Impulsmodemkreis Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine übertragungsschaltung für Ein- und Ausschaltvor gänge, welche unter dem Namen von Impulsmodem kreis bekannt ist.
Derartige Impulsmodemkreise können in Zeit multiplexfernmeldeanlagen verwendet werden und sind beispielsweise in den Schweizer Patenten Num mern<B>351630</B> und 363 677 beschrieben.
Kurz gesagt, kann Tonfrequenzenergie an der Sendestelle über ein Tiefpassfilter an einen Neben schlusskondensator gelangen, und während kurzer Zeitintervalle von beispielsweise 5 ,us bei einer Wie derholungsfrequenz von 10 KHz wird der Konden sator am Sendeende mit einem gleichartigen Konden sator am Empfangsende verbunden, auf welchen ein gleiches Tiefpassfilter folgt, damit am Empfangsende die Tonfrequenzenergie wieder gewonnen werden kann.
Diese Verbindung erfolgt über einen oder meh rere Zeitmulliplexverbindungswege, welche gemein sam für eine Anzahl derartiger Nachrichtenverbin dungen verwendet werden können, und der übertra- gungskreis zwischen den beiden Kondensatoren ist so ausgebildet, dass er mindestens. eine Serieinduktivi- tät enthält, welche in den genannten Verbindungs wegen eingeschaltet sein kann.
Wenn das Zeitinter vall für jede Energietransferierung vom Sendeende zum Empfangsende gleich der halben Periode des auf diese Weise gebildeten Serieresonanzkreises ist, dann werden die anfänglich beim Beginn jedes sol chen Zeitintervalls auf den beiden Kondensatoren vorhandenen Ladungen am Ende jedes Zeitinter valls ausgetauscht sein.
Im Prinzip hat eine derartige doppelt gerichtete Nachrichtenübertragungsanlage den besonderen Vorteil, dass die Abtastverluste ver mieden werden, welche an sich bei den bisher be kannten Zeitmultiplexanlagen mit Impulsamplituderr- modulation vorhanden sind. Nichtsdestoweniger treten in der Praxis einige Verluste auf.
Diese sind insbesondere bedingt durch die Widerstandsverluste, mit welchen praktische In- duktivitäten behaftet sind und auch durch die Ver luste, die in Verbindung mit den Elektronentoren auf treten, welche verwendet werden, um die Induktivität zwischen die zwei Kondensatoren zu schalten. Ob schon sich diese Verluste in gewissen Fällen klein halten lassen, können sie unter anderen Umständen unzulässig gross werden, so dass sie durch Verstärker zu kompensieren sind. Dies ergibt sich z. B, dann, wenn der Übertragungsweg mehrere Tore in Serie, z. B. vier oder mehr, enthält.
Ausserdem sind die Verluste unabhängig von ihrer Grösse stets von ent sprechenden Reflexionen begleitet. Genauer gesagt, wird der Serieresonanzkreis, in welchen die Konden satoren eingeschaltet werden, in einem gewissen Masse gedämpft, mit dem Ergebnis, dass die Ampli tude der Wellen: an den beiden Kondensatoren, die im wesentlichen Cosinushalbwellen sind, exponentiell abnehmen.
Dies bedeutet, dass, wenn ein Konden sator am Beginn einer Energietransferierungsdauer geladen. und der andere ungeladen ist, der letzt genannte Kondensator nicht vollständig auf die an fängliche Spannung des ersten Kondensators am Ende des Transferierungsintervalls aufgeladen wird, und daher bleibt gleichzeitig auf dem anfänglich aufgeladenen Kondensator eine Restspannung zu rück.
Der Zweck der Erfindung besteht in der Schaf fung von Übertragungsmitteln in einer Anlage der oben beschriebenen Art, welche Mittel in die Hoch- frequenzimpulsstromkreise eingeschaltet werden kön nen, das heisst in die für mehrere Nachrichten nach dem Multiplexprinzip verwendeten Verbindungswege, und zwar mit dem Zweck, die Anzahl solcher über tragungsmittel zu vermindern.
Der erfindungsgemässe Impulsmodemkreis ist da durch gekennzeichnet, dass jeder Zeitmultiplexver- bindungsweg ausser mindestens einer Reaktanz, welche die Transferierung von Energie zwischen den genannten Reaktanzspeichervorrichtungen auf der Basis einer Resonanzübertragung ermöglicht, minde stens einen negativen Widerstand aufweist und so aus gelegt ist, dass eine Verstärkung bewirkt wird, die mindestens gleich der Dämpfung ist, welche bei der genannten Energietransferierung entsteht,
und dass der Impulsmodemkreis sich in einem stabilen Zustand befindet, wenn keine Transferierung vorgenommen wird'.
Nachstehend werden Ausführungsbeispiele des Erfindungsgegenstandes unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert.
In der Zeichnung zeigt: Die Fig. 1 das prinzipielle Schema eines Impuls modemkreises gemäss der Erfindung, in welchem ein einziger Zeitmultiplexverbindungsweg dargestellt ist, welchem zwei Reaktanzspeichervorrichtungen zu geordnet sind, die Fig. 2 einige Kurven, welche die Spannungen an den Kondensatoren der Schaltungen nach Fig. 1 in Funktion der Zeit und als Cosinuswellen mit ex- ponentiell zunehmenden Amplituden,
die Fig.3 eine Ersatzschaltung des Einganges eines Impulsmodemkreises, welcher mit einer Span nungsquelle verbunden ist; die Fig.4 eine Ersatzschaltung des Ausganges eines Impulsmodemkreises, welcher mit einem Bela stungswiderstand verbunden ist;
die Fig. 5 ein Ausführungsbeispiel der Erfindung, in welchem der oder die Zeitmultiplexübertragungs- wege einen Vierpol für die gegenseitige Verbindung von zwei Kondensatoren enthalten, welcher eine Span nungsverstärkung ohne Reflexionen ermöglicht, die Fig. 6 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung, in welchem der oder die Übertragungs wege einen Satz von zwei lose gekoppelten Spulen enthalten, welcher ein Äquivalent des Induktanznetz- werkteiles des Vierpols der Fig. 5 darstellt,
die Fig. 7 eine modifizierte, aber äquivalente Va riante des Vierpols nach Fig. 5, welche eine Span nungsverstärkung ohne Phasenumkehr erzeugt, die Fig. 8 eine modifizierte, aber äquivalente Va riante des Vierpols nach Fig. 5, welche eine Span nungsverstärkung mit Phasenumkehr liefert, die Fig. 9 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung, in welchem eine Sprechspeicherung zwi schen zwei Zeitmultiplexübertragungswegen stattfin- det und welches .so ausgebildet ist,
dass eine Lei stungsverstärkung erzeugt wird und die Fig.10 eine weitere Schaltungsanordnung, welche eine Variante der Schaltung nach Fig. 9 dar stellt.
Nachstehend werden zunächst einige Betrachtun gen über die Verwendung eines Zweipols mit einem Bereich negativen Widerstandes angestellt, welcher zur Eliminierung der Wirkung von Widerstandsver- lusten in einem System dient, in welchem Energie über einen abgestimmten Kreis transferiert wird.
Die Fig. 1 zeigt in vereinfachter Form einen so genannten Impulsmodemkreis, welcher mit Vorteil in Zeitmultiplexsystemen verwendet werden kann. Es sind zwei Speicherkondensatoren mit der gleichen Kapazität C vorhanden, welche Shuntelemente bilden, deren eine Seite geerdet ist, während die andere Seite dieser beiden Kondensatoren über einen sogenannten Multiplexverbindungsweg H miteinander verbunden sind, welcher, wie dies durch die Multiplexpfeile an gedeutet ist, gemeinsam für mehrere gleichzeitige Ver bindungen mit Hilfe von zeitlich verteilten Impulsen verwendet werden kann.
Auf jeder Seite des Verbin dungsweges H ist das freie Ende des Kondensators C über eine Seriespule angeschlossen und ausserdem über ein Serietor <I>GA</I> bzw.<I>GA',</I> wobei die beiden Spulen gleiche Induktivitäten L aufweisen.
Wenn beide Tore geöffnet werden, entsteht ein geschlosse ner Stromkreis, und wenn angenommen wird, dass im Zeitpunkt, wo dieser Schleifenstromkreis geschlos sen wird, in diesem keine Widerstandsverluste vor handen sind, dann erhält man für die beiden Konden satoren einen gegenseitigen Austausch der Spannun gen nach einer gewissen Zeit, welche so bemessen werden kann, dass sie dem Intervall entspricht, wäh rend welchem die beiden Tore geöffnet sind.
Tatsächlich ist der verlustfreie Kreis so, dass die Spannungen an den beiden Kondensatoren die Form von Cosinuswellen mit einer Periode
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anneh men. Die beiden: Cosinuswellen sind bezüglich der Spannung<I>V</I> komplementär, wobei<I>V</I> die Summe der anfänglichen Spannungen an den Kondensatoren ist. Es wird beispielsweise angenommen, dass anfänglich der rechte Kondensator entladen ist, während der linke Kondensator zwischen seinen Platten eine Span nung V aufweist. Wenn die Tore während genau einer halben Periode geöffnet werden, wenn die Stromzufuhr unterbrochen
EMI0002.0073
wird, dann weist nun der rechte Kondensator an seinen Platten die Span nung V auf, während der linke Kondensator vollstän dig entladen: ist.
In der Praxis weist dieser Schleifenstromkreis Verluste auf, die hauptsächlich durch die Widerstände der Tore und durch die mit diesen in Reihe liegenden Ohmschen Widerständen der Spulen bedingt sind.
Wenn der Gesamtwiderstand zu 2R angenommen wird, dann sind die Spannungswellenformen nun ge dämpfte Cosinuswellen.. Nach einer halben Periode ist die Spannung am rechten Kondensator gleich GV, während die Spannung am linken Kondensator gleich zeitig den Wert (1- G) V aufweist, wo G gegeben ist durch:
EMI0002.0081
wo d das logarithmische Dekrement ist, welches durch den folgenden Ausdruck gegeben ist:
EMI0003.0001
Da G kleiner als 1 ist, tritt ein Spanungsverlust auf, da der Ausgangskondensator nicht voll auf den ursprünglichen Wert des Eingangskondensators ge laden ist, während anderseits, am Eingangskonden sator eine Restspannung vorhanden ist, welche einer Reflexion entspricht.
Wenn negative Widerstände in Serie eingefügt werden, beispielsweise ein negativer Widerstand in den Übertragungsweg H, kann dieser Widerstand so gewählt werden, dass er den positiven Widerstand, welcher den Verlusten äquivalent ist, genau kompen siert, wodurch sich wieder ein reiner Reaktanzkreis ergibt für einen vollständigen Austausch der Span nungen an den beiden Kondensatoren.
Wenn ausserdem die Grösse dieses negativen Serie widerstandes grösser ist als diejenige des positiven Widerstandes, wird d negativ, so dass G grösser als 1 wird.
Wie die Fig. 2 zeigt, nehmen die Cosinuswellen exponentiell zu, und es lässt sich eine Spannungsver stärkung G erzielen, welche grösser als 1 ist. Aber bei diesem Vorgang wird der linke Eingangskondensator überzogen , mit dem Ergebnis, dass er in einen Zu stand mit einer negativen Spannung von der Grösse (G -1) V zurückbleibt. Somit liegt eine Reflexion in den Eingang vor, welche einen Verlust an diesem Eingang bewirkt, so dass die Gesamtspannungsver- stärkung tatsächlich kleiner als G ist.
Die tatsächliche Leistungsverstärkung, welche durch die Einfügung eines negativen Seriewiderstan- des erzielt werden kann, welcher den positiven Serie widerstand überkompensiert, lässt sich mit Hilfe der Ersatzschaltungen der Fig. 3 und 4 berechnen.
Die Fig. 3 zeigt eine geerdete Eingangsquelle mit der Spannung V und dem Widerstand r, welche direkt mit einem Eingangsmodem mit dem äquivalenten Widerstand r- verbunden ist. Dieser Eingangswider stand des Modems ist mit einer geerdeten negativen Quelle Vr in Serie geschaltet, wobei diese zusätzliche Spannung, die zuvor erwähnte reflektierte Spannung darstellt.
Der irr Kreis der Fig. 3 fliessende Strom und die am Eingang des Modems vorhandene Spannung, das heisst die zwischen den Verbindungsstellen der beiden Widerstände r und den beiden geerdeten Generatoren vorhandene Spannung, lassen sich leicht berechnen und sind in der Fig. 3 angegeben. Weiter wurde oben (Fig.2) erläutert, dass die reflektierte Spannung gleich G-1 mal der Eingangsspannung des t"xodems ist.
Wie die Fig. 3 zeigt, ist die letztere eine Funktion von Vr, das heisst der reflektierten Span nung, und somit ist diese letztere gegeben durch:
EMI0003.0031
Der oben. erhaltene Wert für V, kann nun in den Ausdrücken der Fig. 3 eingefügt werden, wodurch sich der Strom und die Eingangsspannung des Mo dems wie folgt ergeben:
EMI0003.0034
Diese Ergebnisse führen nun zur Ersatzschaltung der Fig. 4, welche die Zustände am Ausgang des Aus gangsmodems darstellen, wo Leistung an die Bela stung abgegeben wird durch einen äquivalenten Gene rator mit der Spannung V in Reihe mit einem effek tiven Quellenwiderstand
EMI0003.0036
Die Belastung ist dar gestellt durch einen Widerstand r. Man erkennt, dass der Quellenwiderstand der Fig.4 gleich ist dem scheinbaren Eingangswiderstand der Schaltung nach Fig. 3, welcher selbstverständlich gegeben ist durch das Verhältnis zwischen den beiden Ausdrücken (5) und (4).
Dieser Quellenwiderstand rIG für den Aus gangskreis kann gerechtfertigt werden, wenn man be denkt, dass die am Ausgang des Modems erzeugte Spannung Gmal der Eingangsspannung ist, das heisst, Gmal die durch den Ausdruck (5) gegebene Span nung.
Der Ausgangsstrom ist gleich dieser Ausgangs spannung des Modemkreises dividiert durch den Be- lastungswiderstand; r, und dadurch erhält man in ein facher Weise den effektiven Quellenwiderstand gemäss Fig. 4, in welcher die Ausgangsspannung der Bela stung und der durch diese fliessende Strom ebenfalls angegeben sind.
Nachdem diese Werte bekannt sind, ergibt sich die Gesamtleistungsverstärkung infolge der Einfügung der Modemkreise zu:
EMI0003.0056
Dieses Gesamtleistungs - Verstärkungsverhältnis nimmt mit G zu und erreicht den Wert 1, wenn G gleich 1 ist und strebt einem maximalen Wert von 4 (6 db) zu, wenn G sich dem Wert oo nähert.
Somit ist das theoretisch erzielbare maximale Leistungsverstär- kungsverhältnis bedeutend kleinen als das Leistungs- verstärkungsverh.ältnis von G2, welches sich erzielen lässt, wenn keine Reflexionen auftreten.
Da die effektive Eingangsimpedanz des Modems (Fug. 3) gleich rIG ist, ist sie nicht an den Quellenr widerstand angepasst, und man könnte daher daran denken, die Eingangsimpedanz des Modems mit Hilfe eines Transformators mit Hilfe eines Impedanzver- hältnisses G hinaufzutransformieren.
Durch diese Massnahme könnte die Reflexion am Eingang kom pensiert werden, aber statt dieser entsteht nun eine Reflexion am Ausgang, und diese ist sogar noch mehr zu beanstanden, da die reflektierte Welle während ihrer Rückkehr wieder verstärkt wird.
Es lässt sich zeigen, dass, wenn G denn Wert 2 erreicht, die Schaltung unstabil wird, was auf die mehrfachen. Reflexionen, die an beiden Enden auf treten, zurückzuführen ist. Aber selbst dann, wenn G nur um ein weniges grösser ist als 1, so dass nur eine sehr kleine Gesamteinfügungsversbärkung entsteht, sind die Reflexionen sehr unerwünscht, da sie eine beträchtliche Phasenverzerrung und einen Verlust der Hochfrequenz bewirken.
Eine andere Massnahme würde darin bestehen, denn linken Speicherkonden sator (Fig. 1) Gmal grösser als den rechten Speicher kondensator zu machen. Dann zeigt sich, dass die an fängliche Ladung (GC) V, welche zu Beginn voll ständig auf dem linken Kondensator gespeichert ist, nach einer halben Periode als C(GV) vollständig auf dem rechten Kondensator gespeichert ist.
Dadurch ist dann der linke Kondensator vollständig entladen, so dass die von links nach rechts übertragenen Wellen keinen Reflexionen unterworfen sind. Dies ist jedoch ebenfalls keine zufriedenstellende Lösung, da für die von rechts nach, links verlaufenden Wellen eine be trächtliche Reflexion vorhanden ist, da der rechte Kondensator beträchtlich überzogen wird. Mit ande ren Worten erkennt man, dass die Schaltung nicht mehr symmetrisch ist, was selbstverständlich zu er warten war.
Da ausserdem die Zeitkonstante des lin ken Modems Gmal grösser ist, ist die Aufladung des Speicherkondensators aus dem Eingangskreis (Fig. 3) unvollständig, so dass von der ankommenden Span nung V nur ungefähr ein Teil
EMI0004.0018
in den Modem ein dringt.
Es wird nun gezeigt, dass die gegenseitige Verbin dung der beiden Speicherkondensatoren durch ein geeignetes Netzwerk, welches in den Verbindungs weg H eingeschaltet ist und mindestens ein negatives Widerstandselement enthält, am Ausgangskonden sator eine vergrösserte Spannung erzeugen kann, während gleichzeitig der Eingangskondensator genau entladen ist, so dass keine Reflexionen auftreten.
Es hat sich gezeigt, dass ein solcher Vierpol, um zufrie- denstellend zu sein, beispielsweise symmetrisch sein und einen Wellenwiderstand aufweisen kann, welcher einem negativen Widerstand in Reihe mit einer posi tiven Induktivität entspricht, während das Vierpol übertragungsmass dieses symmetrischen Vierpols eine positive reelle Konstante ist, welche frequenzunab- hängig ist.
Da die Einschwngeigenschaften des Vierpols tat sächlich die wichtigen Eigenschaften sind, welche die Erzielung der erforderlichen Verstärkung ohne Refle xionen gestatten, kann der Vierpol weiter definiert werden. durch seine momentanen Eingangs- und Aus gangsspannungen und Ströme. Es hat sich gezeigt, dass, während der Vierpol wirksam zwischen die Ein gangs- und Ausgangsspeichervorrichtungen geschaltet ist, diese Eingangs- und! Ausgangsspannungen, und Ströme, die Summe von mindestens zwei Sinuswellen mit exponentiell zunehmenden Amplituden enthalten sollten.
Betrachten wir eine gewöhnliche, aber einenWider- stand enthaltende Resonanzübertragungssehaltung. Sie weist nur eine Schleife auf, welche einen aus zwei Kondensatoren, einer Induktivität und einem Wider stand bestehenden Seriekreis bildet.
Wenn wir die respektiven Momentanspannungen an den beiden Kondensatoren mit v1 und v2 bezeichnen, gilt für diese Momentanspannungen bei einem solchen Kreis v1= V+ (VI-V) e -t .
cos coot (6) v2= V-1- (V2 V) en t - cos coot <B>W</B>) wo V1 und V2 die Anfangsspannungen an den respek- tiven Kondensatoren zur Zeit t = 0 und V die ge meinsame Spannung, welche an jedem der Konden satoren erscheinen würde, wenn der Stromkreis eine unendlich lange Zeit geschlossen bleiben würde, dar stellen, während no und co, der reelle und bzw.
der imaginäre Teil der konjugiert komplexen Wurzeln sind, welche diesen einfachen LCR-Seriekreis kenn zeichnen.
Es ist erwünscht, dass nach einer Zeit t1 dieser Seriekreis unterbrochen wird und dass in diesem Augenblick die Spannungen V1 und V2 untereinan der vertauscht und mit einem Faktor k verstärkt sind.
Wenn man dann zur Zeit t1 v1 durch kV2 und v2 durch kV2 in den Gleichungen (6) und (6') ersetzt, bekommt man:
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(k -i- 1) V= k (V; -i- Vs) (7') Da es erwünscht ist, dass im Moment, wo der Stromkreis unterbrochen wird, der Strom gleich Null sei, weil ein stromloses Transistor-Tor leichter zu sperren ist, dann ist cos cootl = -1, und dies bedeutet, dass e".t= gleich +k sein soll.
Da die Kondensatoren aber eine gemeinsame Klemme haben, an welcher kein anderes Element angeschaltet ist, gilt nach dem Ladungserhaltungsprinzip bei gleichem C-Wert für beide Kondensatoren: <I>2</I> CV <I>=</I> CVi <I>+</I> CV2, was zusammen mit (7') bedeutet, dass k = 1 und demnach fzo = 0. Mit anderen Worten, wenn die Momentanspannungen. an den Kondensatoren durch Ausdrücke gegeben werden, welche nur eine Sinus welle enthalten, kann nur ein verlustloser Reaktiv kreis zu dem erwünschten reflexionslosen Energie umtausch führen.
Wenn man dagegen v1 und v, durch die Summe von mindestens zwei Sinuswellen verschiedener Frequenzen ausdrücken kann, wird es möglich sein, wie es weiter in Beziehung mit den. Glei chungen (8) und (8') gezeigt wird, zur Zeit t1 eine Spannung an jedem Kondensator zu erhalten, welche von der ursprünglichen Spannung an diesen Konden sator komplett unabhängig ist, und das in einem Stromkreis, welcher nicht rein reaktiv ist.
Wenn der Vierpol symmetrisch ist, kann die Ana lyse seines Arbeitens und insbesondere seines Arbei tens für kurzzeitige Vorgänge vereinfacht werden, wenn man bedenkt, dass die momentanen Eingangs und Ausgangsspannungen, das heisst v1 und v2, durch die Summe und die Differenz von zwei anderen Span nungen dargestellt werden können.
Offenbar sind diese gleich der Hälfte der Summe und der Differenz dieser Eingangs- und Ausgangsspannungen, das heisst
EMI0005.0001
In einem solchen Fall kann die Bestimmung der Wurzeln des vollständigen, Netzwer kes getrennt für v1 + v2 einerseits und für vi-v2 anderseits erfolgen. In jedem Fall kann man den Vierpol als äquivalenten Zweipol betrachten.
Tat sächlich genügt es, für die Wurzeln, welche die Form von v, + v2 bestimmen, den Vierpol über sich selbst zu falten, so dass die entsprechenden Eingangs- und Ausgangsstellen miteinander verbunden sind, sowie alle Knotenpunkte des Netzwerkes, welche unter sich symmetrisch sind. Dies ist gestattet, da dieselbe Span nung
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an den beiden Kondensatoren erscheint.
Für die die Form von v1 - v2 bestimmenden Wurzeln sollten alle Enden der Zweige des Vierpols, welche normalerweise geerdet sind, miteinander verbunden, aber von Erde getrennt werden, da die halbe Diffe renzspannung an einem Kondensator positiv und am anderen Kondensator negativ erscheint, so dass wie derum ein Zweipol entsteht.
Falls der Zweipol, welcher die äusseren Speicher vorrichtungen einschliesst und die Form von v.-v2 bestimmt, zwei konjugiert komplexe Wurzeln ho <I> </I> jcoo aufweist, während der Zweipol, welcher die äusseren Speichervorrichtungen einschliesst und die Form von v1 + v2 bestimmt, auch zwei konjugiert komplexe Wurzeln h, <I> </I> jw, aufweist,
ergeben sich v1 und v2 tatsächlich als algebraische Summe von zwei getrenn ten Sinus-wellen, von denen jede exponentiell zuneh mende Amplituden. aufweist, unter der Vorausset zung, dass sowohl n. als auch h, positiv und co, und 0)l auch positiv und voneinander verschieden sind.
Somit kann man schreiben: vl-v2= Voen-tcos (c)ot+ao) (8) v1+ v2= V,enlt cos (c),t+aj (8') In den beiden obigen Gleichungen sind V., V, und a., a, die Konstanten, welche noch aus den An fangsbedingungen zu bestimmen sind.
Wenn die Eingangs- und Ausgangsspeichervor- richtungen. aus Kondensatoren mit der gleichen Ka pazität C bestehen, können die Eingangs- und Aus gangsströme il und 1, aus den Gleichungen (8) (8') durch Differenziation erhalten werden und ergeben sich zu:
il-i2= CVoen.t no cos ( ).t -f- ao)-coosin (coot + <I>a.)</I><B>-1</B><I>(9)</I> il +i2=CV,en=t n, cos (co,t + al)-co,sin (aolt -j- a1)-1 (9') Wenn anfänglich im Zeitpunkt t gleich 0 die Spannung v,
gleich V und v2 gleich. 0 ist, dann kann man schreiben: <I>V =</I> V, cos a. <I>= V,</I> cos a1 (10) Es sind zwei weitere Anfangsbedingungen nötig, um die Bestimmungen der Konstante zu vervollstän digen, und diese Bedingungen sind gegeben durch den Anfangswert der Ströme ü und i2. Dann kann das hier in Aussicht genommene Netzwerk ferner be stimmt werden durch die Aufstellung zusätzlicher Be dingungen, so dass im Zeitpunkt<I>t</I> gleich<I>t,</I> die Span nung v1 gleich 0 ist,
während im gleichen Zeitpunkt die Spannung v2 gleich oder grösser als V ist. Dies lässt sich auf verschiedene Arten lösen., aber es ist vor teilhaft, dem Netzwerk noch eine weitere Bedingung aufzuerlegen. Tatsächlich ist es vorteilhaft, dass, wenn die Beziehung erfüllt ist, durch welche v, im Zeit punkt t, den Wert 0 erhält, die Neigung dieser Span nung v1 (dvlldt) in diesem Zeitpunkt klein ist und vorzugsweise gleich 0 sein sollte.
In einem solchen Fall sind die Parameteränderungen, welche beispiels weise durch Toleranz bedingt sind und der Abwei chung von t, von demjenigen Wert entsprechen, wel cher die Bedingung erfüllt, welche im Zeitpunkt t, eine Eingangsspannung 0 liefert, von geringerer Be deutung. Somit wird für einen gewissen Betrag der Änderung der Betrag der Reflexion kleiner, wenn in gleicher Weise im Zeitpunkt t, die Neigung von v2 (dv2/dt) ebenfalls 0 ist, wird die Spannungsverstär kung ebenfalls in geringerem Masse durch Parameter beeinflusst.
Wenn, mit anderen Worten, die Reak- tanzteile des Vierpolnetzwerkes nur Induktivitäten enthalten, entspricht die zusätzliche Bedingung dem Zustand, in welchem in diesen Ind'uktivitäten am Ende der Zeit, während welcher der Vierpol die bei den Kondensatoren wirksam miteinander verbindet, eine Energie vom Betrag 0 gespeichert ist.
Somit entspricht in, Zeitpunkt t, die zusätzliche Bedingung dem Zustand, gemäss welchem sowohl i, als auch i2 den Wert 0 aufweisen, und dies führt zu: n, <I>=</I> (0´ ton (c)oti + a0) (11).
IZi <I>=</I> (J, ton (OJit, + a1) (11') Aber diese zusätzlichen Bedingungen (11) (11') können nur erfüllt werden, wenn induktive Zweige nur die nicht geerdeten Eingangs- und Ausgangs klemmen miteinander verbinden. Daher sollte im Zeitpunkt, wo der Vierpol wirksam zwischen die bei den Kondensatoren geschaltet ist, das heisst im Zeit punkt t gleich 0 die Ströme il und 1, auch gleich 0 sein, und daraus ergibt sich:
n. = 0)o ton ao <I>(12)</I> n, = coi ton a1 (12') Die vier Anfangsbedingungen sind nun aufgestellt, und die Konstanten Vo, V, und ao, a, lassen sich aus den Gleichungen (10<B>)</B> (12) (12') bestimmen. Ausserdem, und wegen der zusätzlichen.
Bedin gungen, die den Neigungen von v1 und v2 im Zeit punkt t1 auferlegt worden sind, das heisst der Bedin gungen (11) (11') führen diese beiden letztgenannten Bedingungen zusammen mit den Bedingungen! (12) und (12') offensichtlich zu der Folgerung, dass sowohl o)ati und oiiti Vielfache von ic sein müssen.
Durch Verwendung dieses Ergebnisses, zusammen mit der Gleichung (10) zur Bestimmung von v1 und v2 im Zeitpunkt t1, erhält man
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und zwar durch Addition (8') zu (8) und durch Sub traktion (8) von (8') und unter der Voraussetzung, dass (o), <I>-</I> wi)ti ein ungeradzahliges positives oder negatives Vielfaches von n ist.
Die positiven Zeichen in den beiden obigen Gleichungen entsprechen dem Fall, wo cooti ein ungeradzahliges Vielfaches von ur ist, während das negative Zeichen dem Fall ent spricht, wo c)iti ein ungeradzahliges Vielfaches von ic ist.
Durch Betrachtung der Gleichung (13) ist es nun klar, dass im Zeitpunkt t1 die Spannung v1 gleich 0 gemacht werden kann, wenn: n. <I>=</I> n1 <I>= n</I> (14) das heisst, dass die reellen Teile der Paare von konju giert komplexen Wurzeln gleich sein sollte.
Wenn die Gleichung (14) erfüllt ist, nimmt die Gleichung (13') die folgende Form an:
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wodurch sich die Verstärkung ergibt, welche gleich 2nti Nep ist.
Das positive Zeichen zeigt eine Ver stärkung ohne Phasenumkehr an und: entspricht einem Wert von c),,ti, welcher ein ungeradzahliges. Vielfaches von z ist, während das negative Zeichen einer Ver stärkung einer Phasenumkehr entspricht und dem Fall, wo o,)iti ein ungeradzahliges Vielfaches von n ist.
Während o)oti und witi irgendein Vielfaches von -z sein können, vorausgesetzt, dass (co, coi)ti ein un- geradzahliges Vielfaches ist, erscheint es vorteilhaft, die kleinstmöglichen Werte zu wählen, da in solchen Fällen die Wirkungen von Parameteränderungen ein Minimum sind und der Betrag der gewünschten Re flexionen und die Abweichung des Verstärkungsgra des vom Nullwert kleiner werden.
Wenn das Ver bindungsintervall t1 einer beträchtlichen Anzahl von Halbwellen, sowohl für c), als auch coi anspricht, ist es klar, dass Parameteränderungen eher dazu neigen, Abweichungen. von v1 und v2 von ihren Nullwerten im Zeitpunkt t1 zu bewirken, als wenn die Anzahl von Halbwellen minimal ist. Unter Berücksichtigung der vorstehenden Ausfüh rungen sind daher zwei besondere Lösungen möglich.
Die erste entspricht < oati = @, wobei coiti <I>= 2</I> #T ist und einer Verstärkung ohne Phasenumkehr ent spricht, während die zweite besondere Lösung o@oti <I>=</I> 2.,1 entspricht, wobei coiti = -t und daher einer Ver stärkung mit Phasenumkehr entspricht.
Die Fig. 5 zeigt ein symmetrisches T-Netzwerk, welches die oben dargelegten Bedingungen und ins besondere die Gleichungen (8) und (8') erfüllt; wäh rend andere Netzwerke sich ebenfalls als zufrieden stellend erweisen können, zeigt es sich, dass das dar gestellte Netzwerk eine der einfachsten Anordnungen darstellt, um eine Verstärkung ohne Reflexion zu er zielen.
Dieses symmetrische T-Netzwerk TN verbindet, wie ersichtlich, die freien Enden des Eingangskon- densators und des Ausgangskondensators, welche beide eine Kapazität C aufweisen und deren andere Enden zusammen mit der dritten Klemme des Netz werkes TN geerdet sind. Dieses Netzwerk weist zwei identische Seriezweige auf, von denen jeder aus einem negativen Widerstand von der Grösse R in Reihe mit einer positiven Induktivität L besteht.
Somit entspricht die gesamte Serieinduktivität 2L derjenigen der Fig. 1, mit der Ausnahme, dass sie nun im gemeinsamen Verbindungsweg liegt. Ander seits entspricht der totale negative Seriewiderstand von der Grösse 2R der Grösse des negativen Wider standes, welcher in Serie in den Verbindungsweg ein gefügt ist, abzüglich des kleineren totalen positiven Widerstandes, welcher Verluste erzeugt, z. B. der Widerstand der Tore und der Spulen.
Der Querzweig des Netzwerkes enthält einen positiven Widerstand mR in Reihe mit einer negativen Induktivität von der Grösse mL, wo<I>m</I> irgendeinen Wert kleiner als 1/2 ist, das heisst,
EMI0006.0097
Die Kennimpedanz ZO eines solchen symmetri schen T-Bindenetzwerkes von der in der Fig. 5 ge zeigten Art ergibt sich zu:
EMI0006.0101
wo die Impedanz Z gegeben. ist durch: <I>Z =-R +</I> jciL (18) Anderseits ist das Vierpolübertragungsmass A ge geben durch:
EMI0006.0104
Somit erkennt man, dass die Kennimpedanz und das Vierpolübertragungsmass die besonderen oben er wähnten Bedingungen erfüllen.
Um den Wert der konjugierten komplexen Wur zeln<I>na </I> j ), zu bestimmen, welche die Form von v1 - v2 bestimmen, kann man das Netzwerk der Fig. 5 so betrachten, als wenn der Querzweig von Erde ab geschaltet ist.
Dann ergibt sich die Gleichung für die Wurzeln von p, das heisst für die imaginäre Winkelfrequenz, das heisst j(,) durch die Beziehung:
EMI0007.0003
In gleicher Weise kann das Netzwerk der Fig. 5 zwecks Bestimmung der konjugiert komplexen Wur zel n1 <I> </I> j(,)1, welche die Form von v1 + v2 bestim- men, längs des Querzweiges gestaltet werden, so dass die Kondensatoren am Eingang und Ausgang nun parallel geschaltet sind.
Dann ergibt sich für die Wurzeln von p die folgende Gleichung:
EMI0007.0012
Aus den Gleichungen (20) und (20') ergibt sich, dass die Realteile der beiden Paare von konjugiert komplexen Wurzeln gleich und zudem positiv sind, das heisst:
EMI0007.0013
Aus den Gleichungen (20) und (20') erhält man auch die komplexen Teile der Wurzeln, das heisst:
EMI0007.0014
wo d den bereits durch die Gleichung (20) gegebenen Wert aufweist. Aus der Gleichung (22) ergibt sich, dass d irgendeinen positiven Wert, kleiner als 1, an nehmen kann, während aus der Gleichung (20') er sichtlich ist, dass m irgendeinen Wert kleiner als 1/2 annehmen kann, falls (22') positiv bleibt.
In der vorangehenden allgemeinen Disposition der dem Verbindungs-Vierpol aufzuerlegenden Be dingungen zeigte es sich, dass das Verhältnis zwischen den beiden durch die Gleichungen (22) und (22') definierte Winkelfrequenz vorzugsweise gleich 2 sein sollte. Diese Bedingung führt daher zu:
EMI0007.0016
und zwar in Abhängigkeit davon, ob co, = 2 wo ist oder umgekehrt. Im ersten Fall zeigt die Gleichung (23), dass m positiv ist, während im zweiten Fall die Gleichung (23') zeigt, dass m negativ ist. Im zweiten Fall ist daher die Nebenschlussinduktivität tatsächlich positiv, während der Nebenschlusswiderstand tatsäch lich negativ ist.
In diesem letzteren. Fall ist die Ver stärkung von einer Phasenumkehr begleitet, während im ersten Fall, welcher einem Wert für m entspricht, keine Phasenumkehr auftritt.
Da im ersten Fall, wo m positiv ist, die Verstär kung in. Nep gleich 2ntl ist, lässt sich die Verstärkung in Funktion von d ausdrücken als
EMI0007.0028
während im zweiten Fall, der einem negativen Wert für m entspricht, die Verstärkung verdoppelt wird, somit nimmt die Verstärkung in NQp <I>zu,</I> wenn<I>d,</I> das logarithmische Inkrement von 0 gegen 1, zunimmt, während dies gleichzeitig im ersten Fall eine Ab nahme des Wertes von m bedeutet, welcher von 3/s gegen 0 absinkt, und im zweiten Falle eine Zunahme des Wertes von m,
welcher von - -/ gegen 0 zu nimmt.
Man erkennt, dass das T-Netzwerk TN, gemäss Fig. 5, ein Netzwerk<I>TL</I> von drei Induktivitäten ent hält, von denen die Querinduktivität ebenfalls eine negative Induktivität sein kann, wenn m positiv ist.
Im besonderen Fall, wo die Querinduktivität negativ ist, lässt .sich ein solches T-Netzwerk von Indukbivität verwirklichen durch zwei negativ gekoppelte Spulen, wie dies Fig. 6 zeigt, wobei die Primär- und Sekun- därinduktivitäten gleiche Werte aufweisen, die in der Fig. 6 als Funktion von<I>Lm</I> angegeben sind, wobei auch der Kopplungsfaktor<I>k</I> eine Funktion von<I>m</I> ist.
Die beiden Windungen unterstützen sich in Serie, wie dies durch die beiden, Punkte angedeutet ist. Falls alle drei Induktivitäten positiv sind (wobei dann m negativ ist), können sie ebenfalls durch zwei induktiv gekoppelte Spulen verwirklicht werden, die nun aber in Serie liegen und einander entgegenwirken.
Man erkennt, dass das Netzwerk der Fig. 5 im be sonderen Fall, wo m positiv ist, den Vorteil hat, dass nur zwei negative Widerstände verwendet werden. Dies ist ein optimaler Zustand, da zwei negative Wi derstände wesentlich sind, um positive Werte für die Realteile der beiden Paare von konjugiert komplexen Wurzeln des mit den Kondensatoren verbundenen Netzwerkes zu ergeben.
Jeder von diesen beiden, nega tiven Widerständen muss in Zweige des Vierpols ein geschaltet sein, welche bei der Bestimmung von v1 - v2 eine Rolle spielen, und zwar derart, dass sie auch eine Rolle bei der Bestimmung von v1 + v2 spie len,, so dass sie, wie im vorliegenden, Fall, symmetrisch zueinander angeordnet sein müssen, oder dass gemäss einer Variante ein negativer Widerstand in einen ein zelnen Zweig eingeschaltet werden kann, welcher bei der Bestimmung von v1 - v2 eine Rolle spielt,
welcher Zweig jedoch für die Bestimmung von v1 + v2 bedeu tungslos ist. In diesem Fall muss der zweite negative Widerstand in einen, der Zweige des Netzwerkes ein gefügt werden, welcher nur bei der Bestimmung von v1 + v2 eine Rolle spielt, so dass der erforderlich posi tive Wert für n1 zustande kommt.
Das Netzwerk der Fig. 5 kann selbstverständlich in ein dreimaschiges Netzwerk umgewandelt werden, indem man das Sternnetzwerk von Widerständen in ein Dreiecksnetzwerk umwandelt. Immer wenn m positiv und kleiner als 1/.2 ist, hat der permanent ge schlossene Widerstandsschleifenstromkreis einen ge samtpositiven Widerstand, welcher das spontane Auf treten von Schwingungen verhindert.
Ausserdem kann die Umwandlung des Sternnetzwerkes von Widerstän den in ein Dreiecksnetzwerk gleichzeitig mit der Um wandlung des Sternnetzwerkes von Induktivitäten in zwei gegenseitig gekoppelte Induktivitäten vorgenom men werden.
Die Fig. 7 zeigt diese doppelte Umwandlung der Schaltung nach Fig. 5. Im Gegensatz zur Fig. 6 haben die zwei gegenseitig gekoppelten Induktivitäten, die in Serie geschaltet sind und sich gegenseitig unter stützen, nicht mehr eine gemeinsame Klemme, son dern sie sind je an einem ihrer Enden über einen negativen Widerstand geerdet, und; diese Enden sind durch einen positivenlJViderstand miteinander verbun den.
Wenn die drei Netzwerke der Fig. 5 in ein Drei ecksnetzwerk transformiert werden, haben die beiden negativen Shunt-Widerstände eine Grösse, welche ur- mal den positiven: Widerstand ist. Allgemein werden jedoch positive Widerstände vom Wert R1 übrig blei ben, die direkt in Serie mit den Kondensatoren ge schaltet sind, wie dies die Fig. 7 zeigt. Diese Wider stände R1 enthalten mindestens die zu kompensieren den Widerstandsverluste.
Dann sind die verbleiben den drei Widerstände der Fig. 7 eine Funktion dieser Widerstände R1, welche direkt in Serie mit denn Kon densatoren liegen, aber für ihre Bestimmung ist ein Freiheitsgrad vorhanden.
In der Fig. 7 sind für diese Widerstände beson dere Werte angegeben., welche beispielsweise so ge wählt sind, dass die Änderungen der Werte der ge erdeten negativen Widerstände einen minimalen Effekt haben auf die Beziehung zwischen: den: Werten der Widerstände, was zu gleichen Realteilern für die konjugiert komplexen Wurzeln des Netzwerkes, das heisst zur Bedingung (14) führt.
Wenn man die Beziehung zwischen R und Ri, gemäss Fig. 7; berücksichtigt, erkennt man, dass diese Figur der Fig. 5 vollständig gleichwertig ist.
Im Falle der Schaltung nach Fig. 5, und zwar mit einem negativen Wert für m, so dass die Quer induktivität nun positiv und der Querwiderstand nun negativ ist, führt die direkte Transformation des die drei negativen Widerstände aufbauenden Sternnetz werkes zu einem geschlossenen Widerstand-Dreiecks- netzwerk, von welchem der Gesamtwiderstand selbst verständlich negativ ist. Trotzdem kann dieses Stern netzwerk von drei negativen Widerständen in ein äquivalentes Netzwerk transformiert werden, welches eine Widerstandsschleife enthält, deren Gesamtwider stand positiv ist. Ausserdem verwendet dieses äqui valente Netzwerk nur zwei negative Widerstände, statt drei.
Somit lässt sich ein optimales Netzwerk, welches eine Verstärkung mit Phasenumkehr erzeugt und nur zwei negative Widerstände verwendet, ebenfalls er zielen. Die Fig. 8 zeigt das äquivalente Netzwerk der Fig. 5 für den Fall, wo m negativ ist, wobei dieses Netzwerk nur zwei negative Widerstände verwendet.
Die Fig. 8 zeigt, dass die Transformation der Wi derstände auch von einer Transformation der Induk- tivitäten begleitet ist, obwohl dies nicht wesentlich ist. In den Werten der Elemente, wie sie in der Fig. 8 dargestellt sind, ist in nun als positiv errechnet und sein Wert gegeben durch den Ausdruck (23'), welcher zwischen 0 und +3/z liegt.
Um die Transformierung des Sternnetzwerkes der drei negativen Widerstände in eine Schaltung zu er möglichen, welche ein Dreiecksnetzwerk enthält, des sen Gesamtwiderstand positiv ist, müssen die Neben schlusszweige des äquivalenten Dreiecksnetzwerkes nicht geerdet sein, aber über einen gemeinsamen negativen Widerstand von genügender Grösse mit Erde verbunden sein, mit anderen Worten muss der negative Nebenschlusswiderstand der Grösse mR, der Fig. 5, in einen negativen. Widerstand eines grösseren Wertes in Reihe mit einem positiven Widerstand aufgeteilt werden, welcher grösser als ist.
Dies ist in der Fig. 8 dargestellt,
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wo die Serie widerstände R1 wiederum direkt in Reihe mit den Kondensatoren belassen wurden; der Wert des nega tiven Widerstandes, welcher nun die unteren Enden der Windungen verbindet, welche nun im Gegensatz zur Fig. 7 in Serie geschaltet sind und sich gegen seitig unterstützen, ist als -R2 angegeben. Es sind nun zwei Freiheitsgrade für die Bestimmung der Wi derstände vorhanden, und ein besonderer Wert für die positiven Nebenschlusswiderstände ist in der Fig. 8 als Beispiel angegeben.
Dieser Wert entspricht wie derum einer minimalen Abweichung von der Glei chung (24), wenn der Wert dieser positiven: Neben schlusswiderstände vom zugeordneten Wert abweicht. Schliesslich ist der Wert des gemeinsamen negativen Nebernschlusswiderstandes in Funktion von R1 und Rz ebenfalls in der Figur angegeben, zusammen mit der Beziehung zwischen R und R" einerseits und RI, an derseits.
Somit kann mit oder ohne Phasenumkehr ein Minimum von zwei negativen Widerständen verwen den werden, und im Fall einer Verstärkung ohne Pha senumkehr können die beiden negativen Widerstände gegebenenfalls mit einem ihrer Enden geerdet sein, wie dies die Fig. 7 zeigt.
Es ist zu erwähnen:, dass die äquivalenten, induk tiv gekoppelten Kreise der Fig. 6, 7 und 8 sich aus gesprochen von einem Transformator unterscheiden, welcher eine enge Kopplung benötigt, einen Wert von k nahe bei 1, was sich über ein breites Frequenzband nur schwer verwirklichen lässt. Der Kopplungsfaktor <I>k</I> ist nie grösser als 33/5, wenn in durch die Gleichung (23) oder (23') bestimmt wird.
Man erkennt, dass die Netzwerke der Fig. 5, 6, 7 und 8 als Beispiele angegeben wurden, und dass äqui valente Vierpole auf verschiedene Arten verwirklicht werden könnten. Es ist daran zu erinnern, dass Schal- tungen dieser Art vorzugsweise offene stabile Strom kreise sein sollten, um Schwingungen zu verhindern, wenn die Tore gesperrt sind, und wenn in einem sol chen Zeitpunkt irgendeine Stromkreismasche des Vierpols einen solchen negativen Widerstand enthält, die Grösse des letzteren kleiner als der äquivalente positive Widerstand sein sollte, welcher an seinen Klemmen angeschloss-,n ist,
und insbesondere sollte das Netzwerk keine geschlossenen Schleifen, enthal ten, in welchen die resultierende Widerstandskom ponente negativ ist.
Obwohl der symmetrische Vierpol, welcher in der Fig. 5 verwendet ist, aus einem besonderen symmetri schen. T-Netzwerk besteht, können andere äquivalente oder geeignete Konfigurationen selbstverständlich verwendet werden, z. B. -z-Netzwerke oder über brückte T-Netzwerke oder auch komplexere Netz werke mit einer grösseren Anzahl von Zweigen, wie z. B. diejenigen: der Fig. 7 oder 8, oder sogar symme trische Vierpole von der Type der Gleichglieder. Nichtsdestoweniger sind die dargestellten Beispiele besonders vorteilhaft wegen ihrer Einfachheit.
Ausserdem ist es nicht unbedingt wesentlich, dass die Kennimpedanz und das Vierpolübertragungsmass des Vierpols den Gleichungen (17), (18) und (19) entsprechen. Im Falle eines äquivalenten symmetri schen. T-Netzwerkes von der beispielsweise in der Fig. 5 gezeigten Art, ist die Impedanz des Neben schlusszweiges gleich derjenigen der Seriezweige mul tipliziert mit einem negativen oder positiven Faktor. Der Aufbau des Nebenschlusszweiges bezüglich dem jenigen der Seriezweige kann schliesslich verschieden sein.
Beispielsweise ist es nicht wesentlich, dass die Verhältnisse zwischen den Widerständen des Neben schlusszweiges und der Seriezweige gleich dem Ver hältnis zwischen den Induktivitäten des Nebenschhuss- zweiges und der Seriezweige sind. Trotzdem führt eine solche Beziehung zu einem bevorzugten Aufbau für das Netzwerk.
Es ist jedoch wesentlich, dass ein Vierpol und nicht ein Zweipol verwendet wird, um eine Verstär kung ohne Reflexion zu erhalten, und ausserdem sollte dieser Vierpol so aufgebaut sein, dass nach einer gewissen Zeit nach dem Wirksamwerden der Schal tung, die Spannung am Eingangskondensator nicht V sondern gleich 0 sein sollte, während gleichzeitig die Spannung am Ausgangskondensator, welche von 0 an aufsteigt, grösser geworden ist als V, oder all gemeiner ausgedrückt, sollte nach einer gewissen Zeit, in Funktion der Parameter, die Spannung an einem Kondensator ein Vielfaches der Spannung sein, welche anfänglich am anderen Kondensator vorhan den ist, während gleichzeitig die Spannung an diesem anderen Kondensator vorzugsweise das gleiche Viel fache der Spannung sein sollte,
die anfänglich an die sem einen Kondensator auftritt (unter der Annahme, dass in beiden Richtungen die gleiche Verstärkung erwünscht ist).
Hinsichtlich der Symmetrie ist es ebenfalls nicht wichtig, dass das Netzwerk eine Symmetrie zwischen dem Eingang und dem Ausgang aufweist. Wenn bei spielsweise die beiden Kondensatoren verschiedene Werte aufweisen, kann ein symmetrisches Netzwerk von der in der Fig. 5 dargestellten Art in Funktion des Wertes eines Kondensators bemessen und über einen idealen Transformator mit dem anderen Kon densator verbunden werden, so dass das Netzwerk den zweiten Kondensator so sieht, wie wenn er den gleichen Wert wie der erste Kondensator aufweisen würde;
damit kann das symmetrische Netzwerk, wel ches mit einem Idealtransformator in Kaskade ge schaltet ist, offensichtlich in ein unsymmetrisches Netzwerk ohne Transformator umgewandelt werden.
Im Schweizer Patent Nr. 364 808 wurde bereits vorgeschlagen, Zwischenreaktanzspeichervorrichtun- gen von der in den eingangs erwähnten Schweizer Patenten gezeigten Art einzuschalten, um zu gestat ten, dass eine Nachricht zwei in Kaskade geschaltete Zeitmultiplexverbindungswege durchlaufen kann, ohne notwendigerweise den gleichen Zeitkanal auf beiden Verbindungswegen zu verwenden.
Die Fig.9 zeigt, wie dieses Prinzip angewendet werden kann, um eine Verstärkung zu erzeugen, wenn Reaktanzspeichervorrichtungen verwendet sind, welche auf der Basis eines abgestimmten Stromkreises miteinander verbunden sind, und wenn verschiedene Impedanzpegel verwendet werden.
Die Fig. 9 zeigt einen Verbindungsweg Hl, wel cher mit einem Verbindungsweg H, über eine An zahl zwischenliegender Speichervorrichtungen in der dargestellten Art verbunden: ist. Zur Hauptsache wei sen diese Zwischenspeichervorrichtungen zwei ge erdete Kondensatoren C1 und C9 auf.
Das freie Ende des Kondensators C, ist über ein Tor mit dem Ver bindungsweg H1 verbunden, während das freie Ende des Kondensators C2 über ein zweites Tor mit dem Verbindungsweg H2 verbunden ist. Ein weiteres Tor verbindet das freie Ende des Kondensators C, mit dem übertragungsweg H.
Die freien Enden dieser beiden Kondensatoren sind über die parallel geschal teten Basisemibterstrecken eines NPN- und eines PNP-Transistors miteinander verbunden, deren Kol lektoren je mit einem festen Gleichstrompotential <I>+E</I> bzw. -E verbunden sind.
Die Anordnung kann eine einseitig gerichtete Leistungsverstärkung vom Übertragungsweg H, zum übertragungsweg H2 liefern, welche Verstärkung in Funktion des Wertes des Kondensators C2 zunimmt. Dies bedingt, dass die beiden Verbindungs- oder Über tragungswege mit verschiedenen Impedanzpegeln be trieben werden.
Mit einer Einschränkung kann je doch die Verstärkeranordnung, deren Arbeitsweise nun beschrieben: werden soll, einen breitbandiigen Im pulsverstärker ersetzen.
Wie aus der Fig. 9 ersichtlich ist, kann :eine die Zeitlage oder den Zeitkanal t1 auf dem Verbindungs weg H, verwendende Nachricht, die dargestellte Zwi- schenspeichervorrichtung verwenden, welche ihrer seits verstärkte Energie an den Verbindungsweg H2 abgibt, und zwar während eines anderen Zeitkanals für den auf dem Verbindungsweg H1 verwendeten Kanal, z.
B. während des Zeitkanals t2. Während des entsprechenden. Zeitkanals t1 ist das entsprechende gezeigte Tor geöffnet, so dass der Verbindungsweg H1 mit dem Kondensator C1 verbunden ist, welcher somit den empfangenen Energieabtastwert speichert.
Entsprechend der Polarität der Spannung am Kon densator C1 wird :entweder der Transistor NPN oder PNP-leitend, so dass der Kondensator C2 entweder aus der Quelle +E oder aus der Quelle -E aufgela den wird, bis die Spannung am Kondensator C2 gleich derjenigen am Kondensator C1 wird. Somit werden die beiden Transistoren als dreipolige Schal ter verwendet, um dem Kondensator C2 Energie zu zuführen.
Während des Zeitkanals t2 werden. die ent sprechenden beiden: Tore, welche den Verbindungs weg H2 mit den freien Enden der Kondensatoren C1 und C2 verbinden, leitend, um einen Sprechabtast- wert erhöhter Leistung an den Verbindungsweg H2 abzugeben.
Trotz der Einschränkung, welche in verschiede nen Impedanzpegeln für die beiden Verbindungswege besteht, sind doch einige praktische Anwendungen vorhanden, und zwar beispielsweise, wenn mehrere Impulsmodems gleichzeitig mit dem gleichen Verbin dungsweg H2 zu verbinden sind, oder wenn der Sprechabtastwert gleichzeitig an eine Anzahl von Ver bindungswegen, wie z. B. H2 abzugeben ist, die alle über ein individuelles Tor mit den Kondensatoren C., verbunden sind.
Diese Anordnung lässt sich auch ausbilden. für die Verbindung zweier Verbindungswege auf dem glei chen Impedanzpegel oder für die Verbindung zweier Kanäle auf dem gleichen Verbindungsweg, und zwar durch Einfügung eines Anpassungstransformators zwischen die beiden Übergangstore auf dem Ver bindungsweg.
Zwei derartige Verstärker mit Anpas sungstransformatoren könnten je über eigene Tore in gegenseitig umgekehrten Lagen angeschlossen wer den, um eine doppelt gerichtete Übertragung zu er möglichen, vorausgesetzt, dass zwei verschiedene Ka näle auf beiden Verbindungswegen für die Hin- und Rückübertragung verwendet werden:, so könnten) bei spielsweise die Zeitlage t1 für beide Eingangstore und die Zeitlage t2 für beide Ausgangstore verwendet wer den.
Falls die Anordnung für die Verstärkung in einem Verbindungsweg zu verwenden ist, müssen: vier ver schiedene Zeitkanäle belegt. werden, das heisst zwei für jede Richtung der Sprechübertragung.
Anpassungstransformatoren sind selbstverständ- lich in derartigen breitbandigen Impulsverbindungen unerwünscht, und diese können durch Verwendung der Anordnung nach Fig: 10 weggelassen werden, in welcher Figur die beiden Transistoren nun als Ver stärker in Emitterschaltung verwendet werden.
Wie die Fig. 10 zeigt, ist der Kondensator C1 nun nur während des Zeitkanals t1 mit dem Verbin dungsweg H1 verbunden, und bei gleichen Werten für die Kondensatoren C1 und C2 ist die Anordnung daher praktisch symmetrisch. Die beiden freien Enden der beiden Kondensatoren sind nun über die parallel geschalteten Basiskollektorstrecken der Tran sistoren miteinander verbunden, wobei jeder der bei den parallelen Wege einen Seriewiderstand R1 bzw.
R2 enthält, welcher mit der Basis des entsprechenden Transistors verbunden ist. Die Emitter der beiden Transistoren sind- mit festen Gleichspannungspoten- tialen + E bzw. -E über Widerstände R3 bzw. R4 verbunden. Schliesslich ist ein zusätzlicher Widerstand R5 parallel zum Kondensator C1 geschaltet.
Mit einer solchen Schaltung lässt sich eine Span nungsverstärkung mit Phasenumkehr erzielen, wobei die komplementären Transistoren PNP und NPN angepasste Charakteristiken aufweisen. Die gleichen Widerstände R1 und R., sind verhältnismässig gross, so dass die Basiselektroden der entsprechenden Transi storen Potentiale annehmen können, welche nahe denjenigen. der positiven bzw. negativen Speisespan nungsklemme liegen.
Die gleichen Widerstände R2 und R4 sind verhältnismässig kleine Stabilisierungs widerstände, um den Spannungsabfall für den maxi malen Kollektorstrom auf einen kleinen Bruchteil von E zu begrenzen; somit kann sich die gemeinsame Kollektorspannung in positiver oder negativer Rich- tung über einen beträchtlichen Bereich verschieben in Abhängigkeit der an den: gemeinsamen Basisstrom kreis angelegten Eingangsspannung. Normalerweise fliessen in beiden Hälften der Transistorschaltung gleiche Ströme, so dass die Kondensatoren weder eine Ladung empfangen, noch eine solche verlieren.
Wenn der Kondensator C1 einen Sprechabtast- wert empfängt, sind die Basisströme nicht mehr gleich; und daher wird zwischen den beiden Kollek- torströmen ein proportionaler Unterschied vorhanden sein, welcher den Kondensator C2 in Abhängigkeit der Polarität des Eingangssignals entweder positiv oder negativ auflädt. Auf diese Weise wird die am Kondensator C2 erzeugte Spannung proportional zum Zeitintegral der Spannung am Kondensator C1 und damit auch zur Amplitude des Abtastwertes.
Die Ladung auf dem Kondensator C1 fliesst über den Widerstand RI, und über den. die Widerstände R1 und R2 enthaltenden Weg ab. Dieser Entladungs wert ist so bemessen, dass höchstens ein Abstand.inter- vall benötigt wird, um den Kondensator C1 vollstün dig zu entladen. Man erkennt, dass die Schaltung nach Fig. 10 ein Integrationsverstärker ist, welcher bei spielsweise für die Ablesezwecke in magnetischen Speicheranlagen verwendet werden kann,
um das abgelesene Signal zu integrieren und zu verstärken und dieses in einen Impuls umzuwandeln, welches sich für die Übertragung in einen Verbindungsweg eignet.