeigneten Verfahren eine schnellere Analyse möglich ist, wobei sich eine grössere Basisspannung ergibt. Eine auf diese Weise beschleunigte Analyse kommt mit einer geringeren Untersuchungszeit aus, weil die Komponenten mit höherem Molekulargewicht in der Probe beweglicher gemacht werden. Deshalb steigt auch der Pegel des Basissignals zwischen den einzelnen Messignalspannungen an.
Ein weiteres Problem in der Chromatographie und auch bei anderen in der Physik vorkommenden Analysen, für welche die vorliegende Erfindung besonders gedacht ist, ergibt sich aus der Schwierigkeit, dass kleine Impulse durch grössere benachbarte Impulse überdeckt oder verwischt werden. In der Chromatographie und einer entsprechenden Analyse können die von der Analysiereinrichtung gelieferten Daten eine sehr grosse Messignalspannung enthalten, welche auf eine in starker Konzentration in der Probe vorhandene Komponente hinweist. Aufgrund der relativen Grösse einer solchen grossen Messignalspannung werden benachbarte kleine Spannungen durch das Impulsende oder ganze Teile der grossen Messignalspannung überdeckt und gehen manchmal dabei verloren.
Es ist einzusehen, dass die Anwesenheit eines Lösungsmittels in einer Probe, die nur spurenhaft vorhandenen, aber wichtigen Komponenten bei der chemischen Analyse überdecken kann. Aus den erwähnten Beispielen und anderen Beispielen geht klar hervor, dass die angeschnittenen Probleme von grosser Bedeutung sind.
Um die angeführten Nachteile zu vermeiden, ist der Messignal-Umsetzer erfindungsgemäss dadurch gekennzeichnet, dass der Drift-Kompensator einen steuerbaren Signalgenerator zur Erzeugung eines Korrektursignals, einen an den Signalgenerator angeschlossenen Speicherkondensator für das Korrektursignal, einen an den Speicherkondensator angeschlossenen Impedanzumformer zur Übertragung des gespeicherten Korrektursignals an den Eingang des Umsetzers, sowie ein zur Sperrung des Drift-Kompensators die Verbin dung des Speicherkondensators mit dem Signalgenerator unterbrechendes, vom Ausgangssignal des Mes spannungsdetektors betätigbares Relais enthält.
Die folgende Beschreibung und die Zeichnungen dienen zur Erläuterung von Ausführungsbeispielen die ser Erfindung. In den Zeichnungen zeigen:
Fig. 1 ein schematisches Blockschaltbild der vorlie genden Erfindung, welche für eine kompensierte Basis spannung im Signal einer Signalquelle sorgt;
Fig. 2A, Fig. 2B und Fig. 2C detaillierte, schemati sche Schaltbilder einzelner Schaltungsteile;
Fig. 3 ein schematisches Schaltbild für eine Ein richtung zum gesteuerten Ändern der Basisspannung;
Fig. 4 eine graphische Darstellung von überdeckten kleinen Messpannungen im auslaufenden Teil einer grösseren Messpannung;
Fig. 5 eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, mit der kleine Impulse der in Fig. 4 dargestellten Art besser gefunden werden können;
Fig. 6 eine weitere Ausführungsform der in Fig. 5 gezeigten Schaltungsanordnung;
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Fig. 7 ein schematisches Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Eine in Fig. 1 dargestellte Signalquelle 10 liefert Eingangssignale an eine Vorrichtung 12. Die Vorrichtung 12 enthält Einrichtungen 14, mit deren Hilfe eine analytische Spannungsschwankung in dem von der Quelle 10 gelieferten Signal festgestellt und angezeigt werden kann. Ausserdem ist eine Drift-Korrektur Schaltung 15 vorgesehen, welche mit dem Eingangssignal zusammenarbeitet, die Drift der Messbasisspannung ausregelt und noch andere Funktionen ausübt, die unten näher erläutert werden. Die Einrichtung 14 steuert die Drift-I,orrektur-Schaltung 15, so dass die von der Signalquelle 10 gelieferten analytischen Span nungsschwankungen im Signal nicht durch die Korrekturschaltung gelöscht werden können. Der Drift-Effekt wird aber egalisiert und eine regulierte Basisspannung geliefert. Diese Funktionen werden unten noch näher erläutert.
Es soll nun die vorliegende Schaltung im einzelnen betrachtet werden. Das Signal der Signalquelle 10 wird in einem Gleichstromverstärker 16 verstärkt, der Eingangssignale für zwei Schaltungsteile der in Fig. 1 dargestellten Schaltung liefert. Ein Signal des Verstärkers 16 fliesst zu einem Spannungsfrequenz-Umsetzer 18, der ein pulsförmiges Ausgangssignal liefert, dessen Pulsfolgefrequenz proportional zur Amplitude der Eingangsspannung ist. Ein bevorzugter Umsetzer 18 wird von der Vidar Corporation unter der Modellbezeichnung 21 1-B hergestellt. Der Umsetzer enthält einen Kondensator, der durch das Eingangssignal aufgeladen wird. Wenn die Spannung am Kondensator einen bestimmten Pegel erreicht, so wird ein Ausgangsimpuls erzeugt und der Kondensator entladen. Diese Impulse sind die Ausgangsimpulse des Umsetzers 18.
Sie dienen auch zum Entladen des Kondensators um einen bestimmten Wert. Die Drift-Korrektur-Schaltung 15 liefert einen Eingangsstrom für den Kondensator des Umsetzers 18 und bewirkt eine Driftkorrektur.
Im Ausgangssignal des Verstärkers 16 können analytische Spannungsschwankungen enthalten sein, die durch die Einrichtung 14 festgestellt werden. Das Ausgangssignal des Verstärkers 16 gelangt zu einem Gleichstromverstärker 19, der es dann zu einer Differenzierschaltung 20 leitet. Die Differenzierschaltung 20 besteht aus einem Kondensator 20a und einem mit Erde verbundenen Widerstand 20b.
Die Spannung am Widerstand 20b stellt das Differential des von der Quelle 10 gelieferten Signals dar.
Es kann angenommen werden, dass ein Anstieg des Signals (positive Steigerung) durch eine positive Spannung im Differenzierglied und ein Abfall des Signals (negative Steigerung) durch eine negative Spannung wiedergegeben wird. Weist das Eingangssignal keinen Anstieg oder Abfall auf, sondern ist der Pegel konstant, so liefert das Differenzierglied keine Ausgangsspannung. Das Differenzierglied wird durch einen Ausgangs- oder Nachverstärker 21 (der Ausgangsverstärker 21 invertiert das Signal), der normalerweise zur Vermeidung einer Belastung eine hohe Eingangsimpedanz aufweist, nur ganz leicht belastet. Es ist jedoch einzusehen, dass die Ansprechgeschwindigkeit durch Parallelschalten einer dynamischen Last 22 geändert werden kann. Die zum Verstärker 21 parallel geschaltete Last dient zum Verbessern der Ansprechgeschwindigkeit der Differenzierschaltung.
Ist der Anstieg oder Abfall des Eingangssignals sehr gross, so schwankt der Pegel des Ausgangssignals des Differnziergliedes sehr stark, wobei dann der Strom durch die niederohmige dynamische Last 22 fliessen kann. In der bevorzugten Ausführungsform dieser Schaltung besteht die dynamische Last aus zwei parallel und gegeneinander geschalteten Dioden, wobei in jeder Richtung eine Gegenspannung von etwa 0,5 Volt zu überwinden ist, bevor Leitung in der Durchlassrichtung auftritt. Durch diese Einrichtung wird die Ansprechgeschwindigkeit der Differenzierschaltung verbessert, obgleich bei sehr kleinen Spannungsschwankungen - wegen kleiner Steigerungs änderungen im Signal - die Differenzierschaltung nicht belastet wird.
Es sei darauf hingewiesen, dass das Ausgangssignal des Verstärkers 21 normalerweise einen konstanten Ruhe-Spannungspegel aufweist, solange das Eingangssignal keinen Anstieg oder Abfall aufweist. Der Ruhepegel nimmt zu, wenn ein Abfall auftritt, und er nimmt ab, wenn ein Anstieg vorliegt. Die Schaltung 14 enthält zwei Schmitt-Trigger 24 und 25. Der Schmitt Trigger 24 wird bei einem Anstieg getriggert und ist so konstruiert, geschaltet und mit Schaltungselementen versehen, dass er Abweichungen vom Ruhewert des Ausgangssignals des Verstärkers 21 in Abhängigkeit von einem Anstieg feststellen kann. Andererseits wird der Schmitt-Trigger 25 aufgrund seines Aufbaues nur getriggert, wenn die Ausgangsspannung des Verstärkers 21 einen bestimmten Pegel - bezogen auf den Ruhespannungspegel - überschreitet.
Es sei darauf hingewiesen, dass zwischen den Triggerpunkten der Schmitt Trigger 24 und 25 eine bestimmte Hysterese besteht.
Der Hysteresebereich umfasst ein bestimmtes Mass an Steigungsänderung, welches vernachlässigbar und als ein Teil der Messbasisdrift anzusehen ist und im allgemeinen nicht charakteristisch für eine analytische Spannungsschwankung ist.
Die Ausgangssignale der Schmitt-Trigger 24 und 25 haben jeweils die Form von zwei binären Spannungspegeln. Die binären Signale fliessen zu einer Impuls-Erkennungsschaltung 26. Fig. 5 zeigt die Schaltung 26 detaillierter. Für den hier verfolgten Zweck genügt es jedoch, festzustellen, dass die Schaltung 26 durch die binären Eingangssignale der Schmitt-Trigger 24 und 25 betätigt wird und ein Ausgangssignal an eine Leitung 27 abgibt, welches anzeigt, ob im Eingangssignal ein Impuls vorhanden ist oder nicht. Im einzelnen bedeutet das, dass ein binäres Signal auf der Leitung 27 mit dem logischen Wert 0 darauf hinweist, dass in dem von der Quelle 10 gelieferten Signal kein Impuls vorhanden ist. Eine binäre 1 als Signal zeigt hingegen die Existenz eines Impulses im Signal der Quelle 101 an.
Die Schaltung 26 ist so aufgebaut und geschaltet, dass sie ein die Existenz eines Impulses anzeigendes Signal an die Leitung 27 im Intervall vom Beginn bis zum Ende einer Messpannungsschwankung liefert. Das Ende der Messpannungsschwankung ist erreicht, wenn der Spannungspegel keine Steigerung mehr aufweist. Das Signal auf der Leitung 27 dient daher als Information für die Drift-Korrekturschaltung
15, welche angibt, dass ein Impuls vorhanden ist und dass die Schaltung 15 während der analytischen Spannungsschwankung die Drift-Korrektur nicht aufrechterhält. Zur besseren Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung 15 soll nun auf Fig. 2 bezug genommen werden.
Es sei darauf hingewiesen, dass die in Fig.7 gezeigte Schaltung bei der Feststellung der Impulse in Abhängigkeit von der Puls-Folgefrequenz des Umsetzers 18 mitwirkt, was unten noch näher erläutert wird.
Eine Leitung 28 von Fig. 2 liefert das Ausgangssignal des Umsetzers 18 über einen Sperrkondensator 29 und einen Serienwiderstand 30 zu einem Verstärkertransistor 31. Der Arbeitspunkt des Transistors 31 wird durch eine Diode 32 und einen Vorwiderstand 33 bestimmt. Ein Kollektorstrom-Begrenzungswiderstand 34 ist vorgesehen, der zusammen mit einem Wider stand 44 als Kollektorwiderstand wirkt. Der Ausgangskreis des Transistors 31 ist über einen Koppelkondensator 35 mit einem ersten Transistor 36 von zweien verbunden. Die Emitter der Transistoren 36 und 37 sind gemeinsam mit einer Zenerdiode 38 verbunden.
Diese Schaltung dient als monostabiler Multivibrator.
Der Transistor 36 wird über einen Widerstand 39, der mit der Koliektorspeisespannung verbunden ist, vorge spannt. Der Transistor 36 ist mit einem Kollektorwi derstand 40 versehen. Der Ausgangskreis des Transistors 36 ist zwischen Spannungsteilerwiderständen 41 und 42 angezapft. Durch den Spannungsabfall an einer Zenerdiode 38 und den leitenden Zustand des Transi stors 36 stellt sich eine Spannung am Kollektor ein, die etwa um 1-2 Volt von der Emitterspannung verschie den ist, die mit dem Transistor 37 geteilt wird. Die Kollektorspannung des Transistors 36 wird im Span nungsteiler geteilt, so dass der Transistor 37 ein geeig netes Basissignal erhält. In der dargestellten Schaltung bleibt die Basis des Transistors 37 negativ bezüglich des Emitters, so dass der Transistor 37 nicht leiten kann.
Fliesst jedoch ein Impuls zum Transistor 36, der ihn nichtleitend macht, so ändert sich die Spannung am Widerstand 41 und das Basissignal des Transistors
37, so dass dieser leitend wird und einen Impuls im
Kollektorkreis erzeugt. Der Transistor 37 besitzt einen kleinen Serienwiderstand 43 und einen Kollektorwider stand 44, an dem das Ausgangssignal liegt.
Die zusammenwirkenden Transistoren 36 und 37 erzeugen eine sehr kurzen Impuls mit einer Dauer von einigen Millisekunden, je nach den gewählten Schaltungselementen und deren Werten. Dieser Impuls fliesst zu einem Transistor 48, der als Sägezahn-Generator arbeitet, was noch beschrieben wird. Im Eingangskreis des Transistors 48 liegt ein Serienwiderstand 47.
Der Transistor 48 besitzt einen Kollektorstrom Begrenzerwiderstand 50, während der Emitter über eine Diode 51 mit einer negativen Speisespannung verbunden ist. Ein Ladekondensator 52 ist über einen Widerstand 50 mit der negativen Versorgungsspannung des Transistors 48 verbunden. Ein Widerstand 49 dient als Ladewiderstand für den Kondensator 52.
Ausserdem ist ein Widerstand 49a für Abgleichzwecke parallel zum Widerstand 49 schaltbar. Diese Funktion wird noch näher erläutert. Der Kondensator 52 besitzt eine über den Widerstand 49 fliessende Ladung, die aufnehmen und speichern kann, wenn der Transistor 48 nichtleitend ist (Ruhezustand). Liefern die Transistoren 36 und 37 einen Ausgangsimpuls zum Transistor 48, so wird der Kondensator 52 über den Widerstand 50 durch den leitenden Transistor 48 entladen. Es ist jedoch einzusehen, dass sich der Spannungsabfall am Kondensator 52 nicht sofort ändert. Vielmehr ändert sich die Ladung im Kondensator während eines endlichen Intervalls und erzeugt die eine Flanke einer Sägezahnform. Der Ladevorgang des Kondensators 52 liefert die andere Flanke der Sägezahnform.
Da das Ausgangssignal des Kollektors des Transistors parallel zum Kondensator abgenommen wird, hat das Ausgangssignal auf einer Leitung 55 näherungsweise eine Sägezahnform.
Die Leitung 55 ist mit einer Schaltung verbunden, die ein Hystereseverhalten bewirkt, je nachdem, ob der Messbasiswert nach oben oder nach unten bezüglich des absoluten Null-Signals abgeglichen ist. Zwei Widerstände 56 und 57 sind parallel geschaltet und über zwei entgegengesetzt geschaltete Dioden 58 und 59 mit einem hochisolierten Reed-Relais oder Schutzrohrkontaktrelais 60 verbunden, das durch eine Relaiswicklung 60a betätigt wird.
Das Schutzrohrkontaktrelais 60 wird durch das Ausgangssignal der Impuls-Erkennungsschaltung 26 betätigt. Die Leitung 27 der Fig. 1 liefert ein Eingangssignal für einen Invertor 61, der den Eingang der in Fig. 2 gezeigten Schaltung bildet, einschliesslich eines Widerstandes 63 und eines Transistors 64. Der Transistor 64 ist ein pnp-Transistor, dessen Basis über einen Widerstand 65 vorgespannt ist. Der Transistor 64 ist über eine Diode 66 mit der negativen Speisespannung von -22V (Gleichspannung) verbunden. Ein positives Signal (Erdpotential oder eine binäre 0 ) für den Transistor 64 zeigt die Anwesenheit eines Impulses an, der von der Schaltung 26 (Fig. 1) festgestellt wurde.
Das positive Signal verhindert einen Stromfluss durch die Relaiswicklung 60a, so dass das Relais offen bleibt.
Während einer analytischen Spannungsschwankung ist dies zweckmässig, weil es mit der oben erläuterten Schaltung, welche ein Drift-Korrektur-Signal bei fehlender analytischer Spannungsschwankung in dem zu korrigierenden Signal liefert, in Zusammenhang steht.
Wäre das Relais 60 geschlossen und das Korrektursignal in die zu beschreibende Schaltung gegeben worden, so könnten durch die Korrektur Impulse aus dem Signal gelöscht werden, was nicht erwünscht ist.
Die oben beschriebene Schaltung kann als Korrektur-Signal-Erzeugungsschaltung bezeichnet werden, welche ein vom Eingangs signal abhängiges Korrektur Signal liefert. Das Signal gelangt über das Relais 60 zu einer analogen Speicherschaltung, welche einen Kondensator 72 und einen Halbleiter 75 mit hohem Eingangswiderstand enthält. Der Kondensator 72 ist ein qualitativ hochwertiger Polystyren-Kondensator, der mit einem MOS -Feldeffekt-Transistor 75 verbunden ist. Die Eingangsimpedanz des Transistors 75 beträgt wenigstens 10los Ohm, damit praktisch kein Strom von der Speichereinrichtung 72 abfliessen kann. In der bevorzugten Ausführungsform enthält der Kondensator ein von der Spannung unabhängiges Dielektrikum. Der Kondensator 72 und der Feldeffekt-Transistor 75 sind ausserdem so geschaltet, dass die benötigten elektrischen Leitungen möglichst kurz sind.
Eine Leitung 73 ist mit einer entsprechenden Isolierung versehen und der Feldeffekt-Transistor in herkömmlicher und gebräuchlicher Weise eingebaut.
Die Schaltung sorgt dafür, dass der Feldeffekt Transistor 75 mit konstanten Strömen und mit konstanter Spannung betrieben wird, die vorzugsweise so gewählt sind, dass man die bestmöglichen Temperator Drift-Kennlinien erhält. Der Transistor 75 erhält mit Hilfe eines weiteren Transistors 76, der mit der Speisegleichspannung von +18 Volt verbunden ist, einen konstanten Strom über seine Quelleneiektrode S zuge führt. Der Transistor 76 besitzt einen Emitterwiderstand 77. Der Kollektorstrom des Transistors 76 fliesst zum Transistor 75. Der Arbeitspunkt des Transistors 76 wird über eine Schaltung, die mit der Speisespannung verbunden ist, eingestellt. Diese Schaltung umfasst einen Serienwiderstand 78, eine Diode 79, einen Widerstand 80 und eine Zenerdiode 81.
Es ist einzusehen, dass der Transistor 76 einen relativ festen Arbeitspunkt besitzt und einen sehr konstanten Strom liefert.
Neben der konstanten Stromquelle, die mit der Quellenelektrode S des Transistors 75 verbunden ist, ist die Abflusselektrode D des Transistors 75 auch mit einer konstanten Stromquelle, und zwar mit einem Transistor 82 verbunden. Dieser liegt über einen Emitterwiderstand 83 an der negativen Speisegleichspannung. Der Arbeitspunkt des Transistors 82 wird durch eine Schaltung, bestehend aus einem Widerstand 84, einer Diode 85, einem Widerstand 86 und einer Zenerdiode 87, bestimmt und stabilisiert. Der von der Quellenelektrode zur Abflusselektrode fliessende Strom des Feldeffekt-Transistors 75 wird daher durch die Quellen konstanten Stromes reguliert.
Mit einer weiteren Schaltung wird die zwischen der Quellen- und der Abflusselektrode des Feldeffekt Transistors 75 liegende Spannung konstant gehalten.
Die Basis eines Transistors 88 erhält von der Quellenelektrode S des Transistors 75 ein Signal und der Emitter des Transistors 88 ist mit der Abflusselektrode D über eine Zenerdiode 89 verbunden. Es kann angenommen werden, dass die Zenerdiode 89 für eine relativ konstante Spannung zwischen der Quellen- und Abflusselektrode des Transistors 75 sorgt, vor allem aufgrund der beschriebenen Stabilisierungsschaltung. Der Transistor 88 besitzt ferner einen Kollektorwiderstand 90. Die Kollektorausgangsspannung wird über eine Diode 91 zum Emitter eines weiteren Transistors 92 gekoppelt. Die Basis des Transistors 92 ist mit dem Emitter des Transistors 88 verbunden, so dass Strom änderungen im Kollektorwiderstand 90 in der Diode 91 geteilt werden, wobei der Transistor 88 besser stabilisiert wird.
Es kann angenommen werden, dass die von der Stabilisierungsschaltung des Feldeffekt-Transistors gelieferten Betriebsspannungen so gewählt werden können, dass jede beliebige Abweichung der Ausgangspannung in einer Leitung 96 im Vergleich zu den Betriebsspannungen im Speicher 72 vorgesehen ist. Dies heisst, dass es in der bevorzugten Ausführungsform zum Zweck eines gemeinsamen Betriebs mit dem Umsetzer 18 (Fig. 1) zweckmässig ist, ein Korrektur-Signal in der Leitung 96 zu benutzen, dessen Pegel von einem Potential von etwa 0V bis zu negativen Potentialen von etwa 8 oder 10 Volt Gleichspannung reicht. Es ist einzusehen, dass Änderungen der Arbeitspunkte sich durch Verwendung anderer Speisespannungen ergeben, die von den + 18 V Gleichspannung und -22 V Gleichspannung, die in der Zeichnung angegeben sind, abweichen.
Wie oben erwähnt, zeigt die Schaltung der Fig. 2 Einzelheiten der Drift-Korrekturschaltung 15 der Fig. 1.
Zusammenfassend kann gesagt werden, dass diese Schaltung eine Ladung in einem Speicherkondensator 72 sammelt, welche analog zu der Korrektur ist, die in irgend einem Zeitpunkt nach Wunsch vorgenommen werden soll. Die Schaltung der Fig. 2 enthält jedoch noch zusätzliche Einrichtungen, welche mehrere Arbeitsschritte erlauben, so wie sie von Fall zu Fall zweckmässig sind, um eine möglichst angepasste Ansprechempfindlichkeit zu gewährleisten. Es soll nun auf die Funktion des Transistors 48 eingegangen werden.
Der Transistor 48 liefert ein sägezahnförmiges Ausgangssignal, das am Kondensator 52 erzeugt wird. Über eine Leitung 100 gelangt die Sägezahnspannung zu einem Emitterfolger 101. Das Ausgangssignal des Transistors 101 wird an einem Emitterwiderstand 102 erzeugt, der an die Emitterspeisespannung von + 18 V angeschlossen ist. Das Ausgangssignal gelangt dann über einen Sperrkondensator 103 zu der mit ihm verbundenen Impulsformerschaltung, welche aus einem Widerstand 104 und einer Diode 105 besteht. Die Schaltung differenziert das Ausgangssignal, wobei positive Abschnitte des differenzierten Signals durch die Diode 105 zur Erde abgeleitet werden, während negative Signale durch eine in Reihe geschaltete Diode 106 zu einem Seriewiderstand 107 fliessen. Der Widerstand 107 bildet den Eingang für eine bistabile Schaltung, die noch erläutert wird.
Zwei Transistoren 110 und 112 sind so geschaltet, dass sie eine bistabile Schaltung bilden, die vom Ausgangssignal des Emitterfolgers 101 getriggert wird. Der Transistor 110 ist über einen Widerstand 111, der Transistor 112 über einen Widerstand 113 vorgespannt. Der Transistor 110 besitzt einen Kollektorwiderstand 114. Der Transistor 112 ist mit einer Diode 115 als Kollektorlast versehen. Das Kollektorausgangssignal des Transistors 110 fliesst über einen Widerstand 116 zur Basis des Transistors 112.
Die bistabile Schaltung mit den Transistoren 110 und 112 wird durch einen Impuls aus dem Emitterfolger 101 aktiviert. Die Schaltung wird durch ein Steuersignal, das als Rückstell-Steuersignal bezeichnet werden kann, deaktiviert, so dass derjenige, der die Vorrichtung bedient, den Zustand der bistabilen Schaltung umkehren kann. Es ist einzusehen, dass sich die Be zeichnungen ,deaktiviert- und aktiviert auf den leitenden Zustand des ersten oder des zweiten Transistors beziehen.
Über eine Leitung 118 fliesst das Kollektor-Ausgangssignal des Transistors 112 zu einem Relais 120.
Das Relais 120 liegt an der negativen Kollektor-Speisespannung, an der auch der Transistor 112 liegt, so dass im leitenden Zustand des Transistors 112 auch Strom durch das Relais 120 fliesst. Das Relais 120 betätigt Kontakte 120a, mit deren Hilfe der Widerstand 49a parallel zum Widerstand 49 geschaltet wird. Der zum Widerstand 49 parallele zusätzliche Widerstand 49a ändert die Eigenschaften des Sägezahn-Generators und beschleunigt dessen Arbeitsweise, so dass ein grösserer Strom pro Zeiteinheit in den Speicher-Kondensator 52 fliesst, an dem das sägezahnförmige Signal gebildet wird. Ferner enthält das Relais 120 Kontakte 120b und 120c, mit deren Hilfe die Widerstände 56a und 57a parallel zu den Widerständen 56 und 57 geschaltet werden können.
Der sich durch die oben erwähnten Einrichtungen ergebende effektive Widerstand äussert sich in einem stärkeren Stromifluss zum Schutzrohr-Kontaktrelais 60 und in einer schnelleren Aufladung des Speicherkondensators 72. Soll daher die Ladegeschwindigkeit im Speicher erhöht werden, so kann durch eine Betätigung des Relais 120 mehr Strom durch die Seriewiderstände zum Kondensator 72 geschickt werden. Das ist dann besonders zweckmässig, wenn das Signal der Signalquelle 10 längere Zeit vom Basiswert sehr weit entfernt ist. In diesem Fall verfolgt die vorliegende Schaltung aufgrund der Betätigung des Relais 120 den grossen Bereich der Signalspannungsschwankungen genauer. Es soll nun wieder auf die schon früher beschriebene Vorrichtung der Fig. 2 bezug genommen werden.
Grosse Signaländerungen bewirken ein vergrössertes sägezahnförmiges Signal des Transistors 48, das über die Leitung 100 zum Emitterfolger 101 fliesst. Der Emitterfolger liefert ein geeignetes Ausgangssignal zum Triggern der bistabilen Schaltung, welche ein Signal für eine Betätigung des Relais erzeugt.
Es ist einzusehen, dass nicht alle Signalerscheinungsformen mit einem stabilisierten Basiswert für das entsprechende Ausgangssignal bewältigt werden können. So benutzen beispielsweise bestimmte Verfahren in der Chromatographie eine Art programmierter Temperaturbeschleunigung, wobei der Basiswert stetig mit der fortschreitenden Analyse zunimmt. Die in diesem Zeitintervall ablaufende Verschiebung des Basiswertes kann exponentiell oder linear erfolgen, und dieses Beispiel kann auf jede beliebige Signalform ausgedehnt werden. Es soll nun auf Fig. 3 bezug genommen werden, in der Teile der in Fig. 2 gezeigten Schaltung abgebildet sind. Über die Leitung 55 fliesst der Strom in den Speicherkondensator 72, der mit dem Feldeffekt Transistor 75 verbunden ist. Wie oben erwähnt, wird das Relais 60 geöffnet, wenn im Signal ein Impuls auftritt.
Der Ladevorgang des Kondensators 72 wird dabei unterbrochen, bis die Signalspannung wieder auf den Basiswert zurückkehrt. Die Kondensatorladung kann mehrere Stunden gespeichert werden und ändert sich dabei kaum, weil die Möglichkeiten eines Stromabflusses vom Kondensator sehr begrenzt sind. Es kann jedoch zweckmässig sein, die Kondensatorladung zur Erde abfliessen zu lassen, wobei während einer bestimmten Zeit der Transistor 75 ein exponentielles Signal liefert. Für eine exponentielle Ladungsabnahme sind in Fig. 3 Einrichtungen vorgesehen, welche aus einem Widerstand 125 und einem Schalter 126 bestehen, über den der Widerstand mit dem Speicher 72 verbunden ist. Der Widerstand 125 ist geerdet, so dass ein Schliessen des Schalters 126 eine exponentielle Abnahme der im Speicher befindlichen Ladung auf den Wert null in Übereinstimmung mit der Zeitkonstanten der Schaltung bewirkt.
Als weitere Möglichkeit ist ein anderer Widerstand 127 mit dem Kondensator 72 über einen Schalter 128 verbunden, wobei die Ladung des Kondensators exponentiell auf eine durch eine Batterie 129 bestimmte negative Spannung verringert werden kann. Auch hier ist die Zeitkonstante des exponentiellen Verlaufes durch die Schaltungselemente gegeben.
Eine weitere Einrichtung ist vorgesehen, mit deren Hilfe die Kondensatorladung auf irgend einen positiven Wert verringert werden kann. Zu diesem Zweck sind beispielsweise eine Batterie 130, ein Widerstand 131 und ein Schalter 132 in Reihe geschaltet, wobei die Spannung am Kondensator 72 exponentiell auf irgend eine positive Spannung verringert werden kann. Die Zeitkonstante der Schaltung hängt von den Werten des Kondensators und des Widerstandes ab.
Eine andere Schaltung, mit deren Hilfe die im analogen Speicher enthaltenden Werte gesteuert verändert werden können, auch wenn das Relais 60 geöffnet ist, ist ebenfalls in Fig. 3 dargestellt. Diese Schaltung kann nach einem bestimmten Programm arbeiten. Zu diesem Zweck ist parallel zu einer Spannungsquelle 133 ein Potentiometer 134 geschaltet, wobei ein Anschluss der Spannungsquelle geerdet ist. Der Schleifarm des Potentiometers ist mechanisch mit einem Motor 134 verbunden, der ihn in bestimmte Stellungen bringen kann.
Der Schleifarm ist über einen Serienwiderstand 136 und einen Schalter 137 mit dem Kondensator 72 verbunden und liefert eine programmierbare Spannung.
Aufgrund der Steuerung durch den Motor 135 führt der Kondensator 72 jede gewünschte Funktion aus. So kann der Motor 135 beispielsweise eine bestimmte Zeit lang mit konstanter Geschwindigkeit betrieben werden, wobei sich eine lineare Abhängigkeit ergibt.
Solche Einrichtungen können beispielsweise dazu benutzt werden, eine programmierbare Kompensationsspannung zu liefern, welche die Zunahme des Basiswertes ausgleicht, die bei einer chromatographischen Analyse mit fortschreitenden Temperaturen zu erwarten ist, wie etwa bei der Analyse von Proben, welche schwere teerähnliche Stoffe enthalten und eine sehr lange Zeit zur Analyse benötigen. Ferner kann der Motor 135 beispielsweise dazu benutzt werden, sinusförmige, rechteckförmige, sägezahnförmige und ähnliche Signalformen zu erzeugen.
Die verschiedenen dargestellten Schaltungen zum Andern der gespeicherten Kondensatorspannung können auch betrieben werden, wenn das Relais 60 geschlossen ist, so dass Strom über die Leitung 55 fliesst.
In Fig. 4 sind in einem Diagramm der Spannungsverlauf in Abhängigkeit von der Zeit und ausserdem eine typische Erscheinung bei einer chromatographischen Analyse dargestellt. Der Spannungsverlauf 140 ist in Fig. 4 bei 141 unterbrochen, um anzuzeigen, dass die maximale Amplitude zwar sehr gross, ihr tatsächlicher Wert für die Erläuterung dieser Vorrichtung jedoch nicht besonders wichtig ist. Ferner ist die Abszisse bei 142 unterbrochen um anzuzeigen, dass sich der Impuls über einen sehr langen Zeitraum erstrecken kann oder so klein ist, dass die vorliegende Schaltung nicht anspricht. Die Impulsform enthält einen Anstieg bei 140a, bei der die grosse analytische Spannungsschwankung beginnt, wobei das Ende etwa bei 140b liegt.
Dann geht der Impuls auf den Basiswert 140d zurück. Es sei darauf hingewiesen, dass im Endbereich des grossen analytischen Impulses sich beispielsweise einige kleine Impulse 144 und 145 befinden können, auf die nun näher eingegangen werden soll. Natürlich könnten auch andere Beispiele mit anderen Umständen angeführt werden, bei denen ebenfalls kleinere analytische Signale durch grössere analytische Signale überdeckt werden.
Fig. 5 zeigt eine abgeänderte Vorrichtung, welche das grosse analytische Signal 140 und auch die kleinen Spannungsschwankungen 144 und 145 aufnimmt und verarbeitet. Fig. 5 zeigt im wesentlichen die Schaltung der Fig. 1, welche mit zusätzlichen Einrichtungen, die noch beschrieben werden, versehen ist. Die Impuls Erkennungsschaltung 14 bleibt unverändert und wird lediglich detaillierter dargestellt. Ausserdem arbeitet die Drift-Korrektur-Schaltung 15 mit dem Umsetzer 18 nach wie vor in der oben beschriebenen Weise zusammen. Zum besseren Verständnis der Schaltung der Fig. 5 soll zunächst die Impuls-Erkennungsschaltung 26 beschrieben werden.
Die Impuls-Erkennungsschaltung 26 stellt die Aufeinanderfolge von Anstieg, Steigung null und Abfall, so wie dies von den Schmitt-Triggern 24 und 25 angezeigt wird, fest. Die Schmitt-Trigger 24 und 25 sind mit mehreren NOR-Gattern verbunden, die ein Ausgangssignal auf die Leitung 27 abgeben, das die Anwesenheit eines Impulses angibt. Es kann angenommen werden, dass das Impuls -Signal auf der Leitung 27 zeitgleich mit dem Impuls im analytischen Signal existiert, d. h. vom Beginn bis zum Ende des analytischen Impulses. Bei einem Anstieg liefert der Schmitt-Trigger 24 ein Ausgangssignal in Form einer binären 0 an ein weiteres Gatter 151 abgibt. Alle anderen Eingangssignale für das Gatter 151 sind ebenfalls binäre 0 , so dass ein Ausgangssignal in Form einer binären 1 zum Gatter 150 zurückgelangt und dieses sperrt.
Dieses Ausgangssignal gelangt auch zu einem Gatter 152.
Das Gatter 152 liefert eine binäre 0 als Ausgangssignal an ein Gatter 153. Das Ausgangssignal des Gatters 153 ist eine binäre 1 , die zum Eingang eines NOR-Gatters 154 gelangt, damit dieses NOR-Gatter eine binäre 0 als Ausgangssignal erzeugt. Das Gatter 154 ist mit dem Gatter 153 verknüpft und sorgt dafür, dass das Gatter 153 nur binäre 0 als Eingangssignale erhält und eine binäre 1 als Ausgangssignal an die Leitung 27 abgibt. Es ist also einzusehen, dass zu Beginn eines analytischen Impulses, etwa von der Art des analytischen Signals 140 der Fig. 4, eine binäre 1 als Impuls -Signal auf die Leitung 27 gelangt.
Es kann angenommen werden, dass im einfachsten Fall die Steigung eines Impulses zunächst positiv, dann null und schliesslich negativ ist. Bei der maximalen Amplitude des Signals 140 ist die Steigung deshalb null und das Gatter 150 erhält von Schmitt-Trigger 24 eine binäre 1 als Ausgangssignal. Das mit dem Gatter 150 verknüpfte Gatter 151 liefert aber weiterhin eine binäre 1 als Eingangssignal zum Gatter 150, so dass die Beendigung des den Anstieg (positive Steigung) anzeigenden Signals zum Schmitt-Trigger 24 keinen Einfluss auf die Impuls-Erkennungsschaltung 26 und das Signal auf der Leitung 27 hat, welches weiterhin einen Impuls anzeigt.
Nach Erreichen der Impulsspitze beginnt der Pegel eines analytischen Signals wieder auf den Basiswert zu fallen oder, anders ausgedrückt, der Signalpegel nimmt mit negativer Steigung ab. Bei einem Signalabfall liefert der Schmitt-Trigger 25 eine binäre 1 als Ausgangssignal. Dieses Signal gelangt zum Gatter 151, welches eine binäre 0 als Ausgangssignal liefert.
Ausserdem gelangt das Ausgangssignal des Schmitt Triggers 25 auch zum Gatter 152, welches eine binäre Q als Ausgangssignal liefert. Das Gatter 153, das bereits beim Anstieg und bei der Steigung null drei Eingangssignale in Form von binären 0 erhielt, erhält diese auch weiterhin und liefert eine binäre 1 als Ausgangssignal während des Abfalls. Dieses Ausgangs signal fliesst auch zum Gatter 154 und hält es im vori gen Zustand, so dass der Zustand des Gatters 153 beim Abfall nicht geändert wird. Das Impuls-Signal auf der Leitung 27 bleibt also auch in diesem Fall erhalten.
Es soll nun wieder auf Fig. 4 bezug genommen werden, wobei die Gatter im obigen Zustand verbleiben sollen, um die Arbeitsweise der Impuls-Erkennungsschaltung 26 am Ende eines Impulses besser beschreiben zu können. Es ist zweckmässig, das Ende eines grossen Impulses 140 zu simulieren. Zu diesem Zweck ist eine entsprechende Einrichtung 160 vorgesehen. Wenn ein grosses analytisches Signal beendet ist, wird auch die binäre 1 als Ausgangssignal des Schmitt-Triggers 25 beendet, und das Ausgangs signal des Gatters 153 wird eine binäre 0 . Die Beendigung des Impuls -Signals auf der Leitung 27 erfolgt durch Eingabe einer binären 1 in das Gatter 153.
In gleicher Weise liefert die Schaltung 160 eine binäre 1 zum Gatter 153 und simuliert das Ende eines grossen analytischen Signals und bringt die Vorrichtung in den Zustand, dass sie einen getrennten, wenn auch kleinen Impuls, der danach auftritt, anzeigt.
Das Ausgangssignal des Gleichstrom-Verstärkers 16 gelangt zu zwei Schmitt-Triggern 161 und 162. Der Schmitt-Trigger 161 spricht auf einen höheren Pegel an als der Schmitt-Trigger 162. In Fig.4 sind solche Pegel bei 161a und 162a in bezug auf eine grosse analytische Signalform dargestellt. Es ist einzusehen, dass die Schaltelemente der Schmitt-Trigger 161 und 162 so gewählt werden können, dass die Schaltungen bei den in Fig. 4 angedeuteten Pegeln ansprechen. Der Ausgang des Schmitt-Triggers 161 ist mit einer Impuls Dehnerschaltung 163 verbunden. Eine geeignete Impuls-Dehnerschaltung besteht etwa aus einem monostabilen Multivibrator o. dgl., der das Ausgangssignal des Schmitt-Triggers 161 während eines zusätzlichen und bestimmbaren Zeitintervalls aufrecht erhält.
Der Punkt 163a von Fig. 4 gibt die Zeit an, bei der der Schmitt-Trigger 161 nichtleitend wird, weil sein Eingangssignal unter den Pegel 161a sinkt. Die Impuls Dehnerschaltung 163 hält das Ausgangssignal des Schmitt-Triggers 161 noch während einer bestimmten Zeit aufrecht, die durch den Abstand zwischen den Punkten 163a und 163b auf der Zeitachse von Fig. 4 gegeben ist.
Der Ausgang des Schmitt-Triggers 162 ist über einen Kondensator 164, eine in Reihe geschaltete Diode 165 und einen mit Erde verbundenen Widerstand 166 verbunden. Der Kondensator differenziert das Ausgangsignal des Schmitt-Triggers 162, obwohl die Diode 165 die Differentiation begrenzt, so dass nur positive Ausgangssignale von Pegeländerungen des Schmitt-Triggers 162 geliefert werden. Die differenzierten Signale und die Ausgangssignale der Impuls-Dehnerschaltung 163 gelangen zu einem UND-Gatter 168.
Das Ausgangssignal dieses UND-Gatters gelangt zum erwähnten NOR-Gatter 153 und dient als Rückstellimpuls. Ausserdem wird das Gatter 151 durch das Ausgangssignal des UND-Gatters 168 zurückgestellt.
Durch die Koinzidenz der Eingangssignale des Gatters 168 fliesst ein Rückstellimpuls in die Impuls-Erkennungsschaltung 26. Dieser Rückstellimpuls simuliert das Ende des grossen analytischen Impulses 140. Diese Simulation findet zum Zeitpunkt 163a (Fig. 4) statt.
Wenn das Impulssignal der Leitung 27 beendet ist, ölscht die Schaltung der Fig.2 den Rest des grossen analytischen Impulses, d. h. der Endabschnitt des grossen analytischen Signals 140 wird etwa vom Zeitpunkt 163e an durch die Betätigung der Basiswert-Korrektur Schaltung gelöscht. Das Signal der Leitung 27 (Fig. 2) betätigt das Relais 60, so dass das Korrektur-Signal zur analogen Speicherschaltung 72 gelangt. Es wurde schon darauf hingewiesen, dass die Korrektur-Signal Erzeugungsschaltung fortgesetzt arbeitet und ein Korrektur-Signal an die Leitung 55 abgibt, wo es über das Relais 60 zum analogen Speicher 72 gelangt. Das Signal der Leitung 27 löscht den Rest des analytischen Signals 140 von Zeitpunkt 163e an.
Es sei darauf hingewiesen, dass das von der Schaltung 160 erzeugte Rückstellsignal nur während eines kurzen Zeitintervalls existiert, weil das Ausgangssignal des Schmitt-Triggers 162 differenziert wird, wodurch das Gatter 168 ein Puls-UND-Gatter wird. Danach ist die Impuls-Erkennungsschaltung 26 für unmittelbar nachfolgende Impulse, wie sie bei 144 und 145 in Fig. 4 dargestellt sind, betriebsbereit. Der kurzzeitige Rückstellimpuls, der die Impuls-Erkennungsschaltung aktiviert, so dass sie sofort einen weiteren Impuls feststellen kann, betätigt auch die Drift-Korrektur-Schaltung, welche eine Basiswert-Korrektur durchführt, die durch eine Betätigung des Relais 60 wieder beendet wird. Dies ist der Fall, wenn der Impuls 144 der Impuls-Erkennungsschaltung 14 festgestellt wird, und die Impuls-Erkennungsschaltung 26 danach das Relais 60 öffnet.
Es sei darauf hingewiesen, dass in diesem Fall der analoge Speicher den letzten eingegebenen Wert behält, wobei der Endabschnitt eines grösseren Impulses 140 unter dem kleineren Impuls 144 gelöscht wird.
Der unter dem kleineren Impuls 144 liegende Teil des grösseren Impulses hat angenähert einen Verlauf einer Expontentialfunktion, so dass es zweckmässig sein kann, eine Schaltung vorzusehen, wie sie etwa in Fig. 3 dargestellt ist, welche den im analogen Speicher enthaltenen Wert näherungsweise und entsprechend dem Endabschnitt des grossen Signals reduziert und löscht. Mit dem Widerstand 125 und dem Schalter 126 der Fig. 3 ist eine mögliche Schaltung gegeben, welche eine exponentielle Abnahme des Endabschnittes des grösseren Impulses bewirkt. Eine solche Schaltung kann in der Schaltung der Fig. 5 vorgesehen werden, wobei das Ausgangssignal des UND-Gatters 168 ein Halterelais für den Schalter 126 betätigt. Dadurch nimmt der im Speicher enthaltene Wert kontinuierlich und ohne Rücksicht auf das Öffnen oder Schliessen des Schutzrohrkontaktrelais 60 ab.
Eine abgeänderte Ausführungsform der vorliegenden Schaltung ergibt sich dadurch, dass das exponentielle Abnehmen des im analogen Speicher 72 enthaltenen Wertes als zusätzliches Eingangssignal zum Gleichstromverstärker 19 der Fig.S geleitet wird. Das ist manchmal zweckmässig, weil der Anstieg pro Zeiteinheit des kleinen Impulses 144 (Fig. 4) näherungsweise gleich der Abnahme pro Zeiteinheit des grösseren Impulses entsprechen kann, welche zum kleineren Impuls addiert wird. Das Eingangssignal der Impuls Erkennungsschaltung 14 (Fig. 5) besitzt näherungsweise die Steigung null, so dass es für die Differenzierschaltung 20 schwierig ist, den kleinen Impuls festzustellen.
Es wäre daher zweckmässig, auch das Ausgangssignal der Schaltung, welche das Korrektursignal zum Verstärker 19 addiert, als Eingangssignal vorzusehen, wobei auch näherungsweise der Endabschnitt des grösseren analytischen Signals gelöscht wird. Die von der Differenzierschaltung 20 differenzierte, resultierende Spannung ergibt dann eine Ruhespannung, welche angenähert dem Basiswert-Signal entspricht, auf dem sich die kleinen Impulse 144 und 145 aufbauen, wobei die Steigungen dieser kleinen Impulse genauer festgestellt und daher genauer differenziert werden können.
Die oben beschriebene Simulation eines Impulsendes und die in diesem Zusammenhang durchgeführte Abgleichung der im Speicher 72 enthaltenen Ladung zerstört den gespeicherten Wert der ursprünglichen Messbasis, die vor dem Beginn eines grossen Impulses (Fig. 4) bestand. Der Verlust dieses gespeicherten Wertes geht auf die Verwendung des Speichers 72 als kapazitive Quelle für die Erzeugung des exponentiellen Abfalls durch den geerdeten Widerstand (Widerstand 125 der Fig. 3) zurück. Deshalb werden als Alternative hierzu mehrere analoge Speicher zum Speichern des ursprünglichen Basiswert-Driftkorrekturwertes und als kapazitive Quellen zum Erzeugen des exponentiellen Abfalls verwendet.
Es sei nun auf Fig. 6 bezug genommen, welche eine abgeänderte Ausführungsform mit mehreren analogen Speicherschaltungen zeigt. Ein Relais 175 wird durch den zum NOR-Gatter in der Impuls-Erkennungsschaltung 26 geleiteten Rückstellimpuls betätigt und schaltet das Signal der Leitung 55 vom analogen Speicher 72 zu einem Speicher 72'. Das Signal für das Relais 175 gelangt zu einer Impuls-Dehnerschaltung 176, welche das Relais 175 über ein längeres Zeitintervall hinweg, sogar nachdem des UND-Gatter 168 sein Ausgangssignal beendet hat, in der Arbeitsstellung hält. Die Impuls-Dehnerschaltung 176 ist eine gebräuchliche Schaltung, etwa ein monostabiler Multivibrator.
Das Ausgangssignal der Korrektursignal-Erzeugungsschaltung wird vom analogen Speicher 72 zum Speicher 72' geleitet und lädt den Speicher 72' auf einen Wert auf, der dem Endabschnitt eines grossen analytischen Signals entspricht. Das Signal 140 der Fig. 4 triggert den Schmitt-Trigger 162 für niedrige Pegel, so dass das UND-Gatter 168 ein Signal erhält und die Aufladung des Kondensators 72' mit dem Ausgangssignal eines MOS -Transistors 75', der mit dem Umsetzer 18 verbunden ist, einleitet. Aufgrund der relativ grossen Kapazität des Kondensators 72' dauert es etwa eine oder zwei Sekunden, bis der Kondensator auf den gewünschten Pegel aufgeladen ist. Es ist zweckmässig, den exponentiellen Abfall solange zu unterbinden, bis der Kondensator 72' auf den gewünschten Pegel aufgeladen ist.
Zu diesem Zweck ist eine Verzögerungsschaltung 177 mit dem UND-Gatter 168 verbunden, um die Schaltung zur Steuerung des exponentiellen Abfalls zu betätigen.
Die Verzögerungsschaltung 177 liefert etwa eine oder zwei Sekunden nach der Betätigung des Relais 175 einen Ausgangsimpuls, so dass der Kondensator 72' in geeigneter Weise aufgeladen wird. Der Ausgangsimpuls fliesst auch zum Setz-Eingang eines Flip-Flop 179, welches am 1 -Ausgang einen Ausgangsimpuls abgibt, der zu einem Relais 180 fliesst. Das Relais 180 legt den Kondensator 72' über einen Widerstand 181 an Erde und bewirkt damit ein exponentielles Absinken der Kondensatorspannung, die den gespeicherten Wert darstellt. Es sei darauf hingewiesen, dass die Korrektursignal-Erzeugungsschaltung einen Strom an den Speicher 72' abgeben kann, während der Widerstand 181 den Speicher entlädt.
Der Ladestrom der Korrektursignal-Erzeugungsschaltung wird durch das Relais 60 (Fig. 2) gesteuert, welches in Abhängigkeit von der Impuls-Erkennungsschaltung 26 geöffnet oder geschlossen wird. Es sei in Erinnerung gerufen, dass die Schaltung 26 Impulse im analytischen Eingangssignal anzeigt, wobei der Speicher 72' auf einen bestimmten Wert geladen und während eines kleinen Impulses (etwa des Impulses 144 von Fig. 4) bei geöffnetem Relais 60 exponentiell entladen wird. Zwischen den Impulsen 144 und 145 stellt das Relais 60 den Wert im Speicher 72' wieder her. Darauf folgt wiederum eine exponentielle Entladung, wobei die Endabschnitte des grossen Impulses 140, die den zweiten kleinen Impuls 145 überdecken, gelöscht werden. Der Löschungsvorgang unter dem kleinen Impuls 145 wird der durch eine neue Aufladung des Speichers korrekter ausgeführt.
Der exponentielle Abfall unter dem ersten kleinen Impuls wird dabei nicht weiter verwendet.
Fig. 4 zeigt deutlich, dass der Löschvorgang auf ein relativ kurzes Zeitintervall begrenzt ist. Deshalb ist die Impuls-Dehnerschaltung 176 so aufgebaut und geschaltet, dass sie eine Unterbrechung bewirkt, wenn das Signal genügend Zeit gehabt hat, praktisch auf den Basiswert zurückzukehren. Das Relais 175 wird aberregt und stellt die Verbindung zwischen der Korrektursignalschaltung und dem Speicher 72 wieder her. Eine Verzögerungsschaltung 184 wird vom differenzierten Ende des Pegelschaltungssignals der Impuls-Dehnerschaltung 176 getriggert. Eine Differenzierschaltung 186 enthält eine geerdete Diode, welche den differenzierten Anfangsteil des Pegelschaltungssignals zur Erde ableitet. Ein Eingangsimpuls an der Verzögerungsschaltung 184 bewirkt, dass diese Schaltung das Relais 180 geschlossen hält, um den Speicher 72' über den Widerstand 181 vollständig entladen zu können.
Nach dem Entladen erhält der Umsetzer 18 keine unerwünschten Abweichungssignale wegen möglicherweise noch vorhandener Restladungen.
Die vorliegende Anordnung enthält Einrichtungen, die ein geringes Pendeln des im analogen Speicher enthaltenen Basiswertes bewirken. Wie oben erwähnt, liefert der Transistor 48 (Fig. 2) ein sägezahnförmiges Ausgangssignal und stellt eine Stromquelle dar, die über einen Serienwiderstand und eine Diode mit dem analogen Speicher 72 zusammenarbeitet. Der Seriewiderstand vor dem Kondensator 72 wird vorzugsweise so gewählt, dass die Abweichung des Pendelstromes im Vergleich zum Basiswert sehr klein ist. Ausserdem ist die Schaltung zweckmässigerweise so aufgebaut, dass das Pendeln genügend rasch erfolgt und die Periode genügend kurz ist. Ferner enthält die Schaltung der Fig. 2 Einrichtungen zum Betätigen des Relais 120, welches die Folgefrequenz des Pendelsignals für den analogen Speicher 72 ändert.
Vorzugsweise wird die Folgefrequenz auf irgend eine Art begrenzt, so dass die Schaltung sehr kleinen Basiswertänderungen während eines normalen Betriebs folgen kann. Die grössere Folgefrequenz ist zum Auslösen grosser Schwankungen des im Kondensator 72 gespeicherten Wertes beim Erscheinen sehr grosser Spannungsschwankungen vorgesehen, wenn die Genauigkeitsforderungen nicht ganz so gross sind.
Es soll nun auf die in Fig. 7 abgebildete Schaltung bezug genommen werden, welche zum Feststellen der Rückkehr analytischer Signale auf den Basiswert dient und durch welche die Basiswertfeststellung verbessert ist. Wie schon oben erläutert, benutzt die der vorliegenden Anordnung zugrunde liegende Schaltung das analytische Signal zum Feststellen darin enthaltener analytischer Schwankungen, indem sie auf die Änderungsgeschwindigkeit der Steigung des analytischen Signals bezug nimmt, d. h. der Impulsbeginn entspricht einem Anstieg, der ein bestimmtes Mass und ein bestimmtes Zeitintervall übertrifft. Das Impulsende wird in gleicher Weise unter Beachtung des Vorzeichens der einzelnen Werte definiert.
Die in Fig.7 dargestellte und zu beschreibende Schaltung bringt die Feststellung der Impuls steigung mit Einrichtungen in Beziehung, welche die Amplitude des Signals mit der Steigung in Beziehung setzt. Die Schaltung der Fig.7 enthält die oben erwähnten Schmitt-Trigger 24 und 25, die mit der Impuls-Erkennungsschaltung 26 und der zusätzlichen Schaltung, die ein simuliertes Rückstellsignal zur Impuls-Erkennungsschaltung 26 liefert, zusammenarbeitet.
Es sei in Erinnerung gerufen, dass der Transistor 48 und der parallelgeschaltete Kondensator 52 der Fig. 2 als Sägezahn-Generator arbeiten, dessen Ausgangssignale auf die Leitung 55 abgegeben werden. Die Leitung 55 ist auch mit der Schaltung der Fig. 7 verbunden, welche die Impulsfolge des Sägezahn-Generators damit erhält. Es kann angenommen werden, dass eine geringe Pulsfolgefrequenz des Sägezahn-Generators im wesentlichen einem dem Basiswert entsprechenden Zustand gleichkommt, während eine höhere Pulsfolgefrequenz einen Wert anzeigt, der sehr wahrscheinlich einem analytischen Signal und damit einer festzuhaltenden Information entspricht. Die Schaltung der Fig. 7 benutzt daher das Signal der Leitung 55 zur weiteren Verbesserung der Impulsfeststellung, was noch beschrieben wird.
Fig. 7 zeigt, dass die Schmitt-Trigger 24 und 25 einen Anstieg und einen Abfall mit der Impuls-Erkennungsschaltung 26 zusammenarbeiten, welche die abgebildeten NOR-Gatter zur Erzeugung des Signals auf der Leitung 27 enthält. Die Anwesenheit eines analytischen Impulses wird durch ein Signal in Form einer binären 1 auf der Leitung 27 angezeigt. Die binäre 1 der Leitung wird während eines Impulses in einem NOR-Gatter 200 invertiert und als Eingangssignal an ein NOR-Gatter 201 abgegeben. Der Schmitt-Trigger 24 liefert beim Anstieg eine binäre 1 , ansonsten eine binäre 0 als Ausgangssignal. Über eine Leitung 202 ist der Schmitt-Trigger 24 mit dem NOR-Gatter 201 verbunden, und liefert dorthin während einer nichtpo sitiven Steigung (kein Anstieg) oder während der Stei gung null oder einem Abfall eine binäre 0 als Ein gangssignal.
Ausserdem gibt die Leitung 55 über die damit verbundene Schaltung ein Signal an eine Leitung 204 ab, das einer binären 0 entspricht, wenn das Signal auf der Leitung 55 eine hohe Pulsfolgefrequenz des Sägezahn-Generators, der den Transistor 48 enthält, wiedergibt.
Das Signal der Leitung 55 ist normalerweise positiv, wenn die Pulsfolgefrequenz des Sägezahn-Generators gering ist. Die Diode liefert das Signal über die Gleichstromverstärkerschaltung, die einen entsprechenden Ausgangspegel erzeugt, zur Leitung 204, so dass das Signal der Leitung 204 als binäres Signal bezeichnet werden kann. Eine binäre 0 weist auf eine relativ geringe Folgefrequenz hin, die normalerweise Basiswertsignalen entspricht und deshalb das Fehlen analytischer Signale anzeigt. Eine binäre 1 hingegen weist auf eine Signal amplitude hin, die fast immer eine brauchbare Information enthält.
Eine Diode 206 ist mit einem Transistor 208 verbunden, der einen Emitterwiderstand 209 und einen Kollektorwiderstand 210 besitzt. Der Transistor 208 erhält eine Vorspannung über einen Widerstand 211, der an der negativen Speisespannung liegt. Das Ausgangssignal des Transistors 208 gelangt direkt zur Basis eines Transistors 213, der einen Kollektorwiderstand 214 besitzt. Die Leitung 204 ist mit dem Kollektor des Transistors 213 (Fig. 7) verbunden.
Die Transistoren und Widerstände sind so gewählt, dass die Gleichstromverstärkung des von der Diode 206 gelieferten Signals bei einer relativ niedrigen Folgefrequenz des Sägezahngenerators eine positive Eingangsspannung für die Schaltung und damit eine binäre 0 auf der Leitung 204 ergibt. Eine höhere Folgefrequenz des Sägezahn-Generators, der den Transistor 48 und den Kondensator 52 enthält, macht es notwendig, dass der Transistor 48 während eines längeren Zeitintervalls leitend ist, wobei der Kondensator 52 praktisch ungeladen bleibt. Da ein Anschluss des Kondensators 52 direkt an der negativen Speisespannung liegt, erscheint bei einer höheren Pulsfrequenz eine negative Ausgangsspannung auf der Leitung 55. Diese negative Spannung wird auf die Leitung 55 gegeben und gelangt über die Diode 206 zur Basis des Transistors 208.
Dadurch wird der Transistor 208 leitend, so dass am Kollektor des Transistors 213 oder auf der Leitung
204 ein Ausgangssignal mit negativem Potential er scheint. Dadurch gelangt eine binäre 1 auf die Lei tung 204, welche anzeigt, dass die Pulsfolgefrequenz des Sägezahn-Generators 48 nicht niedrig ist, oder, andererseits, dass die Pulsfolgefrequenz hoch ist, was auf einen wichtigen Wert hinweist.
Die Koinzidenz der binären 0 an den Eingängen des NOR-Gatters 201 wird über einen Emitterfolger
216 zu einer Leitung 218 weitergegeben. Der Emitter folger soll eine Belastung des Gatters 201 verhindern und gibt ein Rückstellsignal über die Leitung 218 an die Impuls-Erkennungsschaltung 26 ab. Die Leitung
218 ist mit den Eingängen der Gatter 151 und 153 der
Fig. 7 verbunden. Es sei darauf hingewiesen, dass an dere Quellen, die Rückstellimpulse liefern und mit der
Leitung 218 verbunden sind, verwendet werden kön nen.
Es ist ersichtlich, dass die Schaltung der Fig. 7 mit der Impuls-Erkennungsschaltung zusammenarbeitet und ein Signal, das einen Impuls anzeigt, liefert, wel ches sowohl auf die Anstiegsrichtung des Signals, als auch auf die Signalamplitude bezogen ist.
Circuit arrangement with a measuring signal converter and with means for correcting the measuring signal for an analysis measuring device
This invention relates to a circuit arrangement with a measurement signal converter and with means for correcting the measurement signal for an analysis measurement device which generates a measurement voltage with voltage fluctuations that are based on a base voltage and correspond to the analysis values with a time-variable instantaneous value, the converter converting the measurement signal into a Converts the signal with a pulse repetition frequency proportional to the instantaneous value of the measuring signal and is connected to a drift compensator, the output signal of which is fed to the input of the converter to compensate for a drift in the base voltage of the measuring signal,
and wherein a detector is provided for determining a measurement voltage change corresponding to an analysis value and for blocking the drift compensator.
The measurement signals obtained during an analysis from a wide variety of measurement sensors, voltage sources or other converters can be voltage fluctuations around a measurement base voltage that corresponds approximately to voltage zero. However, such signals are usually unipolar, with their measurement base voltage being in the millivolt or microvolt range. Voltage fluctuations in the measurement base voltage itself can lead to considerable voltage values that are many times higher than the typical measurement base value.
For many reasons - one of which is given below as an example - it is sometimes useful or even necessary to change the measurement base voltage in certain cases. For example, it is sometimes necessary to keep the base voltage drift-free so that the actual start of a measurement signal can be determined more easily. Furthermore, it is sometimes useful to change the base value as a result of a change in the quiescent value of a signal. Chromatographs are used, for example, to chemically analyze the composition of samples. They provide measurement signals that indicate the presence and concentration of chemical components.
Without going into more detail about the chromatograph, it may suffice to point out that a faster analysis is possible with suitable methods, with a higher base voltage resulting. An analysis accelerated in this way requires less examination time because the components with a higher molecular weight in the sample are made more mobile. Therefore, the level of the base signal also increases between the individual measurement signal voltages.
Another problem in chromatography and also in other analyzes occurring in physics, for which the present invention is particularly intended, arises from the difficulty that small pulses are covered or blurred by larger, neighboring pulses. In chromatography and a corresponding analysis, the data supplied by the analyzing device can contain a very large measurement signal voltage, which indicates a component present in high concentration in the sample. Due to the relative size of such a large measurement signal voltage, neighboring small voltages are covered by the end of the pulse or entire parts of the large measurement signal voltage and are sometimes lost in the process.
It can be seen that the presence of a solvent in a sample can mask the only trace amounts of the important components in the chemical analysis. From the examples mentioned and other examples it is clear that the problems raised are of great importance.
In order to avoid the disadvantages mentioned, the measurement signal converter according to the invention is characterized in that the drift compensator has a controllable signal generator for generating a correction signal, a storage capacitor connected to the signal generator for the correction signal, an impedance converter connected to the storage capacitor for transmitting the stored correction signal at the input of the converter, as well as a to block the drift compensator the connec tion of the storage capacitor with the signal generator interrupting, from the output signal of the measuring voltage detector operable relay contains.
The following description and the drawings serve to explain exemplary embodiments of the water invention. In the drawings show:
Fig. 1 is a schematic block diagram of the present invention, which provides a compensated base voltage in the signal of a signal source;
2A, 2B and 2C detailed, schematic circuit diagrams of individual circuit parts;
Fig. 3 is a schematic circuit diagram for a device for controlled changing of the base voltage;
4 shows a graphic representation of covered small measuring voltages in the outgoing part of a larger measuring voltage;
FIG. 5 shows another embodiment of the present invention with which small pulses of the type shown in FIG. 4 can be better found;
6 shows a further embodiment of the circuit arrangement shown in FIG. 5;
;
7 is a schematic circuit diagram of a further embodiment of the present invention.
A signal source 10 shown in FIG. 1 supplies input signals to a device 12. The device 12 contains devices 14 with the aid of which an analytical voltage fluctuation in the signal supplied by the source 10 can be determined and displayed. In addition, a drift correction circuit 15 is provided, which works together with the input signal, regulates the drift of the measurement base voltage and also performs other functions that are explained in more detail below. The device 14 controls the drift correction circuit 15 so that the analytical voltage fluctuations in the signal supplied by the signal source 10 cannot be canceled by the correction circuit. However, the drift effect is equalized and a regulated base voltage is supplied. These functions are explained in more detail below.
The present circuit will now be considered in detail. The signal from the signal source 10 is amplified in a direct current amplifier 16 which supplies input signals for two circuit parts of the circuit shown in FIG. A signal from the amplifier 16 flows to a voltage-frequency converter 18, which supplies a pulse-shaped output signal whose pulse repetition frequency is proportional to the amplitude of the input voltage. A preferred converter 18 is manufactured by Vidar Corporation under the model designation 21 1-B. The converter contains a capacitor that is charged by the input signal. When the voltage across the capacitor reaches a certain level, an output pulse is generated and the capacitor is discharged. These pulses are the output pulses of the converter 18.
They also serve to discharge the capacitor by a certain amount. The drift correction circuit 15 supplies an input current for the capacitor of the converter 18 and effects a drift correction.
The output signal of the amplifier 16 can contain analytical voltage fluctuations which are determined by the device 14. The output signal of the amplifier 16 reaches a direct current amplifier 19, which then forwards it to a differentiating circuit 20. The differentiating circuit 20 consists of a capacitor 20a and a resistor 20b connected to the ground.
The voltage across resistor 20b represents the differential of the signal provided by source 10.
It can be assumed that an increase in the signal (positive increase) is represented by a positive voltage in the differentiating element and a decrease in the signal (negative increase) by a negative voltage. If the input signal shows no rise or fall, but the level is constant, the differentiating element does not provide an output voltage. The differentiating element is only very lightly loaded by an output or post-amplifier 21 (the output amplifier 21 inverts the signal), which normally has a high input impedance to avoid a load. However, it will be appreciated that the speed of response can be changed by connecting a dynamic load 22 in parallel. The load connected in parallel with the amplifier 21 serves to improve the response speed of the differentiating circuit.
If the rise or fall of the input signal is very large, the level of the output signal of the differentiating element fluctuates very strongly, with the current then being able to flow through the low-resistance dynamic load 22. In the preferred embodiment of this circuit, the dynamic load consists of two diodes connected in parallel and against each other, with a counter voltage of about 0.5 volts in each direction to be overcome before conduction occurs in the forward direction. This device improves the response speed of the differentiating circuit, although with very small voltage fluctuations - because of small changes in the increase in the signal - the differentiating circuit is not loaded.
It should be noted that the output signal of the amplifier 21 normally has a constant quiescent voltage level as long as the input signal does not show a rise or fall. The quiescent level increases when there is a decrease and decreases when there is an increase. The circuit 14 contains two Schmitt triggers 24 and 25. The Schmitt trigger 24 is triggered when there is a rise and is constructed, switched and provided with circuit elements in such a way that it can detect deviations from the quiescent value of the output signal of the amplifier 21 as a function of a rise. On the other hand, due to its structure, the Schmitt trigger 25 is only triggered when the output voltage of the amplifier 21 exceeds a certain level - based on the quiescent voltage level.
It should be noted that there is a certain hysteresis between the trigger points of the Schmitt triggers 24 and 25.
The hysteresis range includes a certain degree of change in slope, which is negligible and is to be regarded as part of the measurement base drift and is generally not characteristic of an analytical voltage fluctuation.
The output signals of the Schmitt triggers 24 and 25 each have the form of two binary voltage levels. The binary signals flow to a pulse detection circuit 26. FIG. 5 shows the circuit 26 in more detail. For the purpose pursued here, however, it is sufficient to establish that the circuit 26 is actuated by the binary input signals of the Schmitt triggers 24 and 25 and emits an output signal on a line 27 which indicates whether or not there is a pulse in the input signal. In detail, this means that a binary signal on the line 27 with the logic value 0 indicates that there is no pulse in the signal supplied by the source 10. A binary 1 as a signal, on the other hand, indicates the existence of a pulse in the signal from source 101.
The circuit 26 is constructed and connected in such a way that it supplies a signal indicating the existence of a pulse to the line 27 in the interval from the beginning to the end of a measurement voltage fluctuation. The end of the measurement voltage fluctuation is reached when the voltage level no longer shows any increase. The signal on line 27 therefore serves as information for the drift correction circuit
15, which indicates that a pulse is present and that circuit 15 does not maintain drift correction during the analytical voltage fluctuation. For a better explanation of the mode of operation of the circuit 15, reference should now be made to FIG.
It should be pointed out that the circuit shown in FIG. 7 contributes to the determination of the pulses as a function of the pulse repetition frequency of the converter 18, which is explained in more detail below.
A line 28 of FIG. 2 supplies the output signal of the converter 18 via a blocking capacitor 29 and a series resistor 30 to an amplifier transistor 31. The operating point of the transistor 31 is determined by a diode 32 and a series resistor 33. A collector current limiting resistor 34 is provided, which stood together with a counter 44 acts as a collector resistor. The output circuit of the transistor 31 is connected via a coupling capacitor 35 to a first transistor 36 of two. The emitters of the transistors 36 and 37 are connected in common to a Zener diode 38.
This circuit serves as a monostable multivibrator.
The transistor 36 is biased via a resistor 39 which is connected to the Koliektorspeisesspannung. The transistor 36 is provided with a collector resistor 40. The output circuit of transistor 36 is tapped between voltage divider resistors 41 and 42. Due to the voltage drop across a Zener diode 38 and the conductive state of the transistor 36, a voltage at the collector is set, which is about 1-2 volts from the emitter voltage, which is shared with the transistor 37. The collector voltage of the transistor 36 is divided in the voltage divider so that the transistor 37 receives a suitable base signal. In the circuit shown, the base of transistor 37 remains negative with respect to the emitter, so that transistor 37 cannot conduct.
However, if a pulse flows to transistor 36, which makes it non-conductive, the voltage across resistor 41 changes and the base signal of the transistor changes
37, so that this becomes conductive and an impulse in the
Collector circuit generated. The transistor 37 has a small series resistor 43 and a collector resistor 44 at which the output signal is located.
The cooperating transistors 36 and 37 generate a very short pulse with a duration of a few milliseconds, depending on the selected circuit elements and their values. This pulse flows to a transistor 48 which operates as a sawtooth generator, which will be described later. A series resistor 47 is located in the input circuit of transistor 48.
The transistor 48 has a collector current limiter resistor 50, while the emitter is connected to a negative supply voltage via a diode 51. A charging capacitor 52 is connected to the negative supply voltage of transistor 48 via a resistor 50. A resistor 49 serves as a charging resistor for the capacitor 52.
In addition, a resistor 49a can be connected in parallel to resistor 49 for balancing purposes. This function will be explained in more detail. The capacitor 52 has a charge flowing through the resistor 49, which charge can receive and store when the transistor 48 is non-conductive (idle state). If the transistors 36 and 37 supply an output pulse to the transistor 48, the capacitor 52 is discharged via the resistor 50 through the conductive transistor 48. It will be appreciated, however, that the voltage drop across capacitor 52 does not change immediately. Rather, the charge in the capacitor changes over a finite interval and creates one edge of a sawtooth shape. The charging of the capacitor 52 provides the other edge of the sawtooth shape.
Since the output signal of the collector of the transistor is taken off parallel to the capacitor, the output signal on a line 55 has approximately a sawtooth shape.
The line 55 is connected to a circuit which causes a hysteresis behavior, depending on whether the measurement base value is adjusted upwards or downwards with respect to the absolute zero signal. Two resistors 56 and 57 are connected in parallel and connected via two oppositely connected diodes 58 and 59 to a highly insulated reed relay or protective tube contact relay 60 which is actuated by a relay winding 60a.
The protective tube contact relay 60 is actuated by the output signal of the pulse detection circuit 26. Line 27 of FIG. 1 provides an input signal for an inverter 61 which forms the input of the circuit shown in FIG. 2, including a resistor 63 and a transistor 64. The transistor 64 is a pnp transistor, the base of which is via a resistor 65 is biased. The transistor 64 is connected to the negative supply voltage of -22V (direct voltage) via a diode 66. A positive signal (ground or a binary 0) for transistor 64 indicates the presence of a pulse which was detected by circuit 26 (FIG. 1).
The positive signal prevents current from flowing through the relay winding 60a so that the relay remains open.
This is useful during an analytical voltage fluctuation because it is related to the circuit explained above, which supplies a drift correction signal in the absence of an analytical voltage fluctuation in the signal to be corrected.
If the relay 60 had been closed and the correction signal had been passed into the circuit to be described, the correction could erase pulses from the signal, which is undesirable.
The circuit described above can be referred to as a correction signal generation circuit, which supplies a correction signal dependent on the input signal. The signal reaches an analog memory circuit via the relay 60, which contains a capacitor 72 and a semiconductor 75 with a high input resistance. The capacitor 72 is a high quality polystyrene capacitor which is connected to a MOS field effect transistor 75. The input impedance of the transistor 75 is at least 10less ohms, so that practically no current can flow from the storage device 72. In the preferred embodiment, the capacitor contains a voltage-independent dielectric. The capacitor 72 and the field effect transistor 75 are also connected in such a way that the electrical lines required are as short as possible.
A line 73 is provided with appropriate insulation and the field effect transistor is installed in a conventional and customary manner.
The circuit ensures that the field effect transistor 75 is operated with constant currents and constant voltage, which are preferably selected so that the best possible temperature drift characteristics are obtained. The transistor 75 receives with the help of a further transistor 76, which is connected to the DC supply voltage of +18 volts, a constant current through its Quelleneiektrode S leads. The transistor 76 has an emitter resistor 77. The collector current of the transistor 76 flows to the transistor 75. The operating point of the transistor 76 is set via a circuit which is connected to the supply voltage. This circuit comprises a series resistor 78, a diode 79, a resistor 80 and a Zener diode 81.
It will be appreciated that transistor 76 has a relatively fixed operating point and delivers a very constant current.
In addition to the constant current source, which is connected to the source electrode S of the transistor 75, the drain electrode D of the transistor 75 is also connected to a constant current source, specifically to a transistor 82. This is connected to the negative DC supply voltage via an emitter resistor 83. The operating point of the transistor 82 is determined and stabilized by a circuit consisting of a resistor 84, a diode 85, a resistor 86 and a Zener diode 87. The current of the field effect transistor 75 flowing from the source electrode to the drainage electrode is therefore regulated by the sources of constant current.
With a further circuit, the voltage between the source and drain electrodes of the field effect transistor 75 is kept constant.
The base of a transistor 88 receives a signal from the source electrode S of the transistor 75 and the emitter of the transistor 88 is connected to the drain electrode D via a Zener diode 89. It can be assumed that the Zener diode 89 ensures a relatively constant voltage between the source and drain electrodes of the transistor 75, primarily because of the stabilization circuit described. The transistor 88 also has a collector resistor 90. The collector output voltage is coupled to the emitter of a further transistor 92 via a diode 91. The base of the transistor 92 is connected to the emitter of the transistor 88, so that current changes in the collector resistance 90 are shared in the diode 91, the transistor 88 being better stabilized.
It can be assumed that the operating voltages supplied by the stabilization circuit of the field effect transistor can be selected such that any desired deviation of the output voltage in a line 96 compared to the operating voltages in the memory 72 is provided. This means that in the preferred embodiment, for the purpose of joint operation with the converter 18 (FIG. 1), it is expedient to use a correction signal in the line 96, the level of which ranges from a potential of approximately 0V to negative potentials of about 8 or 10 volts DC is enough. It should be understood that changes in the operating points result from the use of other supply voltages that differ from the + 18 V DC voltage and -22 V DC voltage indicated in the drawing.
As mentioned above, the circuit of FIG. 2 shows details of the drift correction circuit 15 of FIG.
In summary, it can be said that this circuit accumulates a charge in a storage capacitor 72, which is analogous to the correction that is to be made at any point in time as desired. The circuit of FIG. 2, however, also contains additional devices which allow several work steps, as they are expedient from case to case, in order to ensure a responsiveness that is as adapted as possible. The function of transistor 48 will now be discussed.
The transistor 48 provides a sawtooth-shaped output signal which is generated on the capacitor 52. The sawtooth voltage reaches an emitter follower 101 via a line 100. The output signal of the transistor 101 is generated at an emitter resistor 102, which is connected to the emitter supply voltage of + 18V. The output signal then reaches the pulse shaping circuit connected to it via a blocking capacitor 103, which consists of a resistor 104 and a diode 105. The circuit differentiates the output signal, positive portions of the differentiated signal being derived through diode 105 to earth, while negative signals flow through a series-connected diode 106 to a series resistor 107. The resistor 107 forms the input for a bistable circuit which will be explained later.
Two transistors 110 and 112 are connected in such a way that they form a bistable circuit that is triggered by the output signal of the emitter follower 101. The transistor 110 is biased via a resistor 111 and the transistor 112 is biased via a resistor 113. The transistor 110 has a collector resistor 114. The transistor 112 is provided with a diode 115 as a collector load. The collector output signal of transistor 110 flows via a resistor 116 to the base of transistor 112.
The bistable circuit with the transistors 110 and 112 is activated by a pulse from the emitter follower 101. The circuit is deactivated by a control signal, which can be referred to as a reset control signal, so that the person operating the device can reverse the state of the bistable circuit. It should be understood that the designations, deactivated and activated refer to the conducting state of the first or the second transistor.
The collector output signal of the transistor 112 flows via a line 118 to a relay 120.
The relay 120 is connected to the negative collector supply voltage to which the transistor 112 is also connected, so that when the transistor 112 is conductive, current also flows through the relay 120. The relay 120 actuates contacts 120a, with the aid of which the resistor 49a is connected in parallel with the resistor 49. The additional resistor 49a parallel to the resistor 49 changes the properties of the sawtooth generator and accelerates its operation, so that a larger current per unit of time flows into the storage capacitor 52 at which the sawtooth-shaped signal is formed. The relay 120 also contains contacts 120b and 120c, with the aid of which the resistors 56a and 57a can be connected in parallel with the resistors 56 and 57.
The effective resistance resulting from the above-mentioned devices is expressed in a stronger current flow to the protective tube contact relay 60 and in a faster charging of the storage capacitor 72. Therefore, if the charging speed in the memory is to be increased, more current can be passed by actuating the relay 120 the series resistors are sent to capacitor 72. This is particularly useful when the signal from the signal source 10 is very far away from the base value for a long time. In this case, due to the actuation of relay 120, the present circuit tracks the wide range of signal voltage fluctuations more closely. Reference should now be made again to the device of FIG. 2 described earlier.
Large signal changes cause an enlarged sawtooth-shaped signal of the transistor 48, which flows via the line 100 to the emitter follower 101. The emitter follower supplies a suitable output signal for triggering the bistable circuit, which generates a signal for actuation of the relay.
It is to be understood that not all signal appearance forms can be managed with a stabilized base value for the corresponding output signal. For example, certain procedures in chromatography use a type of programmed temperature acceleration, with the base value steadily increasing as the analysis progresses. The shift in the base value occurring in this time interval can be exponential or linear, and this example can be extended to any desired signal form. Referring now to FIG. 3, portions of the circuit shown in FIG. 2 are depicted. The current flows via line 55 into storage capacitor 72, which is connected to field effect transistor 75. As mentioned above, the relay 60 is opened when a pulse appears in the signal.
The charging process of the capacitor 72 is interrupted until the signal voltage returns to the base value. The capacitor charge can be stored for several hours and hardly changes because the possibilities of current drainage from the capacitor are very limited. It can, however, be expedient to let the capacitor charge flow to earth, the transistor 75 delivering an exponential signal for a certain time. For an exponential charge decrease, devices are provided in FIG. 3 which consist of a resistor 125 and a switch 126, via which the resistor is connected to the memory 72. Resistor 125 is grounded so that closing switch 126 causes the charge in memory to decrease exponentially to zero in accordance with the time constant of the circuit.
As a further possibility, another resistor 127 is connected to the capacitor 72 via a switch 128, wherein the charge of the capacitor can be reduced exponentially to a negative voltage determined by a battery 129. Here, too, the time constant of the exponential curve is given by the circuit elements.
Another device is provided by means of which the capacitor charge can be reduced to any positive value. For this purpose, for example, a battery 130, a resistor 131 and a switch 132 are connected in series, it being possible for the voltage on the capacitor 72 to be reduced exponentially to any positive voltage. The time constant of the circuit depends on the values of the capacitor and resistor.
Another circuit, with the aid of which the values contained in the analog memory can be changed in a controlled manner, even when the relay 60 is open, is also shown in FIG. This circuit can work according to a specific program. For this purpose, a potentiometer 134 is connected in parallel to a voltage source 133, one terminal of the voltage source being grounded. The wiper arm of the potentiometer is mechanically connected to a motor 134, which can bring it into certain positions.
The wiper arm is connected to capacitor 72 through a series resistor 136 and a switch 137 and provides a programmable voltage.
Under the control of motor 135, capacitor 72 performs any desired function. Thus, for example, the motor 135 can be operated at a constant speed for a specific time, with a linear dependency resulting.
Such devices can be used, for example, to provide a programmable compensation voltage which compensates for the increase in the base value that is to be expected in a chromatographic analysis with increasing temperatures, such as the analysis of samples which contain heavy tar-like substances and a very long time Need time to analyze. Furthermore, the motor 135 can be used, for example, to generate sinusoidal, square, sawtooth and similar signal shapes.
The various illustrated circuits for changing the stored capacitor voltage can also be operated when the relay 60 is closed, so that current flows via the line 55.
FIG. 4 shows a diagram of the voltage profile as a function of time and also shows a typical phenomenon in a chromatographic analysis. The voltage curve 140 is interrupted in FIG. 4 at 141 in order to indicate that the maximum amplitude, although very large, is not particularly important for the explanation of this device. Furthermore, the abscissa is interrupted at 142 to indicate that the pulse can extend over a very long period of time or is so small that the present circuit does not respond. The waveform includes a slope at 140a where the large analytical voltage swing begins, ending at about 140b.
Then the pulse goes back to the base value 140d. It should be pointed out that in the end region of the large analytical pulse there may be, for example, a few small pulses 144 and 145, which will now be discussed in more detail. Of course, other examples with different circumstances could also be given, in which smaller analytical signals are also covered by larger analytical signals.
FIG. 5 shows a modified device which receives and processes the large analytical signal 140 and also the small voltage fluctuations 144 and 145. FIG. 5 essentially shows the circuit of FIG. 1, which is provided with additional devices which will be described later. The pulse detection circuit 14 remains unchanged and is only shown in more detail. In addition, the drift correction circuit 15 continues to work with the converter 18 in the manner described above. For a better understanding of the circuit of FIG. 5, the pulse detection circuit 26 will first be described.
The pulse detection circuit 26 detects the sequence of rise, zero slope and fall, as indicated by the Schmitt triggers 24 and 25. The Schmitt triggers 24 and 25 are connected to a plurality of NOR gates which emit an output signal on the line 27 which indicates the presence of a pulse. It can be assumed that the pulse signal on line 27 coexists with the pulse in the analytic signal; H. from the beginning to the end of the analytic impulse. In the event of an increase, the Schmitt trigger 24 delivers an output signal in the form of a binary 0 to a further gate 151. All other input signals for gate 151 are also binary 0, so that an output signal in the form of a binary 1 returns to gate 150 and blocks it.
This output signal is also passed to a gate 152.
The gate 152 supplies a binary 0 as an output signal to a gate 153. The output signal of the gate 153 is a binary 1 which is applied to the input of a NOR gate 154 so that this NOR gate generates a binary 0 as an output signal. The gate 154 is linked to the gate 153 and ensures that the gate 153 only receives binary 0 as input signals and emits a binary 1 as an output signal to the line 27. It can therefore be seen that at the beginning of an analytical pulse, for example of the type of the analytical signal 140 in FIG. 4, a binary 1 arrives as a pulse signal on line 27.
It can be assumed that in the simplest case the slope of a pulse is initially positive, then zero and finally negative. At the maximum amplitude of the signal 140, the slope is therefore zero and the gate 150 receives a binary 1 from Schmitt trigger 24 as an output signal. The gate 151 linked to the gate 150 still supplies a binary 1 as an input signal to the gate 150, so that the termination of the signal to the Schmitt trigger 24 indicating the rise (positive slope) has no effect on the pulse detection circuit 26 and the signal the line 27, which continues to indicate a pulse.
After reaching the pulse peak, the level of an analytical signal begins to fall back to the base value or, in other words, the signal level decreases with a negative slope. If the signal drops, the Schmitt trigger 25 supplies a binary 1 as the output signal. This signal arrives at gate 151, which supplies a binary 0 as an output signal.
In addition, the output signal of the Schmitt trigger 25 also reaches the gate 152, which supplies a binary Q as the output signal. The gate 153, which already received three input signals in the form of binary 0 during the rise and the rise zero, continues to receive these and supplies a binary 1 as an output signal during the fall. This output signal also flows to gate 154 and holds it in the previous state so that the state of gate 153 is not changed when it falls. The pulse signal on line 27 is therefore also retained in this case.
Reference should now be made again to FIG. 4, wherein the gates should remain in the above state in order to be able to better describe the operation of the pulse detection circuit 26 at the end of a pulse. It is useful to simulate the end of a large pulse 140. A corresponding device 160 is provided for this purpose. When a large analytical signal has ended, the binary 1 as the output signal of the Schmitt trigger 25 is also ended, and the output signal of the gate 153 becomes a binary 0. The pulse signal on line 27 is terminated by entering a binary 1 into gate 153.
Similarly, circuit 160 provides a binary 1 to gate 153 and simulates the end of a large analytical signal and conditions the device to indicate a separate, albeit small, pulse that occurs thereafter.
The output signal of the DC amplifier 16 reaches two Schmitt triggers 161 and 162. The Schmitt trigger 161 responds to a higher level than the Schmitt trigger 162. In FIG. 4, such levels at 161a and 162a are in relation to a large analytical waveform shown. It can be seen that the switching elements of the Schmitt triggers 161 and 162 can be selected so that the circuits respond at the levels indicated in FIG. 4. The output of the Schmitt trigger 161 is connected to a pulse stretcher circuit 163. A suitable pulse stretching circuit consists, for example, of a monostable multivibrator or the like, which maintains the output signal of the Schmitt trigger 161 for an additional and determinable time interval.
The point 163a of FIG. 4 indicates the time at which the Schmitt trigger 161 becomes non-conductive because its input signal falls below the level 161a. The pulse stretching circuit 163 still maintains the output signal of the Schmitt trigger 161 for a certain time which is given by the distance between the points 163a and 163b on the time axis of FIG.
The output of the Schmitt trigger 162 is connected through a capacitor 164, a diode 165 connected in series, and a resistor 166 connected to ground. The capacitor differentiates the output signal of the Schmitt trigger 162, although the diode 165 limits the differentiation, so that only positive output signals from level changes of the Schmitt trigger 162 are supplied. The differentiated signals and the output signals of the pulse stretcher circuit 163 reach an AND gate 168.
The output of this AND gate reaches the aforementioned NOR gate 153 and serves as a reset pulse. In addition, the gate 151 is reset by the output of the AND gate 168.
Due to the coincidence of the input signals of the gate 168, a reset pulse flows into the pulse recognition circuit 26. This reset pulse simulates the end of the large analytical pulse 140. This simulation takes place at time 163a (FIG. 4).
When the pulse signal on line 27 is terminated, the circuit of FIG. 2 will oil the remainder of the large analytical pulse, i.e. H. the end section of the large analytical signal 140 is deleted from approximately time 163e onwards by actuating the base value correction circuit. The signal on the line 27 (FIG. 2) actuates the relay 60 so that the correction signal reaches the analog storage circuit 72. It has already been pointed out that the correction signal generating circuit continues to work and sends a correction signal to the line 55, where it reaches the analog memory 72 via the relay 60. The signal on line 27 cancels the remainder of the analytical signal 140 from time 163e.
It should be noted that the reset signal generated by circuit 160 only exists for a short time interval because the output of Schmitt trigger 162 is differentiated, whereby gate 168 becomes a pulse AND gate. Thereafter, the pulse detection circuit 26 for immediately following pulses, as shown at 144 and 145 in FIG. 4, ready for operation. The brief reset pulse, which activates the pulse detection circuit so that it can immediately detect a further pulse, also activates the drift correction circuit, which carries out a base value correction which is ended again by actuation of the relay 60. This is the case when the pulse 144 of the pulse detection circuit 14 is detected and the pulse detection circuit 26 then opens the relay 60.
It should be noted that in this case the analog memory retains the last entered value, the end section of a larger pulse 140 under the smaller pulse 144 being deleted.
The part of the larger pulse that is below the smaller pulse 144 has approximately the course of an expontential function, so that it can be useful to provide a circuit such as that shown in FIG. 3, which approximates the value contained in the analog memory and corresponds to the End section of the large signal is reduced and deleted. The resistor 125 and the switch 126 of FIG. 3 provide a possible circuit which causes an exponential decrease in the end section of the larger pulse. Such a circuit can be provided in the circuit of FIG. 5, the output of AND gate 168 actuating a holding relay for switch 126. As a result, the value contained in the memory decreases continuously and regardless of the opening or closing of the protective tube contact relay 60.
A modified embodiment of the present circuit results from the fact that the exponential decrease of the value contained in the analog memory 72 is passed as an additional input signal to the direct current amplifier 19 of FIG. This is sometimes useful because the increase per unit time of the small pulse 144 (FIG. 4) can correspond approximately to the decrease per unit time of the larger pulse, which is added to the smaller pulse. The input signal of the pulse detection circuit 14 (FIG. 5) has an approximately zero slope, so that it is difficult for the differentiating circuit 20 to detect the small pulse.
It would therefore be expedient to also provide the output signal of the circuit which adds the correction signal to the amplifier 19 as an input signal, the end section of the larger analytical signal also being approximately deleted. The resulting voltage differentiated by the differentiating circuit 20 then yields an open-circuit voltage which corresponds approximately to the base value signal on which the small pulses 144 and 145 are based, the slopes of these small pulses being more precisely determined and therefore more precisely differentiated.
The above-described simulation of the end of a pulse and the adjustment of the charge contained in the memory 72 carried out in this context destroy the stored value of the original measurement base that existed before the start of a large pulse (FIG. 4). The loss of this stored value is due to the use of the memory 72 as a capacitive source for the generation of the exponential decay by the grounded resistor (resistor 125 of FIG. 3). Therefore, as an alternative to this, several analog memories are used to store the original base value drift correction value and as capacitive sources to generate the exponential decay.
Reference is now made to Fig. 6 which shows a modified embodiment with a plurality of analog memory circuits. A relay 175 is actuated by the reset pulse conducted to the NOR gate in the pulse detection circuit 26 and switches the signal on the line 55 from the analog memory 72 to a memory 72 '. The signal for relay 175 goes to a pulse stretcher circuit 176 which holds relay 175 in the operating position for a longer time interval, even after AND gate 168 has finished its output signal. The pulse stretcher circuit 176 is a common circuit such as a monostable multivibrator.
The output signal of the correction signal generating circuit is passed from the analog memory 72 to the memory 72 'and loads the memory 72' to a value which corresponds to the end section of a large analytical signal. The signal 140 of FIG. 4 triggers the Schmitt trigger 162 for low levels, so that the AND gate 168 receives a signal and the charging of the capacitor 72 'with the output signal of a MOS transistor 75' connected to the converter 18 is, initiates. Because of the relatively large capacitance of the capacitor 72 ', it takes about a second or two for the capacitor to charge to the desired level. It is useful to suppress the exponential drop until the capacitor 72 'has been charged to the desired level.
To this end, a delay circuit 177 is connected to AND gate 168 to operate the exponential decay control circuit.
The delay circuit 177 provides an output pulse about a second or two after the relay 175 is actuated so that the capacitor 72 'is properly charged. The output pulse also flows to the set input of a flip-flop 179, which emits an output pulse at the 1 output that flows to a relay 180. The relay 180 connects the capacitor 72 'to ground via a resistor 181, thereby causing the capacitor voltage, which represents the stored value, to drop exponentially. It should be noted that the correction signal generating circuit can supply a current to the memory 72 'while the resistor 181 is discharging the memory.
The charging current of the correction signal generating circuit is controlled by the relay 60 (FIG. 2), which is opened or closed as a function of the pulse detection circuit 26. It should be recalled that the circuit 26 indicates pulses in the analytical input signal, the memory 72 'being charged to a certain value and exponentially discharged during a small pulse (such as the pulse 144 of FIG. 4) with the relay 60 open. Between pulses 144 and 145, relay 60 restores the value in memory 72 '. This is again followed by an exponential discharge, the end sections of the large pulse 140 which cover the second small pulse 145 being deleted. The erasure process under the small pulse 145 is carried out more correctly by recharging the memory.
The exponential drop under the first small pulse is no longer used.
4 clearly shows that the deletion process is limited to a relatively short time interval. Therefore, the pulse stretcher circuit 176 is constructed and connected in such a way that it causes an interruption when the signal has had sufficient time to practically return to the base value. The relay 175 is de-energized and establishes the connection between the correction signal circuit and the memory 72 again. A delay circuit 184 is triggered from the differentiated end of the level switch signal of the pulse stretcher circuit 176. A differentiating circuit 186 includes a grounded diode which derives the differentiated initial portion of the level switching signal to ground. An input pulse at the delay circuit 184 has the effect that this circuit keeps the relay 180 closed in order to be able to completely discharge the memory 72 ′ via the resistor 181.
After the discharge, the converter 18 does not receive any undesired deviation signals because of any residual charges that may still be present.
The present arrangement contains devices which cause the base value contained in the analog memory to fluctuate slightly. As mentioned above, the transistor 48 (FIG. 2) provides a sawtooth-shaped output signal and represents a current source which cooperates with the analog memory 72 via a series resistor and a diode. The series resistance upstream of the capacitor 72 is preferably selected so that the deviation of the pendulum current is very small compared to the base value. In addition, the circuit is expediently designed in such a way that the oscillation takes place sufficiently quickly and the period is sufficiently short. The circuit of FIG. 2 also contains devices for actuating the relay 120, which changes the repetition frequency of the pendulum signal for the analog memory 72.
The repetition frequency is preferably limited in some way so that the circuit can follow very small changes in the base value during normal operation. The higher repetition frequency is provided for triggering large fluctuations in the value stored in the capacitor 72 when very large voltage fluctuations appear, if the accuracy requirements are not quite so great.
Reference should now be made to the circuit shown in FIG. 7, which serves to determine the return of analytical signals to the base value and by means of which the base value determination is improved. As already explained above, the circuit on which the present arrangement is based uses the analytic signal to determine the analytic fluctuations contained therein by referring to the rate of change of the slope of the analytic signal, i. H. the start of the impulse corresponds to a rise that exceeds a certain level and a certain time interval. The end of the pulse is defined in the same way, taking into account the sign of the individual values.
The circuit shown in Figure 7 and to be described brings the detection of the pulse slope in relation to devices which relate the amplitude of the signal to the slope. The circuit of FIG. 7 contains the above-mentioned Schmitt triggers 24 and 25, which cooperate with the pulse detection circuit 26 and the additional circuit which supplies a simulated reset signal to the pulse detection circuit 26.
It should be recalled that the transistor 48 and the parallel-connected capacitor 52 of FIG. 2 operate as a sawtooth generator, the output signals of which are output on the line 55. The line 55 is also connected to the circuit of FIG. 7, which receives the pulse train of the sawtooth generator therewith. It can be assumed that a low pulse repetition frequency of the sawtooth generator essentially corresponds to a state corresponding to the base value, while a higher pulse repetition frequency indicates a value which very likely corresponds to an analytical signal and thus to information to be recorded. The circuit of FIG. 7 therefore uses the signal on line 55 to further improve pulse detection, as will be described.
FIG. 7 shows that the Schmitt triggers 24 and 25 cooperate with a rise and a fall with the pulse detection circuit 26, which contains the depicted NOR gates for generating the signal on the line 27. The presence of an analytic pulse is indicated by a signal in the form of a binary 1 on line 27. The binary 1 of the line is inverted during a pulse in a NOR gate 200 and sent as an input signal to a NOR gate 201. The Schmitt trigger 24 supplies a binary 1 when it rises, otherwise a binary 0 as the output signal. The Schmitt trigger 24 is connected to the NOR gate 201 via a line 202 and delivers a binary 0 as an input signal during a non-positive increase (no increase) or during the increase zero or a decrease.
In addition, the line 55 emits a signal to a line 204 via the circuit connected to it, which signal corresponds to a binary 0 when the signal on the line 55 reproduces a high pulse repetition frequency of the sawtooth generator, which contains the transistor 48.
The signal on line 55 is normally positive when the pulse repetition rate of the sawtooth generator is low. The diode supplies the signal to line 204 via the DC amplifier circuit, which generates a corresponding output level, so that the signal on line 204 can be referred to as a binary signal. A binary 0 indicates a relatively low repetition rate, which normally corresponds to base value signals and therefore indicates the absence of analytical signals. A binary 1, on the other hand, indicates a signal amplitude that almost always contains useful information.
A diode 206 is connected to a transistor 208 which has an emitter resistor 209 and a collector resistor 210. The transistor 208 receives a bias voltage via a resistor 211 which is connected to the negative supply voltage. The output of transistor 208 goes directly to the base of transistor 213, which has a collector resistor 214. Line 204 is connected to the collector of transistor 213 (Fig. 7).
The transistors and resistors are selected so that the direct current amplification of the signal supplied by the diode 206 results in a positive input voltage for the circuit and thus a binary 0 on the line 204 at a relatively low repetition frequency of the sawtooth generator. A higher repetition frequency of the sawtooth generator, which contains the transistor 48 and the capacitor 52, makes it necessary for the transistor 48 to be conductive for a longer time interval, the capacitor 52 remaining practically uncharged. Since a connection of the capacitor 52 is directly connected to the negative supply voltage, a negative output voltage appears on the line 55 at a higher pulse frequency. This negative voltage is applied to the line 55 and reaches the base of the transistor 208 via the diode 206.
This makes the transistor 208 conductive, so that at the collector of the transistor 213 or on the line
204 an output signal with a negative potential it appears. As a result, a binary 1 arrives on the line 204, which indicates that the pulse rate of the sawtooth generator 48 is not low, or, on the other hand, that the pulse rate is high, which indicates an important value.
The coincidence of the binary 0 at the inputs of the NOR gate 201 is via an emitter follower
216 passed on to a line 218. The emitter follower is intended to prevent loading of the gate 201 and emits a reset signal via the line 218 to the pulse detection circuit 26. The administration
218 is with the inputs of gates 151 and 153 of
Fig. 7 connected. It should be noted that other sources that deliver the reset pulses and with the
Line 218 connected can be used.
It can be seen that the circuit of FIG. 7 cooperates with the pulse detection circuit and supplies a signal which indicates a pulse, which is related both to the direction of rise of the signal and to the signal amplitude.