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Verfahren und Einrichtung zur Übertragung von Steuerbefehlen mittels tonfrequenter Impulse über Starkstrom-Verteilnetze Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Einrichtung zur 17bertragung von Steuerbefehlen mittels tonfrequenter Impulse über Starkstromverteil- netze. Es sind bereits Systeme bekannt, die zur übertragung von Steuerbefehlen tonfrequente Impulse benützen. Die übertragungssicherheit aller bekannten Systeme ist bekanntlich stark von Störspannungen abhängig, die in gewissen Verteilnetzen zeitweise beträchtliche Amplituden erreichen können.
Systeme, die Signalimpulse von nur kurzer Dauer verwenden, beispielsweise von etwa 200 ms Dauer, sind besonders störanfällig, da in den Starkstromnetzen besonders kurze Störimpulse sehr häufig mit grosser Amplitude auftreten und zur Auslösung falscher Befehle führen können.
Die vorliegende Erfindung schliesst die genannten Nachteile weitgehend aus und betrifft ein Verfahren, welches dadurch gekennzeichnet ist, dass zur übertragung eines jeden Schaltbefehles eine diesem Befehl entsprechende, spezifische Signalimpulskombination mehrfach repetiert wird und die vom Signalempfänger als richtig erkannten Signalimpulskombinationen in einer Einrichtung summiert werden, worauf erst bei Erreichen einer vorgegebenen Mindestzahl von richtig empfangenen Impulskombinationen die Ausführung des Befehls eingeleitet wird.
Die Erfindung betrifft auch eine Einrichtung zur Durchführung des erfindungsgemässen Verfahrens, welche Einrichtung sendeseitig eine Automatik zur mehrfachen Wiederholung der jeweils zu sendenden Signalimpulskombination und empfangsseitig eine Vorrichtung zum Erkennen der richtigen Signalimpulskombination, eine Einrichtung zum Summieren der empfangenen, richtigen Signalimpulskombinationen sowie eine Einrichtung zur Auslösung des eigentlichen Schaltbefehls aufweist. Anhand der Beschreibung und der Figuren werden nun das erfindungsgemässe Verfahren sowie eine Einrichtung zur Durchführung desselben näher erläutert.
Dabei zeigt: Fig. 1 als Diagramm und als Beispiel den zeitlichen Verlauf einer sehr einfachen, beispielsweise dreimal wiederholten, Signalimpulskombination für beispielsweise einen Einschaltbefehl.
Fig. 2 als Beispiel das Blockschema eines vereinfachten Empfängers zum Empfang einer Signalimpuls- kombination gemäss Fig. 1 (Einschaltbefehl).
Fig. 3 als Diagramm und als zweites Beispiel den zeitlichen Verlauf einer sehr einfachen, beispielsweise dreimal wiederholten, Signalimpulskombination für beispielsweise einen Ausschaltbefehl.
Fig. 4 als Beispiel das Blockschema eines Empfängers, der sowohl eine Signalimpulskombination wie in Fig. 1 voll ausgezogen gezeichnet (Einschaltbefehl) als auch eine solche wie in Fig. 3 teilweise gestrichelt gezeichnet (Ausschaltbefehl) empfangen kann.
Fig. S als Beispiel das Blockschema eines Empfängers für Ein- und Ausschaltbefehle gemäss Fig. 4, jedoch vereinfacht.
Fig. 6 als Beispiel das Blockschema eines Empfängers für Ein- und Ausschaltbefehle gemäss Fig. S, jedoch weiter vereinfacht.
Fig. 7 als Beispiel das Schema einer Verzögerungseinrichtung.
Fig. 8 als Diagramm und als Beispiel den zeitlichen Verlauf einer Spannung U,1 in Fig. 7.
Fig. 9 als Diagramm und als Beispiel den zeitlichen Verlauf einer Spannung U3 am Ausgang der Verzögerungseinrichtung 60 in Fig. 7.
Fig. 10 als zweites Beispiel das Schema einer Verzögerungseinrichtung.
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Fig. 11 als Diagramm und als Beispiel den zeitlichen Verlauf einer Spannung U4 in Fig. 10.
Fig. 12 als Diagramm und als Beispiel den zeitlichen Verlauf einer Spannung U5 am Speicherkondensator 85 in Fig. 10.
Fig. 13 als Diagramm und als Beispiel den zeitlichen Verlauf einer Spannung U6 am Ausgang der Verzögerungseinrichtung 60 in Fig. 10.
Fig. 14 als Beispiel das detaillierte Schema einer Multiplikationsstufe.
Fig. 15 als Beispiel das detaillierte Schema einer UND-Stufe.
Fig. 16 als Beispiel das detaillierte Schema einer Speicherstufe.
Fig. 17 als Diagramm und als Beispiel den zeitlichen Verlauf einer aus drei Impulsen bestehenden Signalimpulskombination.
Fig. 18 als Beispiel das Blockschema eines Empfängers zum Empfang einer Signalimpulskombination gemäss Fig. 17.
Fig. 19 als Beispiel das detaillierte Schema einer Einrichtung zur automatischen Anpassung der Empfängerempfindlichkeit an den vorhandenen Störpegel.
Fig. 20 als Diagramm und als Beispiel den zeitlichen Verlauf einer Spannung U24 in Fig. 19.
Fig. 21 als Diagramm und als Beispiel den zeitlichen Verlauf einer Spannung Uze in Fig. 19.
Im Diagramm der Fig. 1 ist in der Ordinate als Funktion der Zeit die dem Starkstrom überlagerte tonfrequente Steuerspannung U1 für eine sehr einfache, beispielsweise dreimal wiederholte, Signalim- pulskombination aufgetragen.
Jede der drei Signalimpulskombinationen 1', 1", 1"' usw. besteht aus zwei Tonfrequenzimpulsen 2', 3', 2", 3", 2"', 3"' usw., wobei die Impulse 2', 2", 2"' wie dies später eingehend erläutert wird - die Funktion eines Startimpulses übernehmen, während die Impulse 3', 3", 3"' usw. beispielsweise Schaltimpulse für den Befehl Nr. 1 bedeuten. Dabei ist der Schaltbefehl Nr. 1 gekennzeichnet durch den zeitlichen Abstand T, zwischen den Startimpulsen 2', 2", 2"' usw. und den zugehörigen Schaltimpulsen 3', 3", 3\ usw.
Weitere Schaltbefehle 1I, III usw. bis N, können durch andere - ihnen spezifisch zugeordnete - zeitliche Abstände T2, T3 . . . Tx, gekennzeichnet werden.
Die Zeit T, zwischen zwei sich wiederholenden Signalimpulskombinationen wird vorteilhafterweise grösser festgelegt, als die grösste zur Verwendung vorgesehene Zeit Tx.
Die Anzahl der Wiederholungen der Signalkombinationen kann prinzipiell beliebig gewählt werden, wobei die Schaltsicherheit mit steigender Wiederholung wächst.
An Stelle von nur zwei Impulsen pro Signal- impulskombination können auch beliebig viele Impulse pro Signalimpulskombination verwendet werden, wobei ein bestimmter Schaltbefehl immer durch die Anzahl der Impulse und durch die zeitlichen Abstände derselben vom zugehörigen Startimpuls gekennzeichnet ist. Anhand des Blockschemas in Fig.2 wird nun beispielsweise gezeigt, wie die Impulskombinationen und deren Wiederholungen in den Empfangsapparaten aufgenommen und ausgewertet werden.
Einfachheitshalber ist das Blockschema einpolig gezeichnet. Aus demselben Grunde sind die elektrischen Schaltungen innerhalb jedes Blockes in Fig. 2 nur angedeutet; sie werden später anhand von detaillierten Fig. 7, 10, 14, 15, 16 und 19 noch näher erläutert. Der Empfänger wird mit der Klemme 9 ans Starkstromnetz angeschlossen.
Im Bandfilter 10 werden die tonfrequenten Signalimpulskombinationen vom Starkstrom (50 Perusec) des Netzes getrennt, im Gleichrichter 15 werden sie gleichgerichtet.
Die Signalimpulskombinationen werden hierauf gleichzeitig an eine Multiplikationsstufe 40 und an eine Verzögerungseinrichtung 60 geführt.
Ist die Verzögerungszeit T der Verzögerungseinrichtung 60 beispielsweise gleich der Zeit T1 also beispielsweise kennzeichnend für den Schaltbefehl I - so werden die Startimpulse 2', 2" usw. auf ihrem Weg über das Verzögerungsglied 60 zur Multiplikationsstufe 40 so lange verzögert, dass sie zur selben Zeit an die Multiplikationsstufe 40 gelangen, wie die Schaltimpulse 3', 3" usw. Die Amplituden der Startimpulse 2', 2" usw. und der Schaltimpulse 3', 3" usw. werden in diesem Falle - aber nur dann in der Multiplikationsstufe 40 multipliziert und an eine nachfolgende Speichereinrichtung 90 weitergegeben.
Durch das eingangs erwähnte Repetieren der Signalimpulskombinationen l', 1" usw kann beispielsweise ein Speicherkondensator 91 in der Speichereinrichtung 90 beliebig hoch aufgeladen werden. Wird schliesslich im Speicherkondensator 91 ein vorgegebener minimaler Ladewert erreicht, so kann die Betätigung des fern zu betätigenden Schalters 120 - in an und für sich bekannter Weise - ausgelöst werden.
Entspricht die Verzögerungszeit T des Verzögerungsgliedes 60 beispielsweise nicht dem Impulsabstand T1 der gesendeten Signalimpulskombinationen 1', 1" usw., sondern beispielsweise T. (vergleiche Fig. 3), so gibt die Multiplikationsstufe 40 theoretisch überhaupt keine Signale an die Speicherstufe 90 weiter.
Aber auch ein zufälliges zeitliches Zusammentreffen von zwei Störimpulsen oder von einem Signalimpuls und einem Störimpuls in der Multiplikationsstufe 40, kann keine Fehlschaltung auslösen, weil die Summe der Produkte solcher einzelner, zufälliger Störsignale den zur Schalterbetätigung vorgegebenen minimalen Ladewert des Speicherkonden- sators 91 nicht erreichen kann, und zwar weil einzelne zufällige Teilladungen des Speicherkondensators 91 fortlaufend - beispielsweise durch einen Entladewiderstand 92 - wieder abgebaut werden.
Eine Empfangseinrichtung gemäss Fig. 2 kann nur einen Schaltbefehl - z. B. einen Ein -Schaltbefehl -
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für den fern zu betätigenden Schalter 120 empfangen und verwerten. Soll auch eine fern zu betätigende Aus -Schaltung des Schalters 120 möglich sein, so kann der Empfänger beispielsweise mit einem zweiten Verzögerungsglied 60', mit einer zweiten Multiplikationsstufe 40' und einer zweiten Speicherstufe 90' ausgerüstet werden. Das Verzögerungsglied 60' hätte dann eine Verzögerungszeit T' entsprechend dem Impulsabstand Ti der Signalimpulskombination für einen Ausschaltbefehl.
Anhand der Fig. 3 und 4 wird nun beispielsweise noch ein vereinfachter Empfänger beschrieben, welcher den fern zu betätigenden Schalter 120 sowohl Ein - als auch Aus -schalten und bei welchem die Speichereinrichtung 90 sowohl für Ein - als auch für Aus -Befehle verwendet werden kann.
Fig. 3 zeigt zunächst den zeitlichen Verlauf der hierzu verwendeten Signalimpulskombinationen.
Für Ein -Schaltbefehle werden die Impulse 2', 3'; 2", 3" usw. mit dem gegenseitigen Abstand T1 benützt, während für Aus -Schaltbefehle die Impulse 2', 4'; 2", 4" usw. mit dem gegenseitigen Abstand T2 vorgesehen sind.
Im Blockschema der Fig. 4 bedeutet 9 die Anschlussklemme ans Netz, 10 ein Bandfilter, welches die tonfrequenten Steuerimpulse vom Starkstrom (50 Perusec) trennt und 15 den Gleichrichter. Die Steuerimpulse gelangen vom Gleichrichter 15 gleichzeitig an die Verzögerungseinrichtungen 30 und 60 sowie an die Multiplikationsstufen 40 und 50. Signalimpulskombinationen für Ein -Schaltbefehle, das heisst mit dem Abstand TI, werden in der Verzögerungseinrichtung 60, der Multiplikationsstufe 40 und der Speichereinrichtung 90 genau gleich verarbeitet, wie weiter oben anhand von Fig. 2 beschrieben.
Sie bringen schliesslich den fern zu betätigenden Hauptschalter 120 von der Aus -Stellung (voll gezeichnet) in die Ein -Stellung (gestrichelt gezeichnet).
Gleichzeitig mit dem Hauptschalter 120 werden die beiden Hilfsschalter 123 und 124 von der voll gezeichneten in die gestrichelt gezeichnete Lage umgelegt.
Hierdurch wird der Empfänger für weitere Ein -Befehle unempfindlich, was aber belanglos ist, weil sich der fern zu betätigende Hauptschalter 1.20 ja bereits in der Ein -Stellung befindet.
Anderseits ist der Empfänger nunmehr für eventuelle eintreffende Aus -Befehle empfindlich, weil die entsprechenden Signalimpulskombinationen durch den Abstand T2 zwischen zwei Steuerimpulsen gekennzeichnet sind, welcher Abstand der Verzögerungszeit T2 der nunmehr wirksamen Verzögerungseinrichtung 30 entspricht. Die letztere arbeit zusammen mit der jetzt wirksamen Multiplikationsstufe 50 für die Aus -Schaltbefehle genau gleich, wie die Stufen 60 und 40 für die Ein -Schaltbefehle.
Beim Eintreffen von Aus -Schaltbefehlen wird also die Speichereinrichung 90 so weit aufgeladen, bis sie den Hauptschalter 120 in die gewünschte Aus -Stellung wirft, worauf der Empfänger wieder für Ein -Befehle empfangsbereit gemacht wird.
Anstelle des Blockschemas gemäss Fig. 4 können für einen Ein - Aus -Empfänger auch folgende Varianten gemäss Fig.5 und 6 verwendet werden. Im Blockschema der Fig. 5 bedeutet 9 die Anschlussklemme ans Netz, 10 ein Bandfilter, - welches die tonfrequenten Steuerimpulse vom Starkstrom (50Per/ sec) trennt und 15 den Gleichrichter. Die Steuerimpulse gelangen vom Gleichrichter 15 wiederum gleichzeitig an die Verzögerungseinrichtungen 30 und 60 sowie an die Multiplikationsstufe 40.
Der Startimpuls 2',2" usw. einer Signalimpulskombination für Ein -Schaltbefehle (siehe Fig. 3), von dem der Schaltimpuls 3', 3" usw. einen zeitlichen Abstand von T1 aufweist, wird in der Verzögerungseinrichtung 60 um die Zeitdauer T1 verzögert und kommt - sofern der Hilfsschalter 123 in der Aus -Stellung steht anschliessend auf die Multiplikationsstufe 40. Zur gleichen Zeit trifft auch der Schaltimpuls 3', 3" usw. auf die Multiplikationsstufe 40. Am Ausgang der Multiplikationsstufe 40 erscheint das Produkt der beiden Impulse, das an die Speicherstufe 90 weitergegeben wird.
Durch das Repetieren der Signalimpuls- kombination lädt sich der Kondensator 91 auf. Wenn die Spannung am Kondensator 91 den vorgegebenen Minimalwert erreicht, schaltet sie sowohl den Hauptschalter 120 als auch den Hilfsschalter 123 und 124 in die Ein -Stellung.
Wenn nun auf den Anschluss ans Starkstromnetz 9 die Impulskombination 2', 2" usw. und 4', 4" usw. (siehe Fig.3) für einen Ausschaltbefehl kommt, wird der Startimpuls 2', 2" usw. durch die Verzögerungseinrichtung 30 um die Zeit T2 verzögert. Vom Ausgang des Verzögerungsgliedes gelangt - sofern der Hilfsschalter 123 in der Ein -Stellung steht der um die Zeit T2 verzögerte Impuls 2', 2" usw. auf die Multiplikationsstufe 40. Zur gleichen Zeit kommt der Impuls 4', 4" usw. auf den zweiten Eingang der Multiplikationsstufe 40 und bildet mit dem verzögerten Impuls 2', 2" usw. am Ausgang der Multiplikationsstufe 40 ein Produkt, das der Speichereinrichtung 90 zugeleitet wird.
Wie oben beschrieben wurde, werden sowohl der Hauptschalter 120 als auch die Hilfsschalter 123 und 124 nach Erreichen der vorgegebenen minimalen Speicherspannung in die Aus -Stellung umgeschaltet.
Eine Vereinfachung gegenüber der Schaltung von Fig. 5 ist in Fig. 6 angegeben. Auch in diesem Blockschema kommen die tonfrequenten Steuerimpulse über die Anschlussklemme 9 auf den Eingang des Bandfilters 10, das die Steuerimpulse vom Starkstrom (50 Perusec) trennt; im Gleichrichter 15 werden sie gleichgerichtet. Die Steuerimpulse gelangen hierauf gleichzeitig an die Verzögerungsstufen 30 und 60 und an den Hilfsschalter 123. Das Verzögerungsglied 30 verzögert einen Impuls um die Zeit T2; diese Zeit entspricht in Fig.3 dem Abstand zwischen den Impulsen 2'; 2" usw. und 4', 4" usw., welche Impulsfolge in unserem Beispiel das Aus -
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Signal darstellt.
Die Verzögerungseinrichtung 60 verzögert einen Impuls um den Abstand zweier unmittelbar aufeinanderfolgender Impulse 3', 4', 3", 4" usw., was in Fig. 3 dem Wert T27--TI entspricht.
Wenn nun in Fig. 6 der Hilfsschalter 123, wie gezeichnet, in der Aus -Stellung steht, dann trifft ein vom Eingang kommender Impuls beim oberen Eingang der Multiplikationsstufe 40 um die Zeit T2-TI verzögert und beim unteren Eingang der Multiplikationsstufe 40 um die Zeit T2 verzögert ein.
Die Differenz dieser beiden Verzögerungszeiten ist T2-(T2-T1) = T1. Dieser Wert entspricht aber in Fig.3 dem Impulsstand für das Ein -Signal. Das heisst also, dass beim Eintreffen des Ein -Signals am Eingang des Empfängers am Ausgang der Multiplikationsstufe 40 - sofern der Hilfsschalter 123 in der Aus -Stellung steht - ein Produkt erscheint. Dieses Produkt bewirkt auf die schon mehrfach beschriebene Weise die Umschaltung des Hauptschalters 120 sowie der Hilfsschalter 123 und 124 in die Ein Stellung.
Wenn in Fig.6 der Schalter 123 in der Ein -Stellung steht, dann ist der Ausgang des Gleichrichters 15 direkt mit dem Multiplikator 40 und mit dem Eingang des Verzögerungsgliedes 30 verbunden. Wenn in diesem Schaltzustand vom Bandpass 10 ein Aus -Impulssignal kommt, erscheint am Ausgang des Multiplikators 40 ein Produktsignal, das den Hauptschalter 120 sowie die Hilfssehalter 123 und 124 in die Aus -Stellung umschaltet.
In den Blockschemas Fig. 2, 4, 5 und 6, kommen verschiedene Baugruppen vor, z. B. Bandfilter 10, Gleichrichter 15, Verzögerungsglieder 30 und 60, Multiplikationsstufen 40 und 50, Speicherstufen 90 und Schalter 120, 123 und 124. Der Aufbau und die Funktion von Bandfiltern, Gleichrichtern und Schaltern sind einfach und allgemein bekannt und müssen hier nicht im Detail beschrieben werden. Zum Bandfilter ist lediglich zu sagen, dass seine Bandbreite vorteilhafterweise so dimensioniert ist, dass Impulse mit einer kürzeren Dauer als die Dauer der Steuerimpulse durch das Bandfilter 10 nur gedämpft durchgelassen werden. Für die übrigen Baugruppen werden im folgenden Ausführungsbeispiel beschrieben.
Fig.7 zeigt als Beispiel das detaillierte Schema einer Verzögerungseinrichtung 60. An der Klemme 61 liegt gegenüber der Erdklemme 0 eine negative Speisespannung U61, an der Klemme 62 eine positive Speisespannung U62. Die Transisitoren 66 und 71 sind Teile eines - an und für sich bekannten - Schmitt-Triggers. Im Ruhezustand - das heisst, wenn an der Klemme 76 kein Signal liegt - ist der Transistor 66 gesperrt, der Transistor 71 leitend.
Der durch den Widerstand 67 fliessende Gleichstrom 167 bewirkt, dass die Emitter der beiden Transistoren 66 und 71 eine negative Spannung U67 gegenüber der Anschlussklemme 62 führen. Solange an der Klemme 76 kein Steuersignal vorhanden ist, liegt an der Basis des Transistors 66 gegenüber der Klemme 0 das gleiche Potential U62 wie am Anschluss 62, weil im Widerstand 65 kein Strom fliesst. Das bedeutet, dass die Basis des Transistors 66 eine positive Spannung U66 gegenüber seinem Emitter hat, wodurch dieser Transistor 66 im Ruhezustand gesperrt ist.
Ein negativer Impuls U2, der über die Klemme 76 und den Kondensator 63 auf die Basis des Transistors 66 kommt, macht den Transistor 66 leitend. Im gleichen Augenblick sinkt die Spannung U69 zwischen Kollektor und Basis des Transistors 66 auf einen kleinen negativen Wert. Der Spannungsteiler, der aus den Widerständen 68, 69 und 70 besteht, ist so dimen- sioniert, dass zwischen Basis und Emitter des Transistors 71 eine Spannung Uli entsteht, die in diesem Augenblick den Transistor 71 sperrt.
Dadurch wird der Kollektor des Transistors 71 und der mit ihm verbundene Kondensator 64 plötzlich negativ gegen- über der Erdklemme 0; die Spannung U4 erhöht sich momentan auf den Wert der Spannung U61. Zur gleichen Zeit setzt ein Ausgleichsstrom ein, der den Kondensator 64 über die Widerstände 65 und 72 auflädt, Der Strom 165 durch den Widerstand 65 nimmt je länger je mehr ab.
Die Spannung U65, die am Widerstand 65 steht, wird stets kleiner, bis schliesslich nach der Zeit T4 die Spannung U66 zwischen Basis und Emitter des Transistors 66 so klein wird, dass der Transistor 66 wieder gesperrt und gleichzeitig der Transistor 71 leitend wird. Dadurch sinkt die Spannung U4 zwischen Kollektor des Transistors 71 und der Erdklemme 0 auf nahezu 0 V. Beim Ausschalten des Transistors 71 zur Zeit t = O (siehe Fig. 8) wird über den Kondensator 73 auf den Widerstand 74 und die Ausgangsklemme 75 eine negative Impulsspannung U3 (siehe Fig. 9) übertragen.
Beim Wiedereinschalten des Transistors 71 zur Zeit t = T4 (siehe Fig. 8) wird über den Kondensator 73 auf den Widerstand 74 und die Ausgangsklemme 75 eine positive Impulsspannung U3 (siehe Fig. 9) übertragen. Nach Eintreffen einer negativen Impulsspannung U2 auf die Eingangsklemme 76 des Verzögerungsgliedes 60 entsteht an der Ausgangsklemme 75 nach der Verzögerungszeit T4 eine positive Impulsspannung U3. Die Zeit T4 hängt nicht nur von den elektrischen Werten des Kondensators 64 und der Widerstände 65 und 72,
sondern auch von der Grösse der Speisespannungen U61 und U62 ab, was als Nachteil empfunden wird.
Fig. 10 zeigt als zweites Beispiel das detaillierte Schema einer verbesserten Verzögerungseinrichtung 60, bei welcher die Verzögerungszeit von den Speisespannungen weitgehend unabhängig ist. Die Schaltung zwischen dem Eingang 76 und dem Kollektor des Transistors 71 entspricht genau der Schaltung in Fig. 7. Wenn auf den Eingang 76 der Verzögerungseinrichtung gemäss Fig. 10 ein negativer Impuls U2 gegeben wird, erscheint am Kollektor des Transistors 71 die negative Impulsspannung U4 mit einer Impulsdauer T4, wie in Fig. 11 gezeigt ist und wie im vorhergehenden Abschnitt besprochen wurde.
Die Impulsverzögerung, welche die Verzögerungseinrichtung gemäss Fig. 10 geben soll, sei T6 (vergleiche Fig. 12). Die Impulsdauer T4 muss also etwas länger als die
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gewünschte Verzögerungszeit T6 gewählt werden. Die Basis des Transistors 81 ist mit dem Kollektor des Transistors 71 verbunden. Wenn der Transistor 71 leitend ist - dies entspricht dem Ruhezustand der Schaltung - ist auch der Transistor 81 leitend und am Kollektor des Transistors 81 steht eine kleine positive Spannung U7 gegen Erde. Auf diese Spannung lädt sich der Kondensator 85 auf.
Die Spannung am Kondensator 85 nennen wir U5. Im Ruhezustand liegt die Spannung U5 weit unterhalb der Einschaltspannung U5' des Unijunctionstransistors (Flächentransistor) 86. Wenn nun zur Zeit 0 der Transistor 71 durch einen Spannungsimpuls U2 am Eingang 76 gesperrt wird, wird auch der Transistor 81 gesperrt, und die Spannung U7 am Kollektor des Transistors 81 erreicht einen hohen positiven Wert. Von diesem Zeitpunkt an beginnt sich der Kondensator 85 über die Widerstände 82 und 83 aufzuladen. Den Verlauf der Spannung U5 am Kondensator 85 zeigt Fig. 12.
Nach der Zeit T6 erreicht die Spannung U5 den Wert U,', das heisst den Wert der Einschaltspannung des Unijunctionstransistors 86, welcher hierdurch leitend wird. Vom gleichen Moment an entlädt sich der Kondensator 85 über die Primärwicklung des Impulstransformators 87 und am Ausgang 88 und 89 der Verzögerungseinrichtung entsteht eine Impulsspannung U6 (siehe Fig. 13), die - wie gewünscht - gegenüber dem Eingangsimpuls U2 um die Zeit T6 verzögert ist.
Bei dieser Schaltung ist die gewünschte Verzögerungszeit T6 (siehe Fig. 12) weitgehend von der Grösse der Speisespannung U62 (siehe Fig. 10) unabhängig. Die Einschaltspannung U5' des Unijunctionstransistors 86 ist nämlich - wie allgemein bekannt - über einen grossen Spannungsbereich ein konstanter Bruchteil seiner Speisespannung U62.
EMI5.28
Wenn also die Speisespannung Uc2 grösser oder kleiner wird, dann wird im gleichen Verhältnis die Einschaltspannung UJ grösser oder kleiner.
Die kritische Spannung U5' entsteht nun durch Aufladung des Kondensators 85, wobei diese Rufladung durch die Speisespannung U62 über die Widerstände 82 und 83 erfolgt, und zwar beginnend zur Zeit t - O, das heisst beim Eintreffen eines Impulses an der Klemme 76. U5 in Funktion der Zeit t wächst nach der Formel:
EMI5.36
r 1. U5 = U62 (1-e -z) oder aufgelöst nach t 2. t = -T ln (1-U5-) Usz Dabei ist die Zeitkonstante T bekanntlich definiert durch 3.
T = C85 (R82 + R83) wobei C85 = Kapazität des Kondensators 85 R82 = Widerstandswert des Widerstandes R82 R83 = Widerstandswert des Widerstandes R83. Ersetzt man in der Formel 2. U5 durch die Ein- schaltspannung U5' des Unijunctionstransistors, so wird die Zeit t zur Zeit T6 (vergleiche Fig. 12) also
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4. T6 = -T ln(1- M5) oder nach Einsetzen von 3. U62 5. T6 - -C85 (R82 + Rss) In (1- U@5).
Usz Mit anderen Worten, die Zeit T6 ist nur abhängig von der Kapazität des Kondensators C85, den Widerstandswerten der Widerstände R82 und R83 sowie vom Verhältnis
EMI5.56
Das Letzere ist aber, wie weiter oben erläutert, für Unijunctionstransistoren konstant, das heisst auch unabhängig von der Speisespannung U62.
Damit wurden zwei Beispiele für mögliche Verzögerungseinrichtungen detailliert beschrieben. Es gibt jedoch noch weitere Möglichkeiten, einen Impuls um eine definierte Zeitdauer zu verzögern, z. B. durch die - an und für sich bekannte - Delaylinie oder Verzögerungsleitung.
Fig. 14 zeigt als Beispiel das detaillierte Schema einer Multiplikationsstufe 40, mit einem Ringmodu- lator nach Wilcox. Am ersten Eingang 31, 32 steht eine Impulsspannung U8, am zweiten Eingang 41, 42 eine Impulsspannung U6. Wenn die Kennlinien der Dioden 36, 37, 38 und 39 exponentielle Form haben, steht am Ausgang 47, 48 eine Spannung Uio, die dem Produkt der Spannungen U8 und Uo proportional ist.
Wenn an den beiden Eingängen 31, 32 und 41, 42 gleichzeitig die Spannung U8 und U9 stehen, ergibt sich beispielsweise folgender Stromlauf: Aus dem oberen Anschluss der Wicklungshälfte 34 des Transformators 33 fliesst der Strom 134, der mit einem voll ausgezogenen Pfeil dargestellt ist, durch die Gleichrichter 36 und 37 zum unteren Anschluss der Wicklungshälfte 35 zurück. Aus dem Mittelabgriff des Transformators 43 fliesst der Strom 144, der durch gestrichelt gezeichnete Pfeile angedeutet ist, durch den Widerstand 46, die beiden Wicklungshälften 34 und 35 des Transformators 33 und die beiden Gleichrichter 36 und 37 zur Transformatorwicklung 44 des Transformators 43 zurück.
Bei entgegengesetzter Richtung der Spannung U8 kehrt sich der Strom 134 um. In diesem Falle fliesst der Strom 134 nicht durch die Gleichrichter 36 und 37, sondern durch die Gleichrichter 38 und 39, und der Strom 144 fliesst nicht durch die Wicklungshälfte 44, sondern durch die Wicklungshälfte 45. In jedem Fall erscheint am Ausgang 47, 48 der Multiplikationsstufe 40 die Spannung Uio als Produkt der Spannungen U8 und Uo.
Für die vorliegenden Aufgaben ist es notwendig, dass die Kennlinien der Dioden 36, 37, 38 und 39 genau exponentielle Form haben, weil wir nicht auf das genaue Produkt der Spannungen U8 und U9 angewiesen sind.
Mit der soeben beschriebenen Multiplikationsstufe 40 werden zwei Spannungen U8 und U9, die gleichzeitig auf die Eingänge 31, 32 und 41, 42 der Multiplikationsstufe 40 kommen, nämlich auch bei nicht exponentiellen Kennlinien ungefähr multipliziert.
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Wenn nämlich nur eine der beiden Spannungen U8 oder U9 am Eingang vorhanden sind, und die andere Spannung zur gleichen Zeit null ist, so ist die Ausgangsspannung UI" - wie gewünscht - null.
Den gleichen Effekt kann man mit einer UND- Stufe 140 nach Fig. 15 erreichen, die in den Blockschaltbildern Fig. 2, 4, 5 und 6 die Multiplikationsstufe 40 ersetzen kann. Wenn am Eingang 141,142 der UND-Stufe 140 die Spannung Ulog steht, fliesst von der Sekundärwicklung des Transformators 143 der Strom 1109, der durch voll ausgezogene Pfeile dargestellt ist, durch den Widerstand 149 und die vier Dioden 136, 137, 138 und 139 zum Transformator 143 zurück.
Die vier eben erwähnten Dioden sind also leitend, so dass der Strom 110e, der durch die Spannung Ulos an den Eingangsklemmen 131, 132 verursacht wird, durch die Dioden 136, 137 und 138 und 139 und den Verbraucherwiderstand, der am Ausgang 147, 148 der UND-Stufe 140 angeschlossen ist, fliessen kann. Wenn die Eingangsspannung Ulos null ist, ist auch die Ausgangsspannung Ullo null. Und wenn die Eingangsspannung Ulog null ist, bleiben die vier Dioden 136, 137, 138 und 139 gesperrt, und die Ausgangsspannung Ullo ist ebenfalls null.
Nur wenn die beiden Spannungen Ulos und Ulog an den beiden Eingängen 131, 132 und 141, 142 der UND-Stufe 140 stehen, kann am Ausgang 147, 148 die Spannung Ullo erzeugt werden. Für das richtige Funktionieren der UND-Stufe 140 nach Fig. 15 ist Voraussetzung, dass der Strom 110g wesentlich grösser gemacht wird als der Strom Ilos. Weiter ist Bedingung, dass der Widerstand 149 hochohmig ausgeführt wird, damit der Signalstrom Ilos stark gedämpft wird, wenn der Strom 1109 - 0 ist.
Als Beispiel ist in Fig. 16 das Schaltbild einer Speicherstufe 90 angegeben. Zwischen den Anschlüssen 0 und 93 steht die positive Speisespannung U93. An den Eingang 95 kommen die positiv gerichteten Signalimpulse Ulo, die der Basis des Transistors 99 zugeführt werden. Der Transistor 99 ist im Ruhezustand gesperrt und wird durch den positiven Signalimpuls kurzzeitig geöffnet. Die positiven Spannungsstösse Ulo2, die dadurch über den Kondensator 101 auf die Dioden 102 kommen, laden den Kondensator 91 über die Diode auf.
Der Spannungssprung über dem Widerstand 100, der durch das Öffnen und Sperren des Transistors 99 verursacht wird, teilt sich über die Kondensatoren 101 und 91. Wenn der Kondensator 101 klein und der Kondensator 91 gross gemacht wird, lädt sich der Kondensator 91 bei jedem Impuls nur um einen kleinen Teil des Spannungssprungs über den Widerstand 100 auf. Bei jeder neuen Impulsspannung Ulo, die auf den Eingang der Speichereinrichtung 90 kommt, lädt sich der Kondensator 91 mehr auf.
Die Spannung Ugl am Kondensator 91 steigt mit jedem auf den Eingang 95 kommenden Signalimpuls weiter an, bis sie schliesslich den Wert der Schaltspannung für den Unijunctions- transistor 104 erreicht. In diesem Augenblick entlädt sich der Kondensator 91 über den Unijunctionstran- sistor 104 und die Primärwicklung des Transformators 105. Der Stromstoss durch die Primärwicklung erzeugt am Ausgang 106, 107 der Speichereinrichtung 90 einen Spannungsimpuls, der zur Umschaltung des Schalters (z. B. 120 in Fig. 2) verwendet wird.
Dies gilt jedoch nur dann, wenn die einzelnen Impulse ununterbrochen kurz hintereinander am Speicherkondensator 99 eintreffen. Dies ist bei erfindungs- gemäss mehrfach wiederholten Steuersignalen ohne weiteres der Fall. Treffen jedoch am Speicherkondensator mit grösseren zeitlichen Abständen zufällige - z. B. durch Störungen erzeugte - Impulse ein, so werden die hierdurch erzeugten Teilaufladungen des Speicherkondensators 91 durch den Widerstand 92 fortwährend wieder abgebaut. Das heisst, vereinzelte Störimpulse können keine Fehlschaltungen verursachen.
Bisher war immer die Rede von Signalimpuls- kombinationen 1', 1" usw. (Fig. 1), die aus zwei Impulsen 2' und 3', 2" und 3" usw. bestehen. Die Steuerbefehle können jedoch auch aus Signalimpulskombinationen mit mehr als zwei Signalimpulsen zusammengesetzt sein.
Fig. 17 zeigt als Beispiel ein Diagramm mit einer Signalimpulskombination 1', 1" und 1', die aus drei Impulsen besteht. Zur Signalimpulskombination 1' z. B. gehören die drei Impulse 5' 6' und 7'. Der zeitliche Abstand zwischen den Impulsen 5' und 6' ist T7, und der zeitliche Abstand zwischen den Impulsen 5' und 7' ist T8. Die Impulskombination 1" mit den Impulsen 5", 6" und 7", und 1"' mit den Impulsen 5"', 6"' und 7"', sind genau gleich aufgebaut wie die Impulskombination 1'. In diesen Impulskombinationen sind die Impulse 5', 5" und 5"' die Startimpulse und die Impulse 6' usw. und 7' usw. die Schaltimpulse. Die zeitlichen Abstände zwischen den Startimpulsen 5', 5" usw sind T".
Als Beispiel ist in Fig. 18 das Blockschema eines vereinfachten Empfängers für die Signalimpulskombi- nation nach Fig. 17 angegeben. Der Empfänger wird mit der Klemme 9 ans Starkstromnetz angeschlossen. Die tonfrequenten Signalimpulskombinationen werden in Bandfilter 10 vom Starkstrom (50 Per/sec) des Netzes getrennt und im Gleichrichter 15 gleichgerichtet.
Die Signalimpulskombinationen werden hierauf gleichzeitig an die Verzögerungseinrichtungen 60 und 30 und an die UND-Stufe 140 geführt. Die Startimpulse 5', 5" usw. werden in der Verzögerungseinrichtung 30 um die Zeit T8 verzögert. Die Schaltimpulse 6', 6" usw. werden in der Verzögerungseinrichtung 60 um die Zeitdauer (Tg-T7) verzögert. Die Verzögerungseinrichtungen 30 und 60 bewirken, dass die drei Impulse 5', 6' und 7' zur gleichen Zeit bei den drei Eingängen der UND-Stufe eintreffen. In diesem Augenblick entsteht am Ausgang der UND- Stufe 140 ein Spannungsimpuls, der an die Speichereinrichtung 90 weitergegeben wird.
Wesentlich ist selbstverständlich, dass die UND-Stufe 140 in bekannter Weise so gebaut ist, dass an ihrem Ausgang nur dann eine Spannung entsteht, wenn sie gleichzeitig
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an allen drei Eingängen Spannungen erhält. Durch das Repetieren der Signalimpulskombinationen 1', 1" usw. (vergleiche Fig. 17) lädt sich der Speicherkondensator 91 (siehe Fig. 18) in der Speichereinrichtung 90 sukzessive auf. Wenn die Spannung am Speicherkondensator 91 den vorgegebenen Minimalwert erreicht, schaltet sie den Hauptschalter 120 um.
In Starkstromnetzen ist sowohl der Pegel von tonfrequenten Steuersignalen als auch der Pegel von ton- frequenten Störspannungen ausserordentlich stark davon abhängig, ob die betreffenden Netze oder Netzteile kapazitiv belastet sind oder nicht. Beispielsweise kann in einem Netzteil ohne kapazitive Last die ton- frequente Steuerspannung 6 Volt und die Störspannung 1 Volt betragen.
Nach dem Zuschalten von kapa- zitiver Last können die entsprechenden Spannungen beispielsweise auf 0,6 Volt Steuer- und 0,1 Volt Störspannung absinken. Ein Empfänger mit einer konstanten Ansprechempfindlichkeit von beispielsweise 0,8 Volt wäre also nicht brauchbar, weil er ohne kapazitive Netzlast wegen seiner zu tiefen Ansprech- spannung auf die dann vorhandene Störspannung von beispielsweise 1 Volt reagieren und weil er beim Vorhandensein von kapazitiver Last wegen seiner zu hohen Ansprechspannung auf die Steuerimpulse von beispielsweise 0,6 Volt nicht reagieren würde.
Dabei ist zu beachten, dass in beiden Fällen, das heisst mit und ohne kapazitive Netzlast im Netz das übertragungstechnisch allein entscheidende Verhältnis von Steuerpegel zu Störpegel gut ist.
Aus der Tatsache, dass in ein und demselben Netzteil die Steuerspannung zu bestimmten Zeiten nämlich beispielsweise dann, wenn in diesem Netzteil grosse kapazitive Lasten zugeschaltet sind - nur 0,6 Volt beträgt und dass im selben Netzteil zu anderen Zeiten - wenn wenig oder keine kapazitive Last zugeschaltet ist - die Störspannung beispielsweise 1 Volt betragen kann, sieht man sofort, dass man mit einem Empfänger mit konstanter Empfindlichkeit überhaupt nicht zum Ziel kommt, trotzdem das Verhältnis Steuerpegel zu Störpegel immer ein gutes ist.
Das Problem kann aber mit einem Empfänger gelöst werden, welcher seine Ansprechempfindlich- keit auf richtige Steuerimpulse automatisch dem jeweils vorhandenen Störpegel anpasst. In der deutschen Patentanmeldung, Aktenzeichen Z 8349 VIII b/21c deren Bekanntmachung ist in Kürze zu erwarten - ist der Aufbau und die Wirkungsweise eines solchen Empfängers beispielsweise beschrieben.
Im folgenden soll anhand von Fig. 19 gezeigt werden, wie ein Rundsteuerempfänger gemäss der vorliegenden Erfindung auf einfache Weise so gebaut werden kann, dass er ebenfalls seine Ansprech- empfindlichkeit auf Steuerimpulse dem vorhandenen Störpegel anpasst.
Zu diesem Zwecke wird der Gleichrichter 15 im Detail beispielsweise wie folgt gebaut: Die tonfrequenten Steuerimpulse sowie alle Störspannungen gelangen über die Klemmen 0 und 16 sowie über den Transformator 18 zu den Gleich- richtem 19 und 20, von welchen sie gleichgerichtet werden. Die gleichgerichtete Spannung U2o enthält noch wesentliche tonfrequente Anteile, während die Spannung U24 durch die Drossel 21 von tonfrequenten Anteilen befreit ist.
Der Kondensator 22 wird über den Widerstand 24 auf die Spannung U24 (siehe Fig. 20) aufgeladen. Die Zeitkonstante, gebildet aus dem Widerstand 24 und dem Kondensator 22, wird vorteilhafterweise wenig grösser gewählt als die zeitliche Dauer der Einzelimpulse 2',3' usw. Dies hat zur Folge, dass der Kondensator 22 durch diese Einzelimpulse nur wenig aufgeladen wird. Dafür erscheinen die Einzelimpulse praktisch ungeschwächt am Widerstand 24 bzw. an den Ausgangsimpulsen 0 und 26 des Gleichrichters 15 (Vergleiche U26 i Fig. 21).
Anderseits laden langdauernde Störimpulse und quasistationäre Störspannungen den Kondensator 22 ungefähr auf ihren Mittelwert auf.
Ist nun beispielsweise die mittlere Störspannung sehr gross, so wird der Kondensator 22 entsprechend stark aufgeladen. Seine Ladespannung U22 wirkt als Vorspannung für die Gleichrichter 19 und 20. Das heisst, wenn nun der hohen Störspannung überlagerte, sehr kleine Steuerimpulse an den Klemmen 0 und 16 erscheinen, so können sie wegen der vorgespannten Gleichrichter 19 und 20 nicht verarbeitet werden.
Ist aber anderseits die mittlere Störspannung sehr klein, so wird der Kondensator 22 praktisch nicht aufgeladen. Die Gleichrichter 19 und 20 werden also nicht vorgespannt und sind deshalb in der Lage, auch sehr kleine Steuersignale 2', 3' usw. gleichzurichten und weiterzugeben.
Es muss selbstverständlich dafür gesorgt werden, dass beim Verschwinden einer grossen Störspannung die Ladespannung U22 nicht noch lange stehenbleibt und deshalb während dieser Zeit die Gleichrichter 19 und 20 stark vorspannt. Kleine Steuerimpulse könnten sonst während dieser Zeit nicht verarbeitet werden. Dem Kondensator 22 wird deshalb ein Ent- ladewiderstand 23 parallel geschaltet.
Die Zeitkonstante, gebildet aus Kondensator 22 und Widerstand 23 wird vorteilhafterweise so dimensioniert, dass sich die Ladespannung U22 genügend schnell einer kleiner werdenden Störspannung anzupassen vermag.
Das heisst ein erfindungsgemässer Rundsteuerempfänger, welcher mit einem Gleichrichter 15 gemäss Fig. 19 ausgerüstet ist, passt seine Ansprech- empfindlichkeit der Steuerimpulse wie gewünscht dem jeweils vorhandenen mittleren Störpegel an.
Die anhand von Fig. 19 beschriebene Schaltung hat noch folgenden zusätzlichen Vorteil: Sie gestattet nämlich in ein und demselben Starkstromnetz mit ein und derselben Steuerfrequenz gleichzeitig zwei von- einander unabhängige Rundsteuersysteme zu betreiben, ohne dass die Steuerimpulse des einen Systems die Empfänger des anderen Systems zu Fehlschaltungen veranlassen können.
Zu diesem Zwecke sind dem einen System - wie in dieser Patentschrift beschrieben - Steuerimpulse verhältnismässig kurzer
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Dauer zuzuordnen, während dem anderen System Steuerimpulse verhältnismässig langer Dauer zugewiesen werden.
Es ist beispielsweise in der schweiz. Patentschrift Nr. 357 106 beschrieben, wie mit Hilfe eines Speicherverfahrens durch Aufladung eines Speicherkonden- sators verhindert wird, dass ein Rundsteuerempfänger auf kurze Störimpulse selbst sehr hoher Amplitude fälschlicherweise reagiert. Für einen solchen Rundsteuerempfänger bedeuten Steuerimpulse für ein Rundsteuersystem mit kurzen Impulsen - wie in der vorliegenden Patentschrift beschrieben - nichts anderes als Störimpulse, auf die er eben nicht reagiert.
Weiter oben ist bereits beschrieben worden, dass und warum ein Rundsteuerempfänger gemäss der vorliegenden Erfindung nicht auf quasistationäre Störspannungen reagiert.
Steuerimpulse langer Dauer eines fremden Systems wirken sich nun für einen erfindungsgemässen Rundsteuerempfänger - welcher mit einer Gleichrichterschaltung gemäss Fig. 19 ausgerüstet ist - genau gleich aus, wie quasistationäre Störspannungen, das heisst, sie können keine Fehlschaltungen verursachen.