Verfahren zum Prüfen des physiologischen Zustandes von Zellgewebe, insbesondere zur Frische- und
Qualitätsbestimmung von Nutzfischen sowie Schaltungsanordnung zur Durchführung dieses
Verfahrens
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Prüfen des physiologischen Zustandes von pflanzlichem und tierischem Zellgewebe, insbesondere zur Frische- und Qualitätsbestimmung von Nutzfischen, unter Zuhilfenahme des elektrischen Wechselstromwiderstandes sowie eine Schaltungsanordnung zur Durchführung dieses Verfahrens.
Das erfindungsgemässe Verfahren bzw. die Schaltungsanordnung zur Durchführung dieses Verfahrens soll u. a. dazu dienen, die Zartheit des Fruchtfleisches von Früchten absolut oder vergleichsweise zu ermitteln, krankhafte Veränderungen, wie Geschwulste, Wucherungen, Tumoren in Geweben nach Art und Lage festzulegen, Gewebeveränderungen zu erfassen, die nach dem Absterben eines Organismus durch enzymatischen Abbau der Zellwände eintreten und damit gegebenenfalls nachträglich den Zeitpunkt seines Todes zu rekonstruieren, die Länge und Tiefe der Totenstarre bei tierischen Organismen zu verfolgen und den Frischezustand von pflanzlichen und tierischen Nahrungsmitteln im rohen Zustande objektiv, schnell und zuverlässig an Ort und Stelle zu bestimmen.
Insbesonders soll das Verfahren bzw. die Schaltungsanordnung dem Fischin dustriellen, wie auch dem Fischhändler die Möglichkeit geben, seine Rohware ohne vorherige Inaugenscheinnahme, also unter Verzicht auf das heute noch unentbehrliche, aber qualitätsschädigende Auktionsverfahren an den Fischmärkten nach objektiven Frische- und Qualitätsnormen einzukaufen und zu bezahlen, es soll den Fischdampferkapitänen an Bord der Fangschiffe einen laufenden Einblick in den Frischezustand des im Fischraum bereits eingelagerten Fanges geben und ihnen damit Unterlagen für ihre Dispositionen liefern, und es soll dem Wissenschafter als einfach zu handhabendes, ambulantes Analysengerät bei Untersuchungen dienen, in denen Massnahmen zur Haltbarkeitsverlängerung bzw. zur Qualitätserhaltung geprüft werden.
Die amtliche Lebensmittelkontrolle könnte sich schliesslich des Gerätes bedienen, um die einwandfreie Beschaffenheit der in den Handel kommenden Waren zu prüfen, wie z. B. der Veterinär am Fischmarkt, der die angelieferten Fänge auf Genusstauglichkeit, d. h. in erster Linie auf ihre Frische zu prüfen hat.
Es ist bereits bekannt, dass der elektrische Widerstand von tierischem Gewebe mit zunehmender Lagerungsdauer abnimmt, und es sind auch ein Verfahren und ein Gerät bekannt geworden, welche die sofortige Messung des spezifischen elektrischen Widerstandes unabhängig von der Temperatur zu messen und damit ein gewisses Mass für den Frischezustand zu ermitteln gestatten. Aber abgesehen davon, dass die eingebaute Temperaturkompensation eine komplizierte Anordnung und Eichung erforderlich macht, hat das Verfahren folgende Nachteile:
1) Das Einstechen des Messkopfes in das zu messende Gewebe beschädigt das Gewebe und die Haut, so dass dadurch Einfallstore für eine bakterielle Infektion geschaffen werden und das Messobjekt für weitere Messungen unbrauchbar wird.
2) Der spezifische elektrische Widerstand eines Fisches durchläuft während seiner Lagerzeit in Eis eine Kurve, die in den ersten 3 81 Tagen nach dem Fang steil abfällt, dann aber etwa vom 5. bis 14. Lagertag nur noch eine ganz schwache Neigung gegen die Lagerzeitachse aufweist und zudem durch stark streuende Einzelwerte unsicher ist, so dass in dem interessierenden Zeitraum nur sehr bedingt brauchbare Schlüsse aus den Widerstandswerten auf den Frischegrad gezogen werden können (siehe Fig. 5 der nachfolgend zu erläuternden Zeichnung).
3) Zu der Grösse des Widerstandswertes des Gewebes trägt nach Ablauf der ersten 3-4 Lagertage die jeweilige spezifische Leitfähigkeit des Gewebewassers, die normalerweise im Laufe der Lagerung zunimmt, entscheidend bei. Da jedoch während der üblichen Lagerung der Fische in Eis (oder gar in gekühltem Wasser) ein osmotischer Austausch zwischen dem elektrolythaltigen Gewebewasser und dem Eisschmelzwasser durch die Haut hindurch stattfindet, so kommt das praktisch auf eine, mit der Lagerzeit zunehmende Verdünnung des Gewebewassers heraus, welches somit in seiner Leitfähigkeit herabgesetzt wird. Dadurch wird der Abfall des spezifischen Widerstandes des Muskelgewebes während der Lagerung unkontrollierbar verzögert, in ungünstigen Fällen sogar wieder erhöht, und kann dann nicht mehr als Mass für die Frische des Fisches dienen (s. Fig. 5 gestrichelte Kurve).
4) Der wechselnde Fettgehalt (etwa zwischen 28 /o und 5 /o) des wichtigsten Nutzfisches, nämlich des Herings, beeinflusst den spezifischen Widerstand seines Muskelgewebes entscheidend, so dass der spezifische Widerstandswert höchstens bei gleichzeitiger Kenntnis des Fettgehaltes einen Anhaltspunkt für seine Frische liefern könnte.
Ausgehend von der an sich bekannten Tatsache, dass pflanzliches und tierisches Gewebe für den elektrischen Strom einen komplexen Widerstand darbietet, der auf Grund seiner kapazitiven Komponente frequenzabhängig ist, beruht die Erfindung darauf, dass gleichzeitig oder in kurzfristiger Aufeinanderfolge unter gleichen Bedingungen mit schwachen Strömen und unterschiedlichen Frequenzen, die an einer ausgewählten Stelle des Messobjektes auftretenden Widerstände gemessen werden und das Verhältnis dieser bei verschiedenen Frequenzen gemessenen Widerstände als ein den Zustand des Messobjektes eindeutig wiedergebender Prüfwert (QU-Wert) verwendet wird. Diese Widerstandsmessung kann mit zwei Wechselströmen erfolgen, deren Frequenzen im Bereich zwischen Null und mehreren Hundert Kilohertz liegen.
Auch kann die Widerstandsmessung mit einem weissen (vielfrequenten) Rauschstrom erfolgen, wobei die am Messobjekt für die hohen und niederen Rauschanteile auftretenden unterschiedlichen Widerstände gemessen werden. Die Messströme sollten in der Grössenordnung von wenigen Milliampere und vorzugsweise unter einem Milliampere gehalten werden.
Beim erfindungsgemässen Verfahren können die Spannungsabfälle an einem zum Messobjekt in Reihe liegenden Widerstand gemessen werden oder aber es werden die Messspannungen über Vorwiderstände an das Messobjekt gelegt und die am Messobjekt auftretenden, bei verschiedenen Frequenzen unterschiedlichen Spannungsabfälle als Funktion der frequenzabhängigen Widerstände erfasst.
Die Schaltungsanordnung zur Durchführung des erfindungsgemässen Verfahrens ist dadurch gekennzeichnet, dass zwei Oszillatoren unterschiedlicher Frequenz mit dem Messobjekt und einem gegenüber dem Messobjekt niederohmigen induktionsfreien Messwiderstand in Reihe geschaltet sind und dass die an diesem Widerstand auftretenden frequenz abhängigen Spannungsabfälle verstärkt, frequenzmässig getrennt gleichgerichtet und nach einer Kombination in einem Quotientenbildner zur Anzeige gebracht werden. Zweckmässigerweise verwendet man eine automatisch arbeitende Regelstrecke, die die beiden Eingangswerte des Quotientenbildners im Sinne einer Konstanthaltung des einen Eingangswertes verstellt.
Hierbei können die an dem Messwiderstand auftretenden Spannungsabfälle über einen Kopplungskondensator auf einen Spannungsteiler gegeben werden, welcher aus einer mehr oder minder in Leitrichtung betriebenen Halbleiterdio de und einem Reihenwiderstand besteht und an dessen Abgriff der Eingang des Messverstärkers liegt, wobei der Spannungsteiler von einem Steuergleichstrom durchflossen wird, der von dem Ist-Wert der Eingangsspannung abhängt.
Die Schaltungsanordnung kann so ausgebildet sein, dass der Messverstärker zwei getrennte Endstufen für hohe und tiefe Frequenzen aufweist und dass zwischen diesen Endstufen und dem gemeinsamen Treiber dieser beiden Endstufen getrennte Gegenkopplungswege für hohe und tiefe Frequenzen vorgesehen sind, wobei die Gegenkopplung in der Endstufe, von der die Stellgrösse abgenommen wird, fest und die Gegenkopplung in der anderen Endstufe zur Einregelung des Nullpunktes veränderbar ausgebildet ist.
Weitere Einzelheiten ergeben sich aus der nachfolgenden ausführlichen Beschreibung und der beigefügten Zeichnung, in der bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung beispielsweise veranschaulicht sind.
In der Zeichnung zeigen:
Fig. 1 ein elektrisches Ersatzschaltbild für tierisches oder pflanzliches Zellgewebe,
Fig. 2 bis 4 Blockschaltbilder von dreiAusführungsformen eines erfindungsgemässen Gerätes zur Frischebestimmung von Nutzfischen,
Fig. 5 ein Schaubild, welches die Anderung des ohmschen Widerstandes von Zellgewebe in Abhängigkeit von der Lagerzeit wiedergibt,
Fig. 6 ein der Fig. 5 entsprechendes Schaubild bei der die Ordinate anstelle des ohmschen Widerstandes das Verhältnis von zwei bei verschiedenen Frequenzen gemessenen Widerständen angibt,
Fig. 7 und 8 aneinandergelegt ein ausführlicheres Schaltbild des in Fig. 4 als Blockschaltbild gezeigten Gerätes,
Fig. 9 das Schaltbild des in Fig. 7 lediglich als Rechteck dargestellten Regelverstärkers, und
Fig.
10 das Schaltbild einer abgewandelten Anzeigeschaltung, die an die Stelle der Anzeigeschaltung der Fig. 8 treten kann.
Die vorliegende Erfindung geht wie bereits einleitend angedeutet, von der bekannten Tatsache aus, dass das elektrische Verhalten von pflanzlichem und tierischem Gewebe durch ein sogenanntes Ersatzschaltbild erklärt werden kann, welches die Fig. 1 zeigt. Demnach setzt sich der elektrische Widerstand des Gewebes aus ohmschen und kapazitiven Komponenten zusammen.
Der ohmsche Widerstand RA ist der Widerstand der Interzellularflüssigkeit (Gewebewasser), der Widerstand RB der Widerstand des Zellinhaltes, der ohmsche Widerstand Rc der Widerstand der Zellmembrane oder Zellwand und der Kondensator C die Kapazität, die bei Stromfluss durch Ladungsstauungen an der Zellwand (Diffusionshindernis) verursacht wird. Durch den kapazitiven Anteil wird der in der Fig. 1 dargestellte Widerstand frequenzabhängig.
Wenn man den zwischen zwei Elektroden gemessenen Widerstand von Zellgewebe in Abhängigkeit von der Lagerzeit in einem Diagramm aufträgt, erhält man eine Darstellung gemäss Fig. 5. Diese Kurve hat einen etwa hyperbolischen Charakter, so dass gerade in dem interessantesten Messbereich, d. h. bei längeren Lagezeiten, die Kurve nicht sonderlich aufschlussreich ist.
Hinzu kommt aber noch, dass, wie bereits zu Beginn der Beschreibung kurz erwähnt, die Kurvendarstellung mehrdeutig werden kann, wenn nämlich durch Verdünnung des Gewebewassers durch das Eisschmelzwasser die Widerstandswerte wieder ansteigen, wie es mit gestrichelten Linien in der Fig. 5 dargestellt ist. Zu berücksichtigen ist hier auch noch, dass die Messwerte von Messobjekt zu Messobjekt recht erheblich streuen.
Die Verwendung anderer Messfrequenzen führt praktisch zu ähnlichen Kurven, die in gleicher Weise streuen und mehrdeutig werden können.
Ganz anders sieht das Messergebnis aus, wenn man anstelle des Widerstandswertes das Verhältnis von zwei bei verschiedenen Frequenzen gemessenen Widerständen als Ordinate gegenüber der Lagerzeit aufträgt. Hier ergibt sich nun eine Kurve mit stetigem Verlauf, die auch durch Verdünnung des Gewebewassers durch Eisschmelzwasser nicht mehr verfälscht werden kann (siehe gestrichelten Teil der Fig. 6).
Der in der Fig. 6 eingetragene QU-Wert ist wie folgt definiert :
EMI3.1
wobei RN der bei einer niedrigeren Frequenz gemessene Widerstand und Ru der bei einer höheren Frequenz gemessene Widerstandswert ist.
Die Grösse QU muss also bei der Messung eines Gewebeelementes umso grösser sein, je kleiner die Kapazität ist, d. h. je kräftiger die Zellwand ausgebildet ist, wobei eine kräftigere Zellwand makroskopisch als Festigkeit oder Zähigkeit des Gewebes in Erscheinung tritt, und somit ein kleinerer QU-Wert einem zarteren Gewebe eigen ist. Wird dagegen z. B. in einem tierischen Gewebe die Zellhaut, die in der Regel aus Eiweiss aufgebaut ist, im Laufe der Lagerung zunächst durch körpereigene, eiweissspaltende Enzyme (z. B. Kathepsin), später durch solche, die von verderbniserregenden Organismen in das Medium gelangen, abgebaut und schliesslich aufgelöst, so bedingt das eine zunehmende Vergrösserung und schliesslich einen Kurzschluss der Kapazität C, womit sich der QU-Wert ständig verringert und sich der Grösse Null nähert.
Während der Zeit der Totenstarre eines tierischen Organismus finden an der Zellhaut offenbar chemische und physikalische Veränderungen (Einwirkung der aus dem Muskelzucker gebildeten Milchsäure) statt, die den QU-Wert je nach Tiefe der Totenstarre nicht unbeträchtlich über den am lebenden Organismus gemessenen Wert erhöhen. Bei krankhaften Veränderungen des Gewebes wie Geschwulsten, Wucherungen, Entzündungen ist bekanntlich das Zellgefüge verändert bzw. teilweise oder gänzlich zerstört, so dass nach dem oben Gesagten solche krankhaft veränderten Gewebe einen vom QU-Wert des entsprechenden gesunden Gewebes abweichenden Wert aufweisen müssen.
Obgleich die bei den verschiedenen Frequenzen gemessenen Grössen RN und RH temperaturabhängig sind, muss der QU-Wert temperaturunabhängig sein, wenn die Messung von RN und Rff unter gleichen Bedingungen erfolgt, was bei gleichzeitiger oder kurz aufeinanderfolgender Messung der Fall ist, weil sich RN und RH in gleichem Masse mit der Temperatur ver ändern und diese Veränderungen durch die in der Definition des QU-Wertes gegebene Division RN herausfallen. Das gleiche gilt sinngemäss für den Einfluss des Gewebefettgehaltes, der sich auf die Grössen RN und Rn auswirkt, jedoch nicht auf den QU-Wert.
Es ist sogar denkbar, aus RN oder RH unter Berücksichtigung der Messtemperatur und des QU-Wertes, den Fettgehalt eines Gewebes gleichzeitig mit der QU-Wert Messung grob zu ermitteln.
Bei der nachfolgenden Beschreibung von Schaltungen werden für gleiche oder einander ähnliche Schaltelemente in den verschiedenen Figuren die gleichen Bezugszeichen verwendet.
Die Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform eines Gerätes, mit welchem sich die Frische von Zellgewebe bestimmen und der in Fig. 6 dargestellte QU-Wert anzeigen lässt. Zur Widerstandsmessung dienen als Spannungsquelle zwei Oszillatoren /01 und 02, deren Frequenzen voneinander abweichen und vorzugsweise um mehrere Oktaven verschieden sind.
Für den Oszillator 01 ist ein Verstärker Vi und für den Oszillator Ol ein Verstärker V2 vorgesehen. Mit Hilfe des Umschalters S wird die Wechselspannung aus dem Oszillator 01 im Wechsel mit der Wechselspannung anderer Frequenz aus dem Oszillator 02 an das Messobjekt F angelegt. Das Messobjekt, im vorliegenden Falle ein Fisch, liegt in einem Reihenstromkreis der jeweils einen der Oszillatoren und eines der beiden Potentiometer Ri und R2 enthält.
Die an den Potentiometern Rl und Ro abfallende Spannung wird in den Verstärkern Vi bzw. V2 verstärkt, dann über die Gleichrichter Ds und D2 gleichgerichtet und auf einen Quotientenmesser, beispielsweise ein Kreuzspulinstrument 12 gegeben. Zur Eichung des Gerätes dient ein Strommesser I1, mit dem der Strom aus dem Messverstärker VI mittels des Potentiometers Ri auf einen Festwert eingestellt werden kann. Das Potentiometer R1 ist mit dem Potentiometer Rs fest gekoppelt, so dass letztlich das in dem Instrument 12 zur Anzeige gebrachte Messergebnis von dem Absolutwert des Widerstandes des Messobjektes unabhängig wird.
Der Schalter S kann von Hand oder auch automatisch so betätigt werden, dass beide Zweige des Kreuzspulinstruments so gleichzeitig versorgt werden, dass eine ruhige Anzeige sichergestellt wird. Der Schalter S braucht hierbei kein mechanischer Schalter zu sein, denn er kann selbstverständlich auch durch eine elektronische Anordnung ersetzt sein. Die zur Messung verwendeten Elektroden sollten eine möglichst grosse effektive Oberfläche haben. Besonders günstig sind Flächenelektroden aus Pressgraphit.
Bei der Ausführungsform gemäss Fig. 3 sind die beiden Oszillatoren 01 und 02 unmittelbar mit dem Messobjekt F und einem Messwiderstand r3 in Reihe geschaltet. Bei dieser Ausführungsform kommt der Schalter S in der Fig. 2 in Fortfall und es wird das Messobjekt F gleichzeitig von beiden Messfrequenzen in Form einer Superposition durchflossen. Die den verschiedenen Frequenzen entsprechenden Spannungsabfälle am Widerstand Rs werden mit einem Potentiometer R4 abgenommen und den beiden für die verschiedenen Frequenzen vorgesehenen Verstärkern VI und VI zugeführt.
Diese beiden Verstärker Vi und VI speisen dann in ähnlicher Weise wie bei der Ausführungsform gemäss Fig. 2 über Dioden di und D2 einen Quotientenbildner, nämlich ein Kreuzspulmessinstrument L. Auch hier geht in die Messung nur das Ver hältnis der beiden Widerstände ein, da man mit Hilfe des Anzeigeninstrumentes Ii durch Verstellen des Abgriffes am Potentiometer R4 in dem einen Zweig der Messschaltung einen konstanten Strom einstellen kann.
Eine bevorzugte Ausführungsform eines erfindungsgemässen Prüfen und Messgerätes in Form eines Blockschaltbildes zeigt die Fig. 4. Auch hier sind zwei Oszillatoren 01 und 02 mit dem Messobjekt F und einem Messwiderstand R3 in Reihe geschaltet. Die Span nungsabfälle an dem Messwiderstand Rs gelangen zunächst in einen für beide Messfrequenzen gemeinsamen Vorverstärker V3, der mit seinem Ausgang zwei Endverstärker Vi und V2 speist, die dann wiederum über zwei Gleichrichter D1 und D2 ein Messinstrument betätigen. In diesem Falle handelt es sich um eine Messbrücke mit einem Strommesser I3, der im Nullzweig einer Brücke liegt, von der zwei Brückenzweige von den Ausgängen der beiden Verstärker V1 und V2 gebildet werden.
Die Widerstände Rs und R3 ergänzen die Brücke. Um eine unbequeme manuelle Einregelung eines konstanten Messstromes in dem einen Messzweig auszuschalten, ist anstelle der mechanischen Regelung gemäss Fig. 2 und 3, die in den genannten Figuren durch eine gestrichelte Linie angedeutet ist, ein automatischer Regler A vorgesehen, der eine von der Ausgangsspannung des einen Endverstärkers abhängige Regelspannung zum Eingang des Vorverstärkers zurückführt und dessen Verstärkungsgrad beeinflusst.
Bei dem ausführlichen Schaltbild gemäss Fig. 7 und 8 sind zwei Oszillatoren vorgesehen, von denen der eine Oszillator beispielsweise mit einer Frequenz von 1.000 Hz und der andere Oszillator beispielsweise mit einer Frequenz von 16 kHz schwingt. Die Stromversorgung dieser Oszillatoren und aller nachfolgend noch zu beschreibenden Schaltungsteile erfolgt aus einer Batterie mit einer Betriebsspannung von beispielsweise 9 Volt.
Der Einfachheit halber sind in den Schaltbildern der Fig. 7 und 8 nur die mit einer solchen Batterie verbundenen Anschlussleitungen dargestellt und in üblicher Weise mit den Symbolen (-) und (+) versehen.
Die Batteriespannung ist zweckmässigerweise stabilisiert und von Temperatur- und Lastschwankungen weitgehend unabhängig gemacht.
Der Oszillator für die niedrige Frequenz besteht aus einem Schwingkreis mit einem Kondensator Ci und einer Selbstinduktivität Li. Ein Abgriff der Schwingspule Lo führt zum Kollektor des Transistors Ti, dessen Emitter über einen Vorwiderstand R7 mit der positiven Spannungsquelle verbunden ist. Die Basis des Transistors Ti liegt über eine Rückkopplungsspule L2 an einem für beide Oszillatoren gemeinsamen Spannungsteiler. Dieser Spannungsteiler besteht aus einem Widerstand Rs in Reihenschaltung mit einer Parallelkombination aus einem Widerstand Rs und einem Kondensator C2.
Die Rückkopplungsspule L2 ist selbstverständlich mit der Schwingspule Li und auch mit der Ausgangswicklung L3 des Oszillators magnetisch gekoppelt.
Der zweite Oszillator für die höhere Frequenz ist in ähnlicher Weise ausgebildet wie der zuvor beschriebene Oszillator. Hier ist ein Schwingkreis mit einem Kondensator C3 und einer Schwingspule L4 vorgesehen.
Dieser Schwingkreis steht mit dem Transistor T2 in Verbindung, dessen Emitter über einen Widerstand Rio an der positiven Spannungsquelle liegt. Die Rückkopplungsspule L; liegt am Abgriff des vorerwähnten Spannungsteilers. Der Ausgang des Oszillators erscheint an der Ausgangswicklung L6.
Zwischen den beiden Oszillatoren und der nachfolgend noch zu beschreibenden Mess- und Verstärkerschaltung ist ein Siebglied vorgesehen, um unerwünschte Rückkopplungseffekte auszuschalten. Dieses Sie glied besteht aus dem Widerstand Rll, welches zwischen dem negativen Pol der Spannungsquelle und den negativen Spannungsanschlüssen der Oszillatoren liegt und einen zu den Oszillatoren parallel geschalteten Kondensator C4.
Die Emitterwiderstände R7 und Rlo werden im Verhältnis zum Spannungsteiler Rs/Rs so gewählt bzw. so eingestellt, dass sich für die Transistoren T1 und T2 ein temperaturstabiler Arbeitspunkt ergibt und dass möglichst sinusförmige Ausgangsspannungen erzeugt werden.
Die Ausgangswicklungen L3 und LG der beiden Oszillatoren sind mit dem Messobjekt F und einem Messwiderstand Ri in Reihe geschaltet. Der Widerstand Rs ist klein gegenüber dem Widerstand des Messobjektes und sollte möglichst induktionsfrei sein. Der in dem Messwiderstand R3 auftretende Spannungsabfall wird in die nachfolgend zu beschreibende Verstärkerschaltung als Eingangsspannung eingespeist.
Die am Widerstand R3 abfallende Spannung wird über den Kopplungskondensator C;, die in Leitrichtung eingeschaltete Diode D3 und einen weiteren Kopplungskondensator Co an die Basis des Transistors T3 gegeben. Die andere Klemme des Messwiderstandes R3 ist mit der positiven Klemme der Spannungsquelle verbunden. Zur Einstellung der Basisspannung des Transistors T3 dient der Spannungsteiler mit den Widerständen Rt2 und R13. Der Kollektor des Transistors Ts ist über den Kollektorwiderstand R14 mit der negativen Spannungsklemme und über einen Kopplungskondensator C7 mit der Basis des nachfolgenden Transistors T4 verbunden.
Im Emitterkreis des Transistors T3 liegen ein Widerstand Ri in Reihenschaltung mit einer Parallelkombination aus einem Widerstand R16 und einem Kondensator C8. Im Emitterkreis des Transistors T3 ist ferner ein Gegenkopplungswiderstand R17 vorgesehen, der mit dem Kollektor des Transistors T4 und dessen Kollektorwiderstand Rts verbunden ist. Der Arbeitspunkt des Transistors T4 wird mit einem zwischen den Klemmen der Spannungsquelle eingeschalteten Spannungsteiler festgelegt, der von den Widerständen Rls und Reo gebildet wird. Der Emitterkreis des Transistors T4 enthält eine Parallelkombination aus Widerstand R2z und Kondensator Cs.
Der Kollektor des Transistors T4 ist über einen Kopplungskondensator Cio mit der Basis eines weiteren Transistors Ts verbunden, der als Treiber für zwei getrennte Endstufen für die hohe und die tiefe Frequenz dient. Der Arbeitspunkt des Transistors Ts ist mit einem Spannungsteiler festgelegt, der von den Widerständen R21 und R22 gebildet wird. Im Kollektorkreis des Transistors Ts liegt der Widerstand R23 und im Emitterkreis des Transistors T der Widerstand R24.
Von dem Anschlusspunkt zwischen dem Widerstand R23 und dem Kollektor des Transistors Tj werden die beiden getrennten Endstufen des Verstärkers gespeist.
Zur Ankopplung des Endverstärkers für die hohe Fre quenz dient der Kopplungskondensator C11, der an die Basis des Transistors TG angeschlossen ist. Zur Ankopplung des Verstärkers für die niedrigere Frequenz dient der Kopplungskondensator Cis, der mit der Basis des Transistors T7 verbunden ist. Im Eingang der beiden Transistoren To und T7 liegen ein Hochpass für den Transistor To und ein Tiefpass für den Transistor T7. Der Hochpass wird gebildet von dem entsprechend dimensionierten Kopplungskondensator Cii und dem Spannungsteiler des Transistors To, zu dem die beiden Widerstände Ros und R26 gehören.
Zu diesem Hochpass gehört ferner auch der Eingangswiderstand des Transistors To. Der Tiefpass für den Transistor T7 wird gebildet von dem Reihenwiderstand R27, dem Kopplungskondensator Cit2, der keinen Einfluss auf die Tiefpassfunktion hat, und der Querkondensator Cis, der mit der positiven Klemme der Spannungsquelle verbunden ist. Zur Festlegung des Arbeitspunktes für den Transistor T7 dient ein weiterer Spannungsteiler, der aus den Widerständen R2s und RIO besteht. Die Emitterkreise der beiden Transistoren To und T, enthalten Parallelkombinationen eines Widerstandes Rio bzw.
Rsi und Parallelkondensatoren Ct4 bzw. Cis. In den Kollektorkreisen beider Transistoren liegen auf die entsprechenden Frequenzen abgestimmte Resonanzkreise mit den Primärwicklungen der Transformatoren Tri bzw. Tro und den Parallelkondensatoren Cio und C17.
Die Ausgänge der beiden Endverstärker werden an den Sekundärwicklungen der Transformatoren Tri bzw.
Tro abgenommen. Zwischen den Sekundärwicklungen der Transformatoren Tn und Tre und dem Emitterpfad des Treibertransistors T1 bestehen Gegenkopplungspfade, in denen die Widerstände Rs bzw. Ros liegen. Der Widerstand R33 ist zweckmässigerweise regelbar ausgebildet, um den Nullpunkt des nachfolgend noch zu beschreibenden und von den beiden Endstufen gespeisten Messinstrumentes festzulegen.
Die Ausgangsspannungen in den Sekundärwicklungen der beiden Transformatoren Tri bzw. Tr werden über Dioden D4 und Ds bzw. Ds und D7 in einer Spannungsverdopplerschaltung mit den Kondensatoren Cts, und C47 bzw. Cio und Cis entgegengesetzt gepolt einem Potentiometer R34 zugeführt. Der Abgriff dieses Potentiometers R34 speist einen Messverstärker.
Der Messverstärker ist bei der Ausführungsform gemäss Fig. 7 und Fig. 8 als Brücke ausgebildet. Der Abgriff des Potentiometers R54 ist mit der Basis des Transistors Ts verbunden, der über seinen Emitterwiderstand R3s an die positive Klemme der Spannungsquelle angeschlossen ist. Der Kollektor des Transistors Ts steht über eine Widerstandskombination mit der negativen Klemme der Spannungsquelle in Verbindung. Diese Widerstandskombination, die zur Temperaturkompensation ausgebildet ist, kann beispielsweise von einem ohmschen Widerstand R3G in Parallelschaltung mit einem Widerstand R37 mit negativem Temperaturkoeffizienten bestehen.
In den beiden anderen Brückenzweigen liegen in Reihenschaltung ein ohmscher Widerstand Roo und eine Diode Ds. Das eigentliche Anzeigeinstrument I3 liegt im Nulizweig der Brücke zwischen den Verbindungspunkten von Diode Ds und Widerstand Rso bzw. Kollektor des Transistors Ts und Widerstandskombination R3s-37.
Die in der Fig. 4 als Regler A dargestellte Regelstrecke verläuft in dem ausführlichen Schaltbild gemäss Fig. 7 F gelegt. Bei eingeschaltetem Gerät wird dieses Messobjekt F von zwei Wechselströmen unterschiedlicher Frequenz durchflossen. Je nach der speziellen Konstitution des Messobjektes entstehen an dem Reihenwiderstand Ro unterschiedliche Spannungsabfälle, die über den Kondensator Cs in den Messverstärker eingespeist werden.
Im Ruhezustand, d. h. vor Anlegen eines Messobjektes, ist der Transistor Tu (Fig. 9) voll leitend, da der Transistor Ts gesperrt ist, weil seine Basis auf positivem Potential liegt und keine Richtspannung erzeugt wird. Durch das Leiten des Transistors T fliesst über die Leitung As und die Reihenschaltung von Widerstand R40, Widerstand Rso, Diode D3 und Widerstand R41 ein relativ kräftiger Strom, der die Diode Ds leitend und damit niederohmig macht. Das Potential an dem Verbindungspunkt zwischen dem Kopplungskondensator Os und der Diode Dz wird mit einem Spannungsteiler bestimmt, der von dem Widerstand R41 und der Zener-Diode Z gebildet wird.
Der Querstrom durch diesen Spannungsteiler ist so gewählt, dass die Zener Diode in ihrem günstigsten Arbeitsbereich arbeitet und ein Stromfluss entsteht, der gross ist im Vergleich zu dem vorerwähnten Regelstrom von der Leitung A2 über die Widerstände Rso, R40, R41 und die Diode Dz. Die Zener-Diode Z kann gegebenenfalls durch einen einfachen Widerstand ersetzt werden, wenn man dafür sorgt, dass der Querstrom durch diesen Spannungsteiler ausreichend gross wird. Der Spannungsteiler mit Widerstand R41 und Zener-Diode Z legt gleichstrommässig einen kalten Bezugspunkt für die Schaltung fest und sorgt dafür, dass die Transistoren Ts und T11 des automatischen Reglers in dem mittleren Bereich ihrer Arbeitskennlinien betrieben werden.
Nach dem Einsetzen eines Messobjektes F fliesst zunächst ein Messstrom über den Kopplungskondensator Cs, die Diode Ds und den weiteren Kopplungskondensator Ce zur Basis des Eingangstransistors T3.
Dieser Strom wird in den Transistoren T3 und T4 in an sich bekannter Weise verstärkt und gelangt dann über den Kopplungskondensator C10 an die Basis des Treibertransistors Ts für die beiden Endstufen mit den Transistoren T6 und T7. An der Sekundärwicklung des Transformators Tri entsteht eine Wechselspannung, die abhängig ist von dem Spannungsfall, den der Eingangswechselstrom von hoher Frequenz an dem Widerstand R3 erleidet. In entsprechender Weise entsteht an der Sekundärwicklung des Transformators Tr2 eine Ausgangsspannung, die von dem Spannungsfall abhängig ist, den der Eingangswechselstrom von niederer Frequenz an dem Messwiderstand R3 erleidet.
Diese beiden vorerwähnten Ausgangs-Wechselspannungen werden mit den Dioden D4 bis D, gleichgerichtet und dann entgegengesetzt gepolt auf das Potentiometer R34 gegeben, dessen Abgriff mit dem Ausgangsmessverstärker verbunden ist. Auf Grund der sehr gross gewählten Verstärkung entsteht zunächst hinter der Diode D4 eine sehr hohe Spannung, die als Eingang für den Regler verwendet wird und über die Leitung Ar dem Transistor T9 zugeführt wird. Der ursprünglich gesperrte Transistor To wird auf Grund des grossen Reglereingangssignales an seiner Basis leitend gemacht. Damit entsteht ein hoher Spannungsabfall an dem Kollektorwiderstand Ru, so dass der Transistor T11 mehr oder weniger gesperrt wird. Der Stromfluss in der Leitung A2 wird somit kleiner.
Damit wird die Diode D3 hochohmiger und es wird der Eingangsstrom für den Messverstärker verkleinert, weil das Spannungsteilerverhältnis zwischen der Diode D und dem Widerstand Rso vergrössert wird. Letztlich wird somit durch die Einwirkung des Reglers das Ausgangssignal an der Diode D4 kleiner, bis sich ein Gleichgewichtszustand einstellt, der durch den Spannungsabfall an dem Widerstand R42 bzw. durch die Einstellung des Potentiometers R43 festgelegt ist. Die Schaltung gemäss Fig. 7 und 8 sorgt somit exakt für eine Quotientenbildung, die unabhängig von den Absolutwiderständen des Messobjektes ist.
Zur Eichung und Einregelung der Schaltung gemäss Fig. 7 und 8 wird zunächst an die Stelle des Messobjektes F ein ohmscher Widerstand eingeschaltet, so dass die Spannungsabfälle an dem Messwiderstand R3 für beliebige Frequenzen gleich gross werden. Unter diesen Bedingungen müssen die Ausgangsspannungen an den Endverstärkern To und T7 entgegengesetzt gleich werden. Sind sie dieses nicht, so kann durch Verändern des Widerstandes Rs3 dieses erforderliche Gleichgewicht eingestellt werden.
Praktisch kann der Abgriff des Potentiometers Rs4 so eingestellt werden, dass durch die Messbrücke ein Vorstrom fliesst und der Transistor Ts in einem günstigeren Teil seiner Kennlinie arbeiten kann. Damit trotz dieses Vorstromes das im Nullzweig liegende Instrument I3 auf den Nullpunkt der Skala kommen kann, sind in den beiden in Fig. 8 rechts liegenden Brückenzweigen ein Widerstand R3s und eine Diode D8 angeordnet.
Das Potential am Instrument I3 an der vom Transistor Ts abgelegenen Klemme ist weitgehend von dem Stromfluss durch das Instrument unabhängig und wird praktisch nur durch die elektrischen Daten der Diode Ds festgelegt. Durch Auswahl des Widerstandes R95 kann die Messbrücke so eingestellt werden, dass sich bei maximalem Verhältnis zwischen den Ausgängen der Endverstärker T6 und T, ein Vollausschlag ergibt. Der Abgriff am Potentiometer R34 ermöglicht die Einregelung des elektrischen Nullpunktes von I3. Die zuvor besprochene Einregelung am Widerstand R33 diente nur zur Einstellung eines Gleichgewichtes zwischen den Ausgängen der beiden Endverstärker Te und T7.
Wenn, wie zuvor angenommen, zwischen die Elektroden E ein Messobjekt F eingeführt wird, regelt sich die Spannung an dem Kondensator C47 in der Endstufe T6 auf eine Spannung ein, die von der Einstellung des Potentiometers R43 abhängt. Dank der Regelung ergibt sich an dem Kondensator C19 eine Spannung, die zu der Spannung am Kondensator C47 im gleichen Verhältnis steht, wie die bei den verschiedenen Frequenzen zu messenden Spannungsabfälle an dem Messwiderstand Rs.
Da der Widerstand R3 mit dem Messobjekt F in Reihe liegt, entspricht dieses Spannungsverhältns an den beiden Kondensatoren C47 und C19 auch dem am Messobjekt zu erfassenden QU-Wert.
Die Skala des Instrumentes I3 kann in Güte- oder Frischewerten geeicht sein. Bei der Überprüfung von Nutzfischen kann die Skala beispielsweise in Reserve Eislagertagen geeicht sein. Unter Reserve-Eislagertagen wird die Anzahl von Tagen verstanden, die der überprüfte Nutzfisch unter vorgegebenen Bedingungen auf Eis noch in genussfähigem Zustand gehalten werden kann.
Das am Abgriff des Potentiometers R54 zu erfassende Ergebnis ist, wie schon zuvor erläutert, im wesentlichen temperaturunabhängig. Um auch Temperaturschwankungen in dem nachgeschalteten Messverstärker auszuschalten, ist dem Brückenwiderstand R30 ein Widerstand R37 mit negativem Temperaturkoeffizienten parallel geschaltet.
Eine weitere Ausbildung des Anzeigekreises zeigt die Fig. 10, die eine grössere Anzahl von Bauelementen wiedergibt, die auch in der Fig. 8 dargestellt sind. In Abweichung von der Ausführungsform gemäss Fig. 8 werden die an den Kondensatoren C47 und Cii anliegenden Spannungen auf Belastungswiderstände R45 und R40 gegeben, die jeweils an ihrer einen Klemme mit einem Messinstrument I4 verbunden sind. Das Instrument I4 zeigt die Differenz der Spannungsabfälle an den Widerständen R45 und R40. Der Stromfluss durch das Instrument I4 muss klein sein im Verhältnis zu den Stromflüssen durch die Widerstände R43 und R46.
Eine weitere Abweichung gegenüber der Schaltung gemäss Fig. 8 liegt darin, dass beide Enden der Sekundärwicklung der Transformatoren Tri und Tri an Dioden Dii, Dt2, Dis und Dt4 angeschlossen sind. Diese Dioden sind an ihren anderen Klemmen jeweils paarweise zusammengeschaltet und mit dem einen Beleg des Kondensators C47 bzw. Cii verbunden. Der Mittelabgriff der Sekundärwicklung des Transformators Tri ist mit der positiven Spannungsquelle verbunden.
Der Mittelabgriff der Sekundärwicklung des Transformators Tro führt dagegen über eine Diode Dio zur positiven Bat terieklemme. Die Diode Dto ist zwischen der positiven Batterieklemme und dem Emitterwiderstand R z des Transistors T7 eingeschaltet. Die Aufgabe der Diode Dio liegt in folgendem. Während in dem Endverstärker T6 durch die automatische Regelschaltung Spannungs änderungen ausgeregelt werden, ist dies in dem zweiten Endverstärker mit dem Transistor T7 nicht der Fall. Bei Temperaturerhöhungen wird beispielsweise die Leitfähigkeit der Dioden Dta und Dl4 höher und damit das Messergebnis verfälscht.
Um solchen Verfälschungen zu begegnen, ist die Diode Dro angeordnet, die von dem Emitterstrom des Transistors T7 durchflossen wird.
Wenn beispielsweise durch eine Temperaturerhöhung die Leitfähigkeit der Dioden Dta und D14 erhöht wird, steigt die an dem Kondensator Cu anliegende Gleichspannung, so dass das Messergebnis verfälscht wird.
Diesem Effekt wirkt die Diode D1o entgegen, die bei steigender Temperatur gleichfalls niederohmiger wird und einen kleineren Beitrag zu der am Kondensator C19 liegenden Spannung liefert. Eine optimale Temperaturkompensation ist leicht möglich durch entsprechende Dimensionierung des Stromflusses durch die Diode Dio.
Die Anordnung der Diode Dto im Emitterkreis des Transistors T7 erfolgt aus Stromersparnisgründen, denn genausogut kann der Stromfluss durch die Diode Dto mit einem weiteren Widerstand zur negativen Spannungsquelle erzielt werden.
Störende Einflüsse der Umgebungstemperatur, die unterschiedlich auf die beiden Endverstärker einwirken, weil der Regler nur den einen der beiden Endverstärker beeinflusst, können auch noch durch andere Mittel ausgeschaltet werden. So ist es beispielsweise möglich, durch Einschalten von Widerständen mit negativen Temperaturkoeffizienten in Reihenschaltung zum Widerstand Ra3, oder zwischen Potentiometer R34 und Ausgang des Endverstärkers T6 oder durch entsprechende Dimensionierung des Widerstandes R37 im Messverstärker ein konstantes Temperaturverhalten zu erzielen.
Da das beschriebene Gerät nach einmaliger Einstellung zur fortlaufenden Messung verwendbar ist, kann es mit Vorteil auch in automatischen Sortier- und Prüfmaschinen eingesetzt werden, bei denen in Abhängigkeit von dem erzielten Messergebnis Weichen gestellt werden, um die Messobjekte entsprechend ihrer Klassifizierung zu verteilen. Im übrigen ist das Gerät wie schon einleitend erwähnt, nicht nur für Fische, sondern auch für Obst und Gemüse anwendbar. In diesem Sinne ist in der vorstehenden Beschreibung und in den nachfolgenden Ansprüchen der Hinweis auf pflanzliches und tierisches Zellgewebe soweit auszulegen, dass auch tierische Erzeugnisse mit umfasst werden.