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Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Einstellung
der virtuellen Meßfeldlänge einer Mehrzahl von in Überwachungsgeräten vorgesehenen
Meßumformern, die zur Erfassung von um einen bestimmten Wert schwankenden Größen
dienen und Einrichtungen zur Mittelwertbildung speisen, insbesondere zur Ermittlung
des Querschnittsverlaufs von Bändern, Vorgarnen und Garnen.
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In der Textiltechnik ist eine Vielzahl von elektronischen Überwachungsgeräten
bekannt, die nach dem Prinzip arbeiten, daß das zu überwachende Textilgut einen
Meßumformer durchläuft, in welchem ein dem Durchmesser oder dem Querschnit oder
den Durchmesser- oder Querschnittsschwankungen des Textilgutes äquivalentes elektrisches
Signal gebildet und dieses elektrische Signal anschließend ausgewertet wird. Der
zeitliche Verlauf dieses elektrischen Signals ist weitgehend von der Ausbildung
der beispielsweise aus Kondensatoren oder Spulen bestehenden Meßumformer, insbesondere
von deren geometrischer Meßfeldlänge, abhängig.
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Da in Textilgut, beispielsweise in Bändern, Vorgarnen und Garnen
der Spinnerei, die Schwankungen des Gewichts pro Längeneinheit sehr unterschiedlich
sind und Verdickungen auftreten, deren Länge nur wenige Millimeter betragen kann,
wird je nach der dem Überwachungsgerät eigenen Meßfeldlänge ein Teil der Querschnittsschwankungen
durch Mittelwertbildung unterdrückt.
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Infolge konstruktiver Gegebenheiten ist die geometrische Meßfeldlänge
des jeweils verwendeten Feßumformers meistens nur in sehr engen Grenzen wählbar
und bezüglich der zulässigen geringsten Länge durch die minimal erforderliche Empfindlichkeit
begrenzt. Andererseits ist es unter Umständen erforderlich, eine sehr differenzierte
Auswertung der elektrischen Signale nach verschiedenen Kriterien durchzuführen,
wozu ein Meßumformer mit einstellbarer Meßfeldlänge erforderlich ist Sollen beispielsweise
in einem Fall bestimmte Schwankungen im Querschnittsverlauf des Textilgutes hervorgehoben
und im anderen Fall möglichst unterdrückt werden, so müßte dazu die Meßfeldlänge
entsprechend gewählt werden können.
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Praktische Ausführungsformen von Meßumformern weisen beispielsweise
bei elektronischen Garnreinigern aus konstruktiven Gründen eine Länge von etwa 1
cm auf, während zur Lösung bestimmter Reinigungsprobleme jedoch eine Länge zwischen
2 bis 5 cm oder mehr erforderlich wäre. Ein Garn weist beispielsweise sogenannte
Anflüge auf, die eine örtliche Querschnittsvergrößerung auf einer Länge von nur
wenigen Millimetern um 500 O/o oder mehr gegenüber dem mittleren Querschnitt darstellen.
Solche Anflüge sollen aber vom Reiniger in bestimmten Anwendungsfällen nicht entfernt
werden. Hingegen können Garne sogenannte Torpedos, das sind langgestreckte Verdickungen
mit Längen von 5 bis 50 cm enthalten, die jedoch nur etwa dem dreifachen Garnquerschnitt
entsprechen, aber unbedingt durch den Reinigungsvorgang entfernt werden müssen.
Während nun in einem geometrisch kurzen Meßumformer ein Anflug einen starken Impuls,
die Torpedostelle jedoch nur einen viel schwächeren Impuls erzeugt, wird ein geometrisch
längerer Meßumformer auf den Anflug infolge der Mittelwertbildung über die Meßfeldlänge
mit einer wesentlich kleineren Signalamplitude ansprechen als auf einen Torpedo,
da dieser sich
über die gesamte Meßfeldlänge erstreckt und somit ein größeres Summensignal
liefert.
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Die Einstellbarkeit der Meßfeldlänge ist aber insbesondere auch deshalb
erwünscht, weil bei der Verarbeitung verschiedener Rohmaterialien auch die dabei
zutage tretenden Garnfehler in ihrem Querschnittsverlauf verschieden geartet sind.
Nur wenn die Meßfeldlänge einstellbar ist, kann vermieden werden, daß für jedes
Material besondere Reinigertypen verwendet werden müssen, was im Hinblick auf die
große Anzahl der jeweils benötigten Reiniger einen überaus großen Nachteil darstellen
würde.
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Es ist bereits bekannt, auf elektrischem Wege eine virtuelle Verlängerung
der Meßfeldlänge derartiger Meßumformer zu erzielen. Dazu wird das den Querschnittsschwankungen
äquivalente elektrische Signal im Verlauf seiner Auswertung durch ein als Tiefpaß
geschaltetes RC-Glied geschickt, in welchem die den Querschnittsänderungen proportionalen
Spannungsschwankungen entsprechend der Zeitkonstanten dieses RC-Gliedes gemittelt
werden. Eine derartige Anordnung gehorcht bei der Messung von Garnen im wesentlichen
folgender Beziehung: L = K.V.R.C.
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Dabei ist L die virtuelle Meßfeldlänge in cm, K der Proportionalitätsfaktor,
für gesponnene Garne etwa 2 bis 3, V die Durchzuggeschwindigkeit des Garnes in cmlSek.,
R der Widerstand in MQ, C der Kapazitätswert in StF.
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Die Formel zeigt, daß die virtuelle Meßfeldlänge nicht nur von der
Zeitkonstanten R C, sondern auch von der Durchzuggeschwindigkeit V abhängig ist.
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Die sich anbietende Maßnahme, in jedem Reiniger ein RC-Glied vorzusehen,
dessen Widerstand oder Kapazität veränderlich ist, würde dazu führen, daß bei jeder
speziellen Reinigungsaufgabe an sämtlichen Reinigern diese Einstellung individuell
vorgenommen werden müßte. Abgesehen davon, daß als Folge einer nicht auszuschließenden
Falscheinstellung nicht alle Reiniger die gleiche virtuelle Meßfeldlänge aufweisen
könnten, kann auch die Stillstandzeit nicht in Kauf genommen werden, die sich durch
diese Einstellung der einzelnen Reiniger ergeben würde. Schließlich würde auch der
Einbau einstellbarer Elemente in jeden Reiniger erhebliche Mehrkosten verursachen.
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Ziel der Erfindung ist die Schaffung eines die Anpassung an unterschiedliche
Betriebsfälle gewährleistenden Verfahrens zur Einstellung der virtuellen Meßfeldlänge
in einer Mehrzahl von Oberwachungsgeräten vorgesehenen Meßumformern, das eine Minimierung
der durch die Einstellung bedingten Stillstandszeiten der mit den Überwachungsgeräten
ausgestatteten Anlagen ermöglicht und unterschiedliche Einstellungen der Meßfeldlänge
der einzelnen Meßumformer ausschließt. Außerdem soll das Verfahren in einfacher
und wirtschaftlicher Weise praktisch realisierbar sein.
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Ausgehend von einem Verfahren der eingangs angeführten Gattung wird
diese Aufgabe gemäß der Erfindung gelöst durch eine zentrale, elektrisch gleichzeitige
Steuerung von strom-spannungs-abhängigen Impedanzelementen zur selektiven Vorgabe
des Frequenzganges
aller Einrichtungen zur Mittelwertbildung.
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Eine vorteilhafte Ausführungsform zur Durchführung des Verfahrens
weist erfindungsgemäß zur Mittelwertbildung dienende RC-Glieder auf, deren ohmscher
Widerstand durch einen stromsteuerbaren Widerstand mit negativem Koeffizienten gebildet
ist.
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Eine weitere vorteilhafte Ausführungsform einer Vorrichtung zur Durchführung
des Verfahrens gemäß der Erfindung besitzt zur Mittelwertbildung dienende RC-Glieder,
deren ohmscher Widerstand einen sich in Abhängigkeit von der anliegenden Spannung
ändernden Widerstandswert aufweist.
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Vorzugsweise ist der steuerbare Widerstand in der Kollektor-Emitter-Strecke
eines als Verstärker geschalteten Transistors angeordnet, dessen Arbeitspunkt mittels
der zentralen Steuereinheit einstellbar ist.
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Bei einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform ist der steuerbare
Widerstand im Gegenkopplungskreis des Verstärkers angeordnet.
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Vorzugsweise wird als steuerbarer Widerstand eine Diode oder die
Kollektor-Emitter-Strecke eines Transistors verwendet.
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Die Erfindung wird nachfoXend an Hand von Ausführungsbeispielen unter
Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert; in dieser zeigt Fig. 1 eine teilweise
in Form eines Blockschaltbildes dargestellte Ausführungsform einer Vorrichtung gemäß
der Erfindung, F i g. 2 ein Diagramm des mit der Vorrichtung nach F i g. 1 zu erzielenden
Frequenzganges, F i g. 3 eine ebenfalls zum Teil in Form eines Blockschaltbildes
dargestellte weitere Ausführungsform einer Vorrichtung gemäß der Erfindung, Fig.
4 ein Diagramm des mit der Vorrichtung nach F i g. 3 zu erzielenden Frequenzganges
und F i g. 5 einen Teil einer im Vergleich zur F i g. 3 etwas abgeänderten Vorrichtung.
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Nach F i g. 1 weist ein Gerät 1 zur Überwachung von Textilgut, wie
Bändern, Vorgarnen und Garnen, einen beispielsweise aus einem elektrischen Kondensator
bestehenden Meßumformer 2 auf, dessen Kapazität in bekannter Weise vom durchlaufenden
Textilgut3 beeinflußt wird. Außerdem enthält das Überwachungsgerät 1 alle an sich
bekannten Organe, wie Hochfrequenzspannungsquelle, Verstärker und Detektoren, die
erforderlich sind, um die im Meßumformer 2 auftretenden Kapazitätsschwankungen an
den Ausgangsklemmen 4, 5 als elektrische Signale in Erscheinung treten zu lassen.
Diese Ausgangsgröße an den Klemmen 4, 5 stellt eine Wechselspannung dar, die ein
elektrisches Abbild der Querschnitts- oder Durchmesserschwankungen des beispielsweise
aus einem Garn bestehenden Textilgutes 3 ist.
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Diese Wechselspannung wird mittels eines Transistors 6 verstärkt.
Dieser ist wie üblich mit einem Emitterwiderstand 7 versehen, der zur Stabilisierung
des Arbeitsstromes dient. Im Kollektorkreis des Transistors 6 liegt ein stromsteuerbarer
Widerstand 8, dessen Widerstandswert in einem vorgegebenen Bereich elektrisch einstellbar
ist. Der Arbeitspunkt dieser Verstärkerschaltung wird durch einen Steuerstrom 9
festgelegt. Dieser Steuerstrom 9 wird durch eine zentrale Steuereinheitl2 und den
SteuerwiderstandlO festgelegt und der Basis des Transistors 6 zugeführt.
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Parallel zu dem erwähnten steuerbaren Widerstand 8 ist ein Kondensatorll
vorgesehen. Der steuerbare
Widerstand 8 bildet mit dem Kondensator 11 ein Tiefpaßfilter.
Die Zeitkonstante dieses Tiefpaßfilters wird im wesentlichen durch den Kapazitätswert
C des Kondensators 11 und den Wert R des steuerbaren Widerstandes 8 bestimmt. Der
Längskondensator 14 dient zusammen mit dem Widerstand 15 dazu, die den Querschnittsschwankungen
des Textilgutes entsprechende Signalspannung getrennt zu erhalten, indem diese Wechselspannung
über ein Hochpaßfilter vom Kollektor des Transistors 6 abgegriffen wird. An den
Ausgangsklemmen 17, 18 dieser Anordnung tritt somit eine reine Wechselspannung U2
auf.
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Die Zeitkonstante des Tiefpaßfilters 8, 11 wird folgendermaßen geändert:
Fließt über den Steuerwiderstand 10 nur ein sehr geringer Steuerstrom 9, so fließt
auch im Transistor 6 nur ein geringer Strom. Damit ist auch die Aussteuerung des
steuerbaren Widerstandes 8 gering. Wird beispielsweise als steuerbarer Widerstand
8 ein Widerstand mit negativem Temperaturkoeffizienten (NTC-Widerstand) verwendet,
so weist dieser bei kleinem Stromfluß einen hohen Widerstand auf, und die Zeitkonstante
des RC-Gliedes ist damit relativ hoch. Im umgekehrten Fall, d. h. bei einem relativ
großen Steuerstrom 9, fließt durch den Transistor 6 ein relativ hoher Arbeitsstrom,
wodurch sich der Widerstandswert des NTC-Widerstandes erniedrigt.
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Durch geeignete Bemessung der einzelnen Elemente ist es ohne weiteres
möglich, auch die Einflüsse einer sich ändernden Umgebungstemperatur auf die beschriebene
Schaltung sehr gering zu halten, so daß deren Auswirkungen nicht mehr störend in
Erscheinung treten. An Stelle des stromsteuerbaren NTC-Widerstandes kann in bestimmten
Fällen vorteilhafterweise ein in Abhängigkeit von der Spannung steuerbarer Widerstand
(VDR-Widerstand) verwendet werden. Die Arbeitsweise bleibt bei Verwendung eines
derartigen Widerstandes mit der Ausnahme gleich, daß der Effekt anstatt auf dem
Umweg über die Temperatur direkt über den Strom zustande kommt, indem bei höheren
Strömen der Widerstandswert sinkt. Bei Verwendung eines VDR-Widerstandes ist zu
beachten, daß ein solcher mit möglichst großer innerer Zeitkonstante gewählt wird,
da sonst unerwünschte Modulationserscheinungen auftreten, indem die Wechselspannungen
selbst und nicht nur der mittlere Steuerstrom den Widerstandswert modulieren.
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Die Eigenschaften der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 lassen sich
sehr anschaulich an Hand des sogenannten Frequenzganges darstellen, der in F i g.
2 gezeigt ist. Dabei ist auf der Abszisse die Frequenz der Wechselspannung und auf
der Ordinate das Amplitudenverhältnis zwischen der Ausgangsspannung U2 und der Eingangsspannung
Uj, d. h. der Verstärkungsfaktor, aufgetragen. Als Parameter sind einige Werte des
steuerbaren Widerstandes 8 eingesetzt. Aus dieser Darstellung geht hervor, daß sich
die Verstärkung bei tiefen Frequenzen proportional mit dem Widerstand ändert. Bei
höheren Frequenzen bleibt die Verstärkung im wesentlichen konstant. Für bestimmte
Anwendungsfälle ist diese Eigenschaft außerordentlich erwünscht, da durch die Veränderung
der Zeitkonstanten des RC-Gliedes 8, 11 in diesem Fall wohl die Verstärkung für
die tieferen Frequenzen verändert wird, nicht aber für die hohen Frequenzen.
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Dabei ist zu beachten, daß tiefen Frequenzen langsam verlaufende,
d. h. langgestreckte Querschnittsänderungen im Textilgut (Torpedos), hohen Frequenzen
jedoch
kurze Querschnittsänderungen (Anflüge) entsprechen. Auf diese Weise können bestimmte
Ereignisse im Verlauf der den Querschnitts- oder Durchmesserschwankungen entsprechenden
äquivalenten elektrischen Größe in besonderem Maße hervorgehoben werden, wobei nicht
interessierende andere Ereignisse mit höheren Frequenzen in ihrer Amplitude gleichbleiben.
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In Fig.3 ist eine weitere Schaltungsanordnung dargestellt, die ebenfalls
den Frequenzgang einer Verstärkerstufe in Abhängigkeit eines durch eine elektrische
Größe steuerbaren Widerstandes zu beeinflussen gestattet. Das t : Überwachungsgerät
1 mit dem Meßumformer 2, durch den das Textilgut 3 läuft, gibt analog der Anordnung
gemäß Fig. 1 eine Wechselspannung U1 an den Ausgangsklemmen 4, 5 ab. Diese Wechselspannung
Uj wird einer Verstärkerstufe 21 zugeführt, welche ihrerseits ein verstärktes Ausgangssignal
U2 liefert. Von einer allen Überwachungsgeräten gemeinsamen zentralen Steuereinheit
12 wird eine Steuerspannung Ust geliefert, die an einem Spannungsteiler mit den
Widerständen 22 und 24 sowie einem beispielsweise aus einer Diode27 bestehenden
steuerbaren Widerstand liegt. Der Widerstandswert dieser Diode ist nun sehr stark
von dem durch die Steuerspannung Ust gegebenen Strom abhängig. Gleichzeitig wird
ein Teil der Ausgangsspannung U2 über einen Schutzkondensator 25 und einen Widerstand
23 an den Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 22 und 24 gelegt. Ein Teil
dieser Ausgangsspannung wird vom Verbindungspunkt zwischen Widerstand 24 und Diode
27 abgegriffen und gelangt über einen Trennkondensator 26 an den Eingang der Verstärkerstufe
21 zurück.
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Die von der zentralen Steuereinheitl2 gelieferte Steuerspannung Ust
legt nun einen bestimmten Widerstandswert der Diode 27 fest, so daß auch der Teil
der Ausgangswechselspannung U welcher an den Eingang Ut zurückgelangt, von diesem
Widerstandswert bestimmt ist. Ist die Steuerspannung Ust relativ klein, so fließt
nur ein geringer Strom durch den Spannungsteiler 22, 24, 27. Die Diode 27 weist
unter dieser Betriebsbedingung einen hohen differentiellen Widerstand auf. Ist dagegen
die Steuerspannung Ust relativ hoch, so fließt ein relativ großer Strom durch den
Spannungsteiler 22, 24, 27, und der differentielle Widerstand der Diode 27 ist bedeutend
geringer. Die an der Diode27 auftretende Teilspannung U3 wird als Gegenkopplungsspannung
an den Eingang der Verstärkerstufe 21 gelegt. Der Grad der Gegenkopplung ist somit
durch die Steuerspannung Ust einstellbar und weist bei hoher Steuerspannung einen
geringeren Wert auf als bei geringer Steuerspannung.
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Der Frequenzgang dieser Anordnung als Kriterium für die erzielbare
virtuelle Meßfeldlänge ist in F i g. 4 gezeigt. Dabei bildet die Abszisse wieder
den Frequenzmaßstab und auf der Ordinate ist der Verstärkungsgrad der Verstärkerstufe
21 aufgetragen. Als Parameter für die drei gezeigten Frequenzgänge dient die Steuerspannung
Ust, welche beispielsweise 1 Volt für den Frequenzgang 31, 5 Volt für den Frequenzgang
32 und 25 Volt für den Frequenzgang 33 betragen kann.
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In Fig. 5 ist eine gegenüber Fig. 3 leichtabgeänderte Schaltungsanordnung
gezeigt, in welcher der
steuerbare Widerstand von einem Transistor 28 gebildet wird.
Dabei legt die Steuerspannung dessen Basisspannung und damit seinen Kollektorstrom
fest.
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Je nach der Größe dieser Basisspannung wird somit der Grad der Gegenkopplung
für die Verstärkerstufe 21 eingestellt. Als Vorteil gegenüber einer Diode ist der
größere Aussteuerungsbereich zu nennen, d. h., der differentielle Widerstand des
Transistors 28 umfaßt eine größere Widerstandsspanne als der einer Diode 27.
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Bei den Schaltungen entsprechend den F i g. 3 und 5 sind die Verstärkungsfaktoren
der Verstärkerstufe im Bereich tiefer Frequenzen konstant, während lediglich die
Grenzfrequenz durch die Größe der Steuerspannung verschoben wird. Für gewisse Anwendungsfälle
bieten diese Lösungen gegenüber der in F i g. 1 gezeigten Lösung Vorteile, wobei
einer dieser Vorteile darin besteht, daß ein temperaturunabhängiger steuerbarer
Widerstand verwendet wird.