DE1214756B - Schaltung fuer eine Impuls-Modulator-Demodulator-Anordnung - Google Patents

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

DEUTSCHES

PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

214 756 Inta.:

H04j

Deutsche KL: 21 a4 - 49

Nummer: 1214756

Aktenzeichen: 116575IX d/21 a4

Anmeldetag: 16. Juni 1959

Auslegetag: 21. April 1966

Die Erfindung betrifft eine Schaltung für eine Impuls - Modulator - Demodulator - Anordnung mit einem Verstärker für nach dem Zeitvielfachprinzip betriebene Fernmelde-, vorzugsweise Fernsprechvermittlungsanlagen, der zwei während vorbestimmter Zeitspannen von kurzer, untereinander gleicher Dauer elektrisch aufeinander einwirkende Speichereinrichtungen in periodischer Zeitfolge über einen abgestimmten Schwingkreis wiederholt miteinander verbindet. DerartigeImpuls-Modulator-Demodulator-Anordnungen sind an sich bekannt.

Bei derartigen Anordnungen kann elektrische Energie von Sprachfrequenz durch ein Tiefpaßfilter am senderseitigen Leitungsende zu einem Querkondensator gelangen; während periodisch auf einanderfolgender kurzer Zeitabschnitte von beispielsweise 5 μβ Dauer wird der Kondensator am senderseitigen Ende der Leitung mit einer Wiederholungsfrequenz von 10 kHz mit einem entsprechenden Kondensator am empfängerseitigen Leitungsende ver- ao bunden. Dem Kondensator ist ein entsprechendes Tiefpaßfilter zwecks Rückspeicherung der Sprachfrequenzenergie am empfängerseitigen Leitungsende vorgeschaltet. Dieser Übertragungsweg ist durch ein oder mehrere Zeitvielfachverbindungsglieder oder Sammelschienen gebildet, die für gewöhnlich für eine Mehrzahl von derartigen Verbindungen verwendet werden. Der Übertragungskreis zwischen den beiden Querkondensatoren enthält wenigstens eine Reiheninduktanz, die an den genannten Sammelschienen vorgesehen sein kann. Am Ende eines jeden einer Halbperiode des Reihenresonanzkreises gleichkommenden, solcherart periodisch festgelegten Zeitabschnittes für die Energieübertragung sind die am Beginn eines jeden Zeitabschnittes in den beiden Kondensatoren vorhandenen Anfangsladungen gegeneinander ausgetauscht. Im Prinzip weist eine derartige doppeltgerichtete Übertragungsanordnung den hervorstechenden Vorteil auf, die den vorerwähnten Zeitvielfachübertragungen mit Puls-Amplitudenmodulation ihrem Wesen nach anhaftenden Verluste an Nachrichtenenergie auszuscheiden.

In der Praxis sind jedoch Verluste in einem gewissen Ausmaß hinzunehmen. Insbesondere ist dies der Fall durch die mit praktisch ausgeführten Induktanzen unvermeidlich verbundenen, durch ohmschen Widerstand bedingten Verluste, ferner durch die den für die wiederholte Einschaltung der Induktanzen zwischen die beiden Querkondensatoren verwendeten elektronischen Torschaltungen anhängenden Verluste. Obgleich diese Verluste in manchen Fällen unbeachtlich sind, können sie unter anderen Umständen unangenehm Schaltung für eine Impuls-Modulator-Demodulator-Anordnung

Anmelder:

International Standard Electric Corporation,

New York, N. Y. (V. St. A.)

Vertreter:

Dipl.-Ing. H. Ciaessen, Patentanwalt,

Stuttgart 1, Rotebühlstr. 70

Als Erfinder benannt:

Hans Helmut Adelaar, Antwerpen (Belgien)

Beanspruchte Priorität:

Niederlande vom 17. Juni 1958 (228 761)

werden, und sie sollten durch Verstärkungsmittel kompensiert werden. Dies kann z. B. dann der Fall sein, wenn der Übertragungsweg mehrere Torschaltungen in Reihe enthält, z. B. vier oder mehr. Ferner sind diese Verluste, welcher Art sie auch seien, immer mit entsprechenden Reflexionen verbunden. Genauer gesagt, der Reihenresonanzkreis, in den die Kondensatoren immer wieder periodisch eingeschaltet werden, ist bis zu einem gewissen Ausmaß gedämpft, woraus sioh ergibt, daß die an den beiden Kondensatoren bestehenden Spannungswellen im wesentlichen Kosinushalbwellen sind, deren Amplituden infolge der Dämpfungswirkung exponentiell abnehmen. Dies bedeutet, daß in einem beim Beginn einer Energieübertragungszeitspanne geladenen Kondensator, wobei der andere Kondensator entladen wird, eine Restladung bestehenbleibt, weil der sich entladende Kondensator nicht auf den vollen Anfangsspannungswert geladen wurde, der sich am Ende der vorhergehenden Übertragungszeitspanne an ihm eingestellt haben sollte.

Es ist zwar bekannt, die Verluste, die bei der Übertragung der Ladung eines geladenen Kondensators auf einen ungeladenen Kondensator unvermeidlich auftreten, durch die Anordnung eines negativen Längswiderstandes im Vielfachweg zu kompensieren, doch ist ein solcher Verstärker als negativer Zweipol aufzufassen, der im Übertragungs-

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weg angeordnet ist. Ein solcher Verstärker neigt zum ■ der Voraussetzung hingenommen werden, daß die Schwingen und bringt die Anordnung in Gefahr, ins Reiheninduktanz leidlich konstant ist, weil der den Pfeifen zu geraten. negativen Widerstand enthaltende Kreis auf jeden Der Erfindung hingegen liegt die Aufgabe zugrunde, Fall mit einer Induktanz in Reihe geschaltet wird, um eine Anordnung anzugeben, die diese Nachteile ver- 5 die Energieübertragung vermittels eines Reihenmeidet, und Sie löst sie dadurch, daß der Verstärker resonanzkreises auszuführen.

zusätzlich zu der Reaktanz, über die die Energie- In manchen Fällen kann es erwünscht sein, nicht übertragung zwischen den beiden Speichern in einer nur eine Gesamtkompensation der Verluste zu er-Halbperiode der durch den Schwingkreis bestimmten reichen, sondern auch einen Gesamtverstärkungs-Frequenz erfolgt, wenigstens einen negativen Wider- io gewinn zu erzielen. Dann kann die Größe des negastand in Vierpolanordnung an die beiden miteinander tiven Widerstandes innerhalb der verwendeten Bandzu verbindenden Sammelleitungsabschnitte angeschal- breite und innerhalb gewisser Grenzen höher gewählt tet enthält und so bemessen ist, daß er eine Verstärkung werden als der sich ergebende positive Widerstand des der übertragenen Energie bewirkt, die die bei der passiven Übertragungskreises. Der Reihenresonanz-Übertragung auftretenden Energieverluste ausgleicht 15 kreis wird dann negativ gedämpft mit dem Ergebnis, oder übersteigt und sich während der Zeitspannen, in daß die oben erwähnten Kosinusschwingungen expodenen er mit den beiden Speichereinrichtungen nicht nentiell anwachsende Amplituden aufweisen. Tatsächin wirksamer Verbindung steht, in stabilem Zustand lieh ist ein solches Netzwerk daher instabil. Da es befindet. jedoch nur immer in ganz kurz bemessenen Zeit-Zwischen den Sammelleitungen und diesem Verstär- ao spannen verwendet wird, können ununterbrochen ker sind als elektronische Schalteinrichtungen wirkende anwachsende Schwingungen nicht auftreten, weil die Torschaltungen geschaltet, die den Verstärker im Schwingung nicht genügend lange Zeit anhält, sich Zeittakt des Zeitvielfachbetriebes an die Sammel- innerhalb der kurzen Öffnungszeit der Torschaltungen leitungen anschalten, wenn ein Energieaustausch aufzuschaukehl; ferner können die Amplituden genüzwischen den Speichern stattfinden soll, und den »5 gend klein gehalten werden, um Sättigung oder Ausfall Verstärker in den Impulspausen von den Sammel- von Bauelementen zu vermeiden. Sobald die die leitungen dadurch abtrennen, daß sie in diesen wechselseitige Verbindung steuernden Gatter wieder Zeitspannen gesperrt sind. Durch diese Maßnahme wird sperren, ist der Schwingkreis von seinen kapazitiven erreicht, daß der Verstärker auf die Energieüber- Speichern abgetrennt, und was immer in ihnen tragung nur in der tatsächlich wirksamen Übertragungs- 30 gespeichert worden ist, wird innerhalb der nachzeitspanne einwirkt, nach dem Energieaustausch folgenden Zeitspanne, bevor noch die Torschaltungen zwischen den in Wechselwirkung stehenden Speichern wieder leitend werden, in die Hörfrequenzkreise über aber von den Sammelleitungen völlig abgetrennt und die Tiefpaßfilter entladen werden. In dieser Hinsicht daher unwirksam ist. wirken die Puls-Modulator-Demodulator-Kreise wirkist eine die durch Widerstände, z. B. durch Wider- 35 lieh als konstante Impedanzen, gleich wie die durch stände von Torschaltungen und von Induktanzen die Leitungstransformatoren reflektierten Impedanzen bedingten Verluste kompensierende Verstärkung ver- der angeschlossenen Leitungen, die gewöhnlich mit langt, dann kann man einen negativen Reihenwider- den Filtern auf der Sprachfrequenzseite verbunden stand in der Sammelschiene verwenden; die Größe sind.

dieses negativen Widerstandes wird dabei gleich der 40 Die Wirkweise eines solchen kurzzeitweise schwindes äquivalenten positiven Widerstandes der Tor- genden Kreises kann mit der eines Superregenerativschaltungen und der Induktanzen gewählt. Solcherart empfängers verglichen werden, bei dem Perioden verhält sich der Übertragungskreis wie ein idealer anschwellender Schwingungen mit Schwingungs-Unterrückwirkender Kreis, und es treten keine Gesamt- drückungsperioden abwechseln. Wenn in der Zeit, Verluste auf. 45 in der die Torschaltungen leitend gemacht sind, kein Wenn die aufeinander rückwirkenden Speichermittel Signal vorhanden ist, kann eine Schwingung von einem durch die Verwendung von Querkondensatoren ver- kleinen Rauschwert an einsetzen, wobei das Rauschen wirklicht werden, die in Reihe durch eine Induktanz verstärkt wird, jedoch nicht mehr als ein Signal, so mit einem solchen negativen Widerstand reihenweise daß der Verhältniswert Signal zu Rauschen nicht verbunden werden, dann sollte der letztgenannte ein 50 beeinflußt wird.

stabiler Reihenresonanzkreis, also ein offener Schwing- Wenn der negative Widerstand nicht imstande ist, kreis sein, so daß der Schwingkreis, der den negativen den Leitungswiderstand auszugleichen, d. h., solange Widerstand enthält, gleich nach Eintritt der Sperre sein Absolutwert kleiner ist als der doppelte Wert der die wechselseitige Verbindung herstellenden Tor- der Realkomponente der Leitungsimpedanz, bleibt schaltungen nicht in Schwingungen gerät. Der den 55 der Kreis stabil. Daher bedeutet eine Überschreitung negativen Widerstand enthaltende Kreis soll Vorzugs- dieses Grenzwertes, daß der Speicherkondensator weise innerhalb des verwendeten Frequenzbandes während der Verbindungszeitspanne oder eines Kanaleinen konstanten negativen Widerstand darstellen; für pulses eine größere Ladung empfängt, als er während höhere Frequenzen außerhalb des verwendeten Fre- der Zeitspanne zwischen zwei aufeinanderfolgenden quenzbandes soll der Wert der negativen Widerstands- 60 Kanalpulsen verliert.

komponente rasch auf den Wert Null absinken oder Wenn jedoch der Gesamtwiderstand des Reihengerade noch positiv werden, damit infolge der verteilten resonanzkreises negativ gemacht wird, woraus folgt. Kapazität der Sammelschiene keine Schwingung ent- daß exponentiell anwachsende Kosinuswellen entstehen, steht, wenn alle die wechselweise Verbindung her- dann treten Reflexionen auf dieselbe Weise auf, wie stellenden Torschaltungen gesperrt sind. Die Tatsache, 65 solche schon bei positivem Gesamtwiderstand aufdaß praktisch ausgeführte Kreise mit negativem treten, der zu exponentiell abnehmenden Kosinus-Widerstand im allgemeinen einen negativen Wider- wellen führt; je größer die Verstärkung, desto größei stand in Reihe mit einer Induktanz hefern, kann unter der Betrag der Reflexion.

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Die Erfindung wird nunmehr an Hand der Zeich- hängigkeit von der Zeitdauer gebracht werden kann,

nungen näher erläutert; diese stellen dar in während der die beiden Gatter leitend sind.

F i g. 1 ein Zeitvielfachverbindungsglied in Ver- Tatsächlich nehmen die zeitlichen Spannungsverbindung mit zwei gegenseitig aufeinander einwirkenden laufe an den Klemmen der Kondensatoren die Form Speichereinrichtungen als abgestimmte Schwing- 5 von Kosinuswellen mit einer Periode 2 π VZTc an. kreise, Die in einem gegebenen Zeitpunkt an den Konden-

F i g. 2 den zeitlichen Spannungsverlauf an den satoren auftretenden Klemmenspannungen ergänzen

Kondensatorklemmen nach Fig. 1 versinnbildlichende, einander zu der Summe V der zur Zeit t = 0 an den

als Kosinuskurven mit exponentiell anwachsender Kondensatoren anliegenden Anfangsspannungswerte

Amplitude dargestellte Kurven, io Angenommen, daß anfangs beispielsweise der Konden-

F i g. 3 eine dem Eingangskreis eines mit einer sator C₂ entladen sei, wogegen an den Belegungen des

Spannungsquelle verbundenen Impuls-Modulator-De- Kondensators C₁ eine Spannung V auftrete. Werden

modulator-Kreises äquivalente Schaltungsanordnung, nun die Gatter auf die Dauer von genau einer HaIb-

F i g. 4 eine dem Ausgangskreis eines mit einem periode = π^lc leitend gemacht, dann liegt am Kon-Belastungswiderstand verbundenen Impuls-Modulator- 15 densator C₂ nach Unterbrechung des Stromfiusses die Demodulator-Kreises äquivalente Schaltungsanord- Spannung V an, wogegen der Kondensator C₁ vollnung, ständig entladen ist.

F i g. 5 einen für die vorübergehende Verbindung In der Praxis wird dieser Schleifenstromkreis Ver-

zweier Kondensatoren geeigneten Vierpol, der eine luste hauptsächlich infolge des Widerstandes der

Spannungsverstärkung ohne Reflexionen sicherzu- ao Gatter in Reihe mit dem Wirkwiderstand der Spulen

stellen gestattet, aufweisen. Nimmt man den Gesamtwiderstand zu

F i g. 6 einen Satz von zwei lose miteinander 2 R an, dann nimmt der zeitliche Verlauf der Spangekoppelten Spulen, die eine dem Induktanznetz- nungen die Form von gedämpften Kosinuswellen an. werkteil des Vierpols nach Fig. 5 äquivalente Nach einer Halbperiode ist die Spannung an dem Anordnung darstellen, as Kondensator C₂ auf den Wert gV angestiegen, wo-

F i g. 7 eine andere, jedoch dem in F i g. 5 dar- gegen in demselben Zeitpunkt die Spannung an den

gestellten Vierpol äquivalente Ausführungsform des- Kondensator C₁ den Wert (l—g)V erreicht hat,

selben, die eine Spannungsverstärkung ohne Phasen- wobei

umkehr bewirkt, g = [1+exp (—πα)]/2 ... (1)

Fig. 8 eine andere, jedoch dem in Fig. 5 dar- 30

gestellten Vierpol äquivalente Ausführungsform des- ist und worin d das logarithmische Dämpfungsseiben, die eine Spannungsverstärkung mit Phasen- dekrement bedeutet; dieses ist durch den Wert umkehr bewirkt, _d=Ry^wn ... (2)

F i g. 9 eine Schaltungsanordnung einer Anordnung 111···

zur Sprachspeicherung in einem Zeitvielfachsystem, das 35 gegeben. Ist g<l, dann tritt ein Spannungsverlust

einen Energiegewinn bewirkt, auf, weil der Ausgangskondensator C₂ nicht auf die

Fig. 10 eine weitere Schaltungsanordnung, die Anfangsspannung am Eingangskondensator C₁ voll

eine andere Ausführungsform der Schaltungsanord- aufgeladen ist und an dem letztgenannten infolge

nung nach F i g. 7 zeigt. einer Reflexion eine Restspannung bestehenbleibt.

Es werden zunächst einige Überlegungen über die 40 Sind negative Widerstände in Reihe eingeschaltet, Anwendung eines Dipols mit negativem Widerstand beispielsweise in der Übertragungsleitung H, so kann angestellt, um die Wirkung von Verlusten infolge er so gewählt werden, daß er den positiven Widerstand, ohmschen Widerstandes in einem System auszuschalten, der den Verlusten entspricht, genau kompensiert, in dem Energie über einen abgestimmten Kreis über- wobei wieder ein rein reaktiver Kreis zwecks volltragen wird. 45 konimenen Austausches der Spannungen an den beiden

F i g. 1 zeigt einen sogenannten Impuls-Modulator- Kondensatoren C₁ und C₂ erhalten wird.

Demodulator-Kreis in vereinfachter Form, der in Wenn jedoch der Größenwert dieses negativen

Zeitvielfachübertragungssystemen mit Vorteil anwend- Reihenwiderstandes größer gemacht wird als der des

bar ist. Zwei Speicherkondensatoren C₁ und C₂ von positiven Widerstandes, dann wird das logarithmische

gleicher Kapazität C bilden Querglieder, die einerseits 5° Dämpfungsdekrement d < 0, wobei g nunmehr

an Erde liegen, wogegen ihre anderen Belegungen über > 1 wird.

eine gemeinsame Übertragungsleitung H miteinander Wie in F i g. 2 gezeigt, wachsen die Kosinuswellen in Verbindung stehen, wie durch die das Vielfach nunmehr exponentiell an, und es ergibt sich ein anzeigenden Pfeile angedeutet ist. Sie können gemein- Spannungsgewinn gemäß g > 1. Bei diesem Vorgang sam vermittels Impulsen auf Zeitteilbasis für einzelne 55 schwingt die Ladung im Eingangskondensator C₁ über gleichzeitige Verbindungen über die gemeinsame den Nullwert hinaus, so daß sich als Endergebnis an Übertragungsleitung benutzt werden. Die Enden der dem Kondensator C₁ eine negative Spannung vom gemeinsamen Übertragungsleitung H sind über Gatter Betrage (g—l) V einstellt. Dies bedeutet eine Energie-Gvii und GA₂ und je eine Spule JL₁, JL₂ mit der freien reflexion in den Eingang, die eine Verstärkung der Klemme der Kondensatoren C₁, C₂ verbunden, wobei 60 Energiezerstreuung am Eingang bewirkt, wobei die die Spulen die gleiche Induktivität L aufweisen. Gesamt-Spannungsverstärkung tatsächlich < g wird. Wenn beide Gatter gleichzeitig leitend gemacht Die durch Einschaltung eines den positiven Reihenwerden, dann ist der Stromkreis geschlossen, und widerstand überkompensierenden negativen Reihenunter der Annahme, daß in dem Kreis keine Verluste Widerstandes wirklich erreichbare Leitungsversrärkung durch ohmschen Widerstand auftreten, kann nach 65 kann mit Hilfe der in F i g. 3 und 4 gezeigten Ersatz-Schluß der Schleife nach Ablauf einer gewissen Zeit anordnungen gefunden werden, ein Austausch der Spannungen an den Kondensator- F i g. 3 zeigt eine geerdete Eingangs-Spannungsklemmen eingetreten sein, wobei diese Zeit in Ab- quelle vom Innenwiderstand r, welche eine Spannung V

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liefert und mit einem Eingangs-Modulator-Demodu- ist er an den Quellenwiderstand angepaßt und es mag lator mit gleichem Widerstand r direkt in Verbindung zweckmäßig sein, den Eingangsscheinwiderstand des

steht. Dieser Eingangswiderstand r des Modulator- Modulator-Demodulators mit Hilfe eines Transfor-

Demodulators ist in Reihe mit einer geerdeten Span- mators mit einem Übersetzungsverhältnis g: 1 herabnungsquelle Vr verbunden, welche die, wie oben 5 zusetzen. Durch diese Maßnahme könnte die am

erklärt, reflektierte, der von der Spannungsquelle V Eingang auftretende Reflexion kompensiert werden, gelieferten Spannung entgegengerichtete Spannung doch tritt an Stelle derselben nunmehr am Ausgang

versinnbildlicht. Der in der Anordnung nach F i g. 3 eine Reflexion auf, und dies ist insofern unangenehm, fließende Strom und die am Eingang des Modulator- als die reflektierte Spannungswelle während ihrer Demodulators auftretende Spannung — das ist die io Rückkehr wieder verstärkt wird.

Spannung zwischen Erde und dem Verbindungspunkt Es kann gezeigt werden, daß der Schaltkreis infolge

der beiden Widerstände r — können leicht berechnet der vielfachen Reflexion an beiden Enden unstabil werden; ihre Werte sind in Fig. 3 eingetragen. wird, wenn g den Wert 2 annimmt. Wenn g jedoch

Gemäß F i g. 2 wurde oben auseinandergesetzt, daß nur ein wenig größer als 1 wird und dadurch nur ein die reflektierte Spannung den (g—l)-fachen Wert 15 sehr kleiner Verstärkungsgrad erreicht wird, dann sind der Eingangsspannung Farn Modulator-Demodulator die Reflexionen ganz unerwünscht, weü sie eine aufweist. Wie aus F i g. 3 ersichtlich, ist die Eingangs- merkliche Phasenverschiebung und Verluste bei den spannung selbst eine Funktion der reflektierten Span- hohen Frequenzen verursachen. Eine andere Lösung nung, und daraus ergibt sich für diese der Wert wäre es, den Speicherkondensator C₁ g-mai. so groß

V = V (tr—lVO-1-Γ) (3) ^{20 w}*^e ^^en Speicherkondensator C₂ zu machen. Dann

r κι, Jlkst j. Kj findet sich die volle Anfangsladung (gC) F des Konden-

Daraus ergebn sich die Ausdrücke für den Strom sators C₁ nach einer halben Periodendauer als volle

V · elr Ο4-1Λ (4) Ladung C(gV) im Kondensator C₂. Daher bleibt der

^Sl ^^ ^{J w} Kondensator C₁ voll entladen, so daß bei Wellen-

und für die Eingangsspannung des Modulator-Demo- 25 ausbreitung von C₁ nach C₂ keine Reflexion auftritt.

dulators Dies ist jedoch deshalb keine zufriedenstellende

P/Cif+1)· (⁵) Lösung, weil bei der Übertragung in entgegengesetzter

Richtung von C₂ nach C₁ eine merkliche Reflexion

Diese Ergebnisse führen zu der Ersatzanordnung auftritt, da der Kondensator C₂ wesentlich überladen nach Fig. 4, welche die am Ausgang des Ausgangs- 30 wird. Mit anderen Worten, der Übertragungskreis Modulator-Demodulators bestehenden Zustände dar- ist nicht mehr symmetrisch, wie dies offenbar beabstellt, in dem eine Leistung durch einen äquivalenten sichtigt war; ferner wird der Speicherkondensator des Spannungsgenerator V über einen in Reihe liegenden Eingangskreises (F i g. 3) nur unvollständig geladen, Effektiv-Innenwiderstand r/g der Quelle V an einen weil die Zeitkonstante des links angeordneten Modula-Belastungswiderstand. r übertragen wird. Der in F i g. 4 35 tor-Demodulators g-mal so groß ist, so daß bei einer gezeigte Innenwiderstand, der Quelle ist gleich dem Anfangsspannung V nur etwa ein Anteil V/g davon Eingangs-Scheinwiderstand der Anordnung nach durchdringt.

Fig. 3, wie sich aus dem Quotienten aus der Span- Es wird nun gezeigt, daß eine gegenseitige Ver-

nung (5) und dem Strom (4) sofort ergibt. Die Rieh- bindung der beiden Speicherkondensatoren C₁ und C₂ tigkeit des Ausdruckes r/g für den Quellenwiderstand 40 durch einen geeigneten Vierpol, der in die Überim Ausgangskreis kann durch Berücksichtigung der tragungsleitung eingeschleift ist und der wenigstens Tatsache erwiesen werden, daß sie am Ausgang des einen negativen Widerstand enthält, eine verstärkte Modulator-Demodulators auftretende Spannung gleich Spannung am Ausgangskondensator erzeugen kann, der g-iachen Eingangsspannung ist, d. h. dem g-iachen wobei zugleich der Eingangskondensator genau entdes durch den Ausdruck (5) gegebenen Wertes. 45 laden wird und dabei keine Reflexion auftritt. Man Der in F i g. 4 angegebene Ausdruck für den hat gefunden, daß ein solcher Vierpol, um zufriedeneffektiven Quellenwiderstand ergibt sich als der stellend zu wirken, z. B. Symmetrien sein kann, einen Quotient aus der Ausgangsspannung des Modulator- einem in Reihe mit einer positiven Induktanz liegenden Demodulator-Kreises und dem Ausgangsstrom, der negativen Widerstand entsprechenden Scheinwidersich seinerseits als Quotient aus der Ausgangsspannung 50 stand aufweisen muß, weil der Wellenübertragungs- und dem Lastwiderstand r ergibt. In F i g. 4 sind faktor dieses symmetrischen Vierpols eine positive auch die Ausgangsspannung am Lastwiderstand und reelle frequenzunabhängige Konstante ist.
der diesen durchfließende Strom angegeben. Sind diese Weil gerade die Einschwinggrößen des Vierpols

Werte bekannt, dann findet man den Gesamt- diejenigen sind, die die Sicherstellung der angestrebten Spannungsgewinn auf Grund der Einschaltung der 55 Verstärkung ohne Reflexionen gewährleisten, kann der Modulator-Demodulator-Kreise zu Vierpol weiterhin durch die Augenblickswerte der an

Γ2 e/O-4-ΓΠ² (7) ^^m anliegenden Eingangs- und Ausgangsspannungen

L SlKST Jl K J _{der ströme} definiert werden. Man hat gefunden, daß

Dieser Ausdruck für das Verhältnis des Gesamt- die Eingangs- und Ausgangsspannungen und die spannungsgewinnszumAusgangsspannungswertnimmt 60 Ströme an dem die Eingangs- und Ausgangsspeicher mit dem Wert von g zu. Es wird gleich 1, wenn g = 1 verbindenden Vierpol aus der Summe von wenigstens ist, und es strebt einem Größtwert = 4 (6 db) zu, zwei sinusförmigen Komponenten mit exponentiell wenn g nach 00 geht. Daher ist das theoretisch erreich- wachsenden Amplituden zusammengesetzt sind,
bare höchste Spannungsverstärkungsverhältnis wesent- Die Analyse der Wirkweise und besonders der

lieh kleiner als g², das dann auftritt, wenn keine 65 Augenblickswirkweise eines symmetrischen Vierpols Reflexion vorkommt. kann dadurch vereinfacht werden, daß man die

Da der wirkliche Eingangsscheinwiderstand des Augenblickswerte von Eingangs- und Ausgangsspan-Modulator-Demodulators nach F i g. 3 gleich r/g ist, nung V₁ und v₂ als Summe und Differenz zweier

anderer Spannungen betrachtet. Offenbar sind diese und die Form von V₁-Hv₂ bestimmende Dipol ebenfalls

gleich der halben Summe und der halben Differenz zwei konjugiert-komplexe Wurzlen H₁^ZCo₁ hat, dann

dieser Augenblickswerte von Eingangs- und Ausgangs- lassen sich die Spannungen V₁ und v₂ tatsächlich in

spannung, nämlich (Fl+F₂)/2 und (V₁-V₂)Jl. In Form einer algebraischen Summe zwei verschiedenen

einem solchen Fall kann die Bestimmung der Wurzeln 5 sinusförmigen Komponenten mit exponentiell wach-

des vollständigen Netzwerkes getrennt für V₁H-V₂ sender Amplitude darstellen, vorausgesetzt, daß H₀

einerseits und für V₁-V₂ andererseits erfolgen. In und H₁ positiv und co₀ und W₁ ebenfalls positiv und

jedem Falle wird der Vierpol zu einem äquivalenten voneinander verschieden sind. Daher kann man

Ersatzdipol. Tatsächlich genügt es, den Vierpol in schreiben
sich selbst zu falten, um die Wurzeln zur Bestimmung io

der Form von V₁H-V₂ zu erhalten, so daß die einander V₁-V₂ = F₀ exp (h₀ Z) · cos (w₀ Z + a₀) . (8)

entsprechenden Eingangs- und Ausgangspunkte mit- . . . . ,„,.

einander verbunden sind, ebenso wie alle Aus- V₁ + V₂ - V₁ exp (H₁ Z) · cos -(w^ + a_x). (8 )

führungsarten des Netzwerkes, die zueinander symmetrisch sind. Für die die Form von V₁-V₂ be- 15 In den Gleichungen (8) und (8') sind F₀, F₁, a₀ stimmenden Wurzeln sind alle geerdeten Zweige des und a_x von den Anfangsbedingungen noch zu bestim-Vierpols miteinander zu verbinden, jedoch von Erde mende Konstanten.

zu trennen, wodurch ein Dipol entsteht. Bestehen die Ein- und Ausgangsspeichereinrichtun-

Wenn der die äußeren Speichereinrichtungen um- gen aus Kondensatoren von gleicher Kapazität C,

fassende und die Form von V₁-V₂ bestimmende Dipol 20 dann sind die Ein- und Ausgangsströme Z₁ und z_a

zwei konjugiert-komplexe Wurzeln n_o±jw_o hat und aus den Gleichungen (8) und (8') durch Differentiation

der die äußeren Speichereinrichtungen umfassende erhältlich:

Z₁ — i₂ = C V₀ exp (h₀ Z) · [h₀ cos (co₀1 + a₀) — co₀ sin (ω₀1 + a₀)]. (9)

¹I + 4 = C F₁ exp (H₁ Z) · [H₁ cos (W₁1 -\- U₁) — W₁ sin (W₁ Z + ^₁)]. (9')

Wenn anfangs bei Z = O und V₁ = F ist, da v₂ = O 30 Diese Son'derbedingungen (11) und (H') können

ist, kann man schreiben; nur dann erfüllt werden, wenn allein induktive Zweige

V= V cosa = F cos a (10) ^^e ungeerdeten Ein- und Ausgangsklemmen miteinan-

⁰ ° ^{1 1-} der verbinden. Daher werden die Ströme Z₁ und z₂

Es sind noch zwei weitere Anfangsbedingungen in dem Augenblick, in dem der Vierpol mit den beiden

zur Vervollständigung der Bestimmung der Konstanten 35 Kondensatoren wirksam verbunden ist, d.h. zur

nötig, und diese sind durch den Anfangswert für die Zeit Z = O, ebenfalls zu Null, und dies führt zur

Ströme Z₁ und z₂ gegeben. Das hier betrachtete Netz- Bedingung
werk sei weiterhin durch weitere vorausgesetzte

zusätzliche Bedingungen näher bestimmt, nämlich H₀ = w₀ tg a₀, (12)
daß zur Zeit Z = O auch V₁ = 0, zur gleichen Zeit 40

jedoch v₂ > F sei. Dies kann auf verschiedene Art · ^₁ = _ωχ tg ^₁. (12')
gelöst werden, es ist jedoch vorteilhaft, noch eine
andere Bedingung für das Netzwerk vorauszusetzen.

Es ist tatsächlich der Abfall dieser Spannung V₁, Die vier Anfangsbedingungen sind damit festgelegt, wenn die Beziehung V₁ == 0 zur Zeit Z₁ erfüllt ist, 45 und die Konstanten V₀, V₁, a₀ und Ci₁ sind damit durch, klein, vorzugsweise = 0. In diesem Fall sind z.B. die Gleichungen (10), (12) und (12') bestimmt,
durch Toleranzen bedingte Parameteränderungen von Ferner führen im Hinblick auf die Sonderbedingeringerem Einfluß, die einer Abweichung des Wertes gungen für die Abfälle der Spannungen V₁ und v_2> von Z₁ von dem Wert entsprechen, der die Bedingung das sind die Gleichungen (H) und (H'), diese letzterfüllt, zur Zeit Z₁ eine Eingangsspannung 0 zu liefern. 50 genannten beiden Bedingungen zusammen mit den Daher wird die Wirkung einer Reflexion bei gegebener Gleichungen (12) und (12') offensichtlich zu dem Variationsbreite kleiner. In gleicher Weise wird der Schluß, daß sowohl W₀T₁ als auch W^₁. ganzzahlige Spannungsgewinn durch Parameterschwankungen dann Vielfache von π sein müssen. Man erhält unter weniger beeinflußt, wenn der Abfall der Spannung V₂ Verwendung dieses Ergebnisses zusammen mit der in der Zeit Z₁ zu Null wird. Mit anderen Worten, wenn 55 Gleichung (10) zur Bestimmung der Werte für V₁ und der aus Reaktanzen bestehende Teil des Vierpolnetz- v₂ zur Zeit Z₁:

Werkes nur aus Induktanzen besteht, dann entspricht . , . _ ,_ir. ■

die Sonderbedingung dem Zustand, daß in diesen ^{L v}*^v ~ ^±LexP W₁)-exp (H₀Z₁JJ, {L3)

Induktanzen am Ende der Verbindungsdauer des , _r , . , ., „_,.

Vierpols mit den beiden Kondensatoren keine Energie _5o ^{L Vzl V} ~ ± ^Lexp WiJ+exp WJJ. K^ )
gespeichert ist.

Daher entspricht diese Sonderbedingung dem Zu- durch Addition der Gleichungen (8) und (8') und

stand, daß zur Zeit Z₁ die beiden Ströme Z₁ und Subtraktion der Gleichung (8) von der Gleichung (8'),

Z₂ = O sind, woraus sich ergibt, daß: vorausgesetzt, daß (Co₀-O)₁)Z₁ ein ungeradzahliges,

η =w tg (co Z +a) (11) ⁶5 P^osi^trves °d^er negatives Vielfaches von π ist. Die

0 0 &\ 0 it oh K) positiven Vorzeichen in den obigen beiden Gleichungen

H₁ = W₁ tg (W₁ Z₁ + U₁) (H') entsprechen einem ungeradzahligen Vielfachen von π

wird. · für W₀I₁ und die negativen einem solchen für W₁T₁.

ⁿo ⁼ Ki ^{= n}>

(14)

= ±exp (fii,),

(15)

woraus die Verstärkung zu 27Ii₁ Neper folgt. Das positive Vorzeichen zeigt eine Verstärkung ohne Phasenumkehr an und entspricht einem ungeradzahligen Vielfachen von π für ω_οί_ΐ5 wogegen das negative Vorzeichen einer Verstärkung mit Phasenumkehr entspricht in dem Fall, daß O)₁^₁ ein ungeradzahliges Vielfaches von π ist.

Da ω_οί_χ und M^i₁ irgendwelche beliebigen ganzzahligen Vielfachen von π sein können, vorausgesetzt, daß (co,,—(W₁)^₁ ein ungeradzahliges Vielfaches von π ist, erscheint es zweckmäßig, die kleinstmöglichen Werte zu wählen, da in solchen Fällen die Wirkungen von Parametervariationen zu einem Minimum werden und die Wirkung unerwünschter Reflexion und Verstärkungsabfalles vom Nennwert viel kleiner werden. Tatsächlich ist es klar, daß dann, wenn die Verbindungszeitdauer J₁ einer ganzen Anzahl von Halbwellen von O)₀ und ω₁ entspricht, Parametervariationen mehr dazu neigen werden, Abfälle von V₁ und*v₂ von deren Nennwerten in der Zeit t_x verursachen als wenn die Anzahl der Halbwellen auf einem Kleinstwert gehalten ist.

Damit ergeben sich also zwei spezielle Lösungen. Die erste entspricht CuQi₁ = π und Cu₁^₁ = 2 π, bei einer Verstärkung ohne Phasenumkehr, wogegen die zweite spezielle Lösungω_οί_χ — 2π und Co₁I₁ = π sowie dementsprechend einer Verstärkung mit Phasenumkehr entspricht.

Fig. 5 zeigt ein symmetrisches T-Netzwerk, das den oben erörterten Erfordernissen genügt, insbesondere den Gleichungen (8) und (8'). Mögen auch andere Netzwerkanordnungen als ebenso zufriedenstellend anzusehen sein, so ist doch die beschriebene glaubhaft als eine der einfachsten Anordnungen zur Verstärkung ohne Reflexionen zu betrachten.

Dieses symmetrische T-Netzwerk TN verbindet die freien Klemmen des Eingangs- und Ausgangskondensators, deren Kapazität den Wert C aufweist und deren andere Klemmen zusammen mit der dritten Klemme des Netzwerkes TW an Erde liegen. Dieses Netzwerk besteht aus zwei gleichen Reihenzweigen, die durch einen negativen Widerstand der Größe R in Reihe mit einer positiven Induktivität L bestehen.

Daher entspricht die Gesamt-Remeninduktivität 2£ derjenigen nach Fig. 1, mit der Ausnahme, daß sie nunmehr in der gemeinsamen Übertragungsleitung angeordnet ist. Andererseits entspricht der negative Gesamt-Reihenwiderstand der Größe 2R der Größe des negativen Widerstandes, der in Reihe in der Übertragungsleitung liegt, vermindert um den kleineren positiven Gesamtwiderstand, der die Ursache der Verluste darstellt, z. B. die Widerstände der Gatter und der Spulen.

Der Querzweig besteht aus einem positiven Widerstand mR in Reihe mit einer negativen Induktivität mL, wobei m irgendeinen Wert < ¹Z₂ darstellt.

In Anbetracht der Gleichung (13) ist es nun klar, daß V₁ zur Zeit t_x zu Null wird, wenn

d. h., die Realteile der konjugiert-komplexen Wurzeln müssen einander gleich sein.

Wenn Gleichung (14) befriedigt wird, dann wird Gleichung (13) zu

Der Scheinwiderstand Z₀ eines derartigen symmetrischen T-Gliedes nach F i g. 5 ergibt sich zu

Z₀ = yi-2m, (17)

worin die Impedanz Z durch den Ausdruck

Z = -R + jß)£ (18)

gegeben ist. Andererseits ist der Wellenübertragungsfaktor A durch den Ausdruck

(19)

gegeben. Man sieht daraus, daß der Wellenwiderstand und der Wellenübertragungsfaktor die eingangs gegebenen speziellen Forderungen erfüllen.

Um die Werte der konjugiert-komplexen Wurzeln «±coo ^zu bestimmen, die ihrerseits die Form der Spannung V₁-V₂ bestimmen, kann das Netzwerk nach F i g. 5 mit von Erde abgetrenntem Querzweig

ao betrachtet werden. Dann ergibt sich die Gleichung für die Wurzeln von p, der imaginären Kreisfrequenz jco, zu

L(p²-pR/L + l/£CIp = Q. (20)

In ähnlicher Weise kann das Netzwerk nach F i g. 5 zwecks Bestimmung der die Form der Spannung V₁ + v₂ festlegenden konjugiert-komplexen Wurzeln K₁ ZbJCO₁ über den Querzweig gefaltet werden, so daß Ein- und Ausgangskondensator nunmehr parallel zueinander liegen. Dann ergibt sich die Gleichung für die Wurzeln von ρ zu

(1 — 2 m) L [p² — ρ RfL +1/(1 — 2 m) L C]Ip = 0.

(20')

Aus den Gleichungen (20) und (21) geht hervor, daß die Realteile der beiden konjugiert-komplexen Wurzelpaare einander gleich und positiv sind, d. h.

n₀ = H₁ = η = R/2L.

(21)

Ebenso erhält man die Imaginärteile der Wurzeln aus den Gleichungen (20) und (20') zu

co₀ ² = (l — d²)lLC, (22)

Co₁ ² = [1 ~ (1—2 m) d^z]l(l -Im)LC, (22')

worin d den bereits durch die Gleichung (2) gegebenen Wert hat. Aus der Gleichung (22) geht hervor, daß a jeden positiven Wert annehmen kann, der die Bedingung d < 1 erfüllt; aus der Gleichung (20') folgt, daß m die Bedingung m < 7_a erfüllen muß, vorausgesetzt, daß O)₁ ² nach Gleichung (22') positiv bleibt.

Bei der vorangegangenen allgemeinen Diskussion der an den Verbindungsvierpol zu stellenden Anforderungen wurde gefunden, daß das Verhältnis zwischen den beiden durch die Gleichungen (22) und (22') definierten Kreisfrequenzen vorzugsweise = 1 sein soll. Dies führt zu folgenden Ausdrücken:

+3d²)
= (UL—3 CR²)I(8 £ + 6 CR²

(23') in Abhängigkeit davon, ob W₁ = 2co₀ ist oder umge

= (12£ — 3 CRF)IQlL-6 CRF)

(23)

13 14

kehrt. Im ersten Fall ist m positiv, wie aus Gleichung Widerstandssternes in ein Dreieck zusammen mit der

(23) hervorgeht, wogegen m im zweiten Fall nach Umformung des aus induktiven Widerständen be-

Gleichung (23') negativ ist. Im zweiten Fall ist daher stehenden Sternes in ein Induktanzenpaar mit wechsel-

die Querzweiginduktanz tatsächlich positiv, wogegen seitiger Kopplung erfolgen.

die Querzweigresistanz tatsächlich negativ ist. In 5 F i g. 7 zeigt diese doppelte Umformung der An-

diesem letztgenannten Fall ist die Verstärkung von Ordnung nach F i g. 5. Im Gegensatz zu der An-

einer Phasenumkehr begleitet, wogegen im ersten Fall Ordnung nach F i g. 6 haben die beiden miteinander

bei positivem m keine Phasenumkehr erfolgt. gekoppelten, in Reihe zueinander liegenden Induk-

Da die Verstärkung in Neper im ersten Fall bei tanzen keine gemeinsame Klemme mehr, sondern

m > 0 gleich 2nt_x ist, kann die Verstärkung als i° eine jede ist über einen negativen Widerstand einseitig

Funktion von d so ausgedrückt werden: 2raf/(l — d²); geerdet. Diese Klemmen der Induktanzen sind über

im zweiten Fall entsprechend einem negativen Wert einen positiven Widerstand miteinander verbunden,

von m verdoppelt sich die Verstärkung. Die Verstär- Werden die drei in Stern geschalteten Widerstände

kung in Neper wächst also mit d, dem logarithmischen nach F i g. 5 durch ein Widerstandsdreieck ersetzt,

Inkrement, bei dessen Anwachsen von 0 gegen 1, 15 dann haben die beiden negativen Querwiderstände

wogegen dies im erstgenannten Fall einen Abfall des einen Größenwert von dem /w-fachen desjenigen des

Wertes von m bedeutet, der von ³/₈ ^auI ° sinkt; im positiven Widerstandes. Im allgemeinen verbleiben

zweitgenannten Fall bedeutet dies einen Anstieg des positive Widerstände der Größe R₁ direkt in Reihe

Wertes von m von dem Anfangswert — ³/₈ gegen 0. mit den Kondensatoren, wie in F i g. 7 gezeigt. Diese

Das T-Glied TiVnach F ig. 5 besteht aus einem Netz- 20 Widerstände R₁ bedingen zum mindesten die durch

werk von drei Induktanzen TL, dessen Querzweig im ohmschen Widerstand hervorgerufenen Verluste, die

Falle m > 0 allenfalls eine negative Induktanz sein zu kompensieren sind. Die übrigen drei Widerstände

kann. Besonders im Falle einer negativen Querzweig- nach F i g. 7 sind dann Funktionen der in Reihe mit

induktanz kann ein solches aus Induktanzen zu- den Kondensatoren C₁ und C₂ liegenden Wider-

sammengesetztes T-Glied aus zwei induktiv gekoppel- 25 stände R₁, jedoch besteht zu deren Festlegung noch

ten Spulen nach der in F i g. 6 gezeigten Art verwirk- ein Freiheitsgrad.

licht werden, wobei die Primär- und die Sekundär- In F i g. 7 sind spezielle Werte für diese Widerstände

induktanz von gleichem Größenwert sind, wie in der angegeben, die als Beispiele gewählt sind, so daß

Zeichnung als Funktion von L und m angegeben ist, Abweichungen in den Werten der an Erde liegenden

wobei der Kopplungsfaktor k ebenfalls eine Funktion 30 negativen Widerstände einen geringsten Einfluß auf

von m ist; die Wicklungen sind gleichsinnig in Reihe das Verhältnis der Widerstände hat, das zu gleichen

geschaltet, wie in der Zeichnung durch die Punkte Realteilen der konjugiert-komplexen Wurzeln der

angedeutet, welche einander entsprechende Wicklungs- Gleichung (14) geführt hat.

anschlüsse kennzeichnen. Wenn alle drei Induktanzen Unter Berücksichtigung der in F i g. 7 angegebenen

positiv sind (m ist dann negativ), dann können sie 35 Beziehungen zwischen den Werten von R und J^₁

auch vermittels zweier induktiv gekoppelter Spulen ergibt sich völlige Gleichheit der Anordnung nach

verwirklicht werden, doch müssen dann die Spulen F i g. 7 mit der nach F i g. 5.

im Gegensinne zueinander in Reihe geschaltet werden. Im Falle der Anordnung nach F ig. 5, worin

Das Netzwerk nach F i g. 5 hat, besonders dann, iedoch m einen negativen Wert aufweist, so daß nunwenn m positiv ist, den Vorteil, daß nur zwei negative 40 mehr die Querzweiginduktanz positiv und die Quer-Widerstände verwendet werden, Dies ist eine Be- zweigresistanz negativ ist, führt die direkte Umdingung für ein Optimum, da zwei negative Wider- formung des aus den drei negativen Widerständen stände für die Sicherstellung von positiven Werten zusammengesetzten Sternes auf ein Widerstandsfür die Realteile der beiden konjugiert-komplexen dreieck bei geschlossener Schleife, dessen Ersatz-Wurzelpaare des die Kondensatoren verbindenden 45 widerstand offensichtlich negativ ist. Dieser aus drei Netzwerkes wichtig sind. Entweder müssen diese negativen Widerständen gebildete Stern kann aber in beiden negativen Widerstände in jene Zweige des eine Ersatzanordnung mit einer Widerstandsschleife Vierpols eingeschaltet sein, der auf die Festlegung umgeformt werden, deren Ersatzwiderstand positiv ist. sowohl der Spannung V₁ — v₂ als auch der Spannung In dieser Ersatzanordnung sind ferner anstatt drei V₁ + v₂ bestimmenden Einfluß hat, wobei sie in Bezug 5° nur zwei negative Widerstände verwendet. Daher aufeinander symmetrisch angeordnet sein müssen, kann auch ein günstigstes, eine Verstärkung ohne wie im vorliegenden Fall, oder ein negativer Wider- Phasenumkehr und aus nur zwei negativen Widerstand kann in einem auf die Festlegung der Spannung ständen bestehendes Netzwerk erhalten werden.
V₁ — V₂ bestimmend wirkenden Zweig des Vierpols F i g. 8 zeigt die Ersatzanordnung für die Aneingeschaltet sein, wobei aber dieser einzelne Zweig 55 Ordnung nach F i g. 5 im Falle m < 0, wobei in diesem keinen Einfluß auf die Spannung V₁ + v₂ hat. In Netzwerk nur zwei negative Widerstände enthalten diesem Falle muß der zweite negative Widerstand in sind.

einen auf die Spannung V₁ + V₂ bestimmend wirkenden Aus F i g. 9 geht hervor, daß mit der Umformung

Zweig des Netzwerkes eingeschaltet sein, so daß er der Resistanzen auch eine Umformung der Induktan-

den erforderlichen positiven Wert für Ti₁ herbeiführen 60 zen verbunden ist, obgleich dies nicht von wesentlicher

kann. Bedeutung ist. Unter den Werten für die in F i g. 8

Das Netzwerk nach F i g. 5 kann offensichtlich gezeigten Schaltelemente ist nun m als positiv zu durch Umwandlung des Widerstandssternes in ein zählen, wobei sein Wert durch den Ausdruck (23') gedreimaschiges Netzwerk umgeformt werden. Wenn geben ist, der zwischen 0 und +³/₂ liegt.
0 < m < ¹I₂ ist, dann hat die dauernd geschlossene 65 Die Querzweige eines Ersatzwiderstandsdreiecks mit Widerstandsschleife im allgemeinen einen positiven positivem Ersatzwiderstand dürfen, damit eine UmWiderstand, der das Auftreten selbsterregter Schwin- formung des aus drei negativen Widerständen begungen verhindert. Ferner kann die Umformung des stehenden Sternes in dieses Ersatzwiderstandsdreieck

15 16

mit positivem Ersatzwiderstand möglich ist, nicht (19) gegebenen Werten genau gleich sind. Im Falle direkt geerdet sein, sondern sie müssen über einen eines äquivalenten symmetrischen T-Gliedes, wie beigemeinsamen negativen Widerstand von ausreichender spielsweise nach F i g. 5, ist der Scheinwiderstand des Größe geerdet sein. Mit anderen Worten, der negative Querzweiges gleich dem der Längsglieder, multipli-Querzweigwiderstand der Größe mR in Fig, 5 muß 5 ziert mit einem negativen (oder positiven) Faktor. Die in zwei in Reihe liegende Widerstände zerlegt werden, Zusammensetzung des Querzweiges kann mit Rückvon denen der eine ein negativer Widerstand von sieht auf die Längszweige mitunter wechseln; es ist größerem Wert ist und der andere ein positiver z. B. nicht von wesentlicher Bedeutung, daß das Widerstand, dessen Wert größer ist als R/2. Verhältnis zwischen den Querzweig und den Längs-Dies ist in F i g. 8 dargestellt, in der Reihenwider- io zweiginduktanzen gleich ist.· Aber eine solche Bestände R₁ wieder direkt in Reihe zu den Kondensa- ziehung kann zu einer bevorzugten Ausführungsform toren C₁ und C₂ angeordnet sind. Der Größenwert des Netzwerkes hinführen.

des die beiden Klemmen E₁ und E₂ der im Gegensinne Wesentlich ist, daß ein Vierpol, nicht jedoch ein zu der Anordnung nach F i g. 7 geschalteten Wicklun- Zweipol verwendet wird, wenn eine Verstärkungsgen, die in Reihe nunmehr gleichsinnig wirken, war 15 wirkung ohne Reflexion zu gewährleisten ist; ferner zu—R_z gegeben. Es bestehen nun zwei Freiheitsgrade ist es wichtig, daß die Spannung am Eingangskondenfür die Bestimmung der Widerstände, und ein spezieller sator eine gewisse Zeit, nachdem der Kreis wirksam Wert für die positiven Querzweigwiderstände ist als gemacht ist, den Wert Null an Stelle des Wertes V Beispiel in F i g. 8 angegeben. Dieser Wert entspricht annimmt, wobei die Spannung am Ausgangskondenwieder einer Minimalabweichung von Gleichung (14), 20 sator zur selben Zeit von Null ansteigend größer als V wenn der Größenwert der positiven Querzweig- geworden ist. Allgemeiner ausgedrückt, nach einer widerstände von dem bezeichneten Wert abweicht. gewissen, von den Parametern abhängigen Zeitdauer Schließlich sind noch der Größenwert des gemein- soll die Spannung an einem Kondensator ein Vielsamen negativen Nebenschlußwiderstandes, die Funk- faches von der am anderen Kondensator anliegenden tion der Widerstände R₁ und R₂ und der funktionale 25 Anfangsspannung sein, wobei gleichzeitig die an diesem Zusammenhang zwischen R einerseits und R₁ und -R₂ anderen Kondensator anliegende Spannung vorzugsandererseits in der Zeichnung angegeben. weise dasselbe Vielfache der an dem erstgenannten Ob nun mit oder ohne Phasenumkehr, jedenfalls ist Kondensator anliegenden Anfangsspannung sein soll, die Verwendung von wenigstens zwei negativen unter der Annahme, daß in beiden Richtungen die Widerständen möglich, und im Verstärkungsfall ohne 30 gleiche Verstärkung gewünscht wird.
Phasenumkehr können die negativen Widerstände Es ist nicht von wesentlicher Bedeutung, daß das allenfalls einseitig geerdet sein, wie in F i g. 7 gezeigt. Netzwerk bezüglich Ein- und Ausgang symmetrisch Es soll: ausdrücklich bemerkt sein, daß die induktiv ist. Wenn z. B. die beiden Kondensatoren C₁ und C₂ gekoppelten Ersatzschaltkreise nach F i g. 6, 7 und 8 verschiedene Kapazitätswerte aufweisen, kann ein sich von einem Transformator, bei dem eine feste 35 symmetrisches Netzwerk entsprechend der Anordnung Kopplung entsprechend k = nahezu 1 notwendig ist, nach F i g. 5 in Abhängigkeit vom Kapazitätswert des die über ein breites Frequenzband schwer zu erreichen einen Kondensators entworfen und über einen idealen ist, wesentlich unterscheiden. Der Kopplungsfaktor k Transformator so mit dem anderen Kondensator ist niemals größer als drei Fünftel, wenn m durch die verbunden werden, daß der zweite Kondensator für Gleichungen (23) oder (23') bestimmt ist. 4° das Netzwerk als ein solcher von gleichem Kapazitäts-Ferner sei festgestellt, daß die Netzwerke nach wert wie der erstgenannte angesehen werden kann. F i g. 5 bis 8 als Beispiele angegeben sind, daß jedoch Sodann kann das symmetrische Netzwerk zusammen äquivalente Ersatzvierpole in verschiedener Weise mit dem in Kaskade geschalteten idealen Transf ormaverwirklichbar sind. Es ist zu beachten, daß An- tor auf ein unsymmetrisches Netzwerk ohne Transordnungen dieser Art, die zur Verhinderung des 45 formator zurückgeführt werden.
Auftretens wilder Schwingungen bei Sperrung der Es wurde bereits vorgeschlagen, Zwischenspeicher-Gatter stabil sind, vorzugsweise offen sein sollten und einrichtungen zwischenzuschalten, um eine Verbindung daß dann, wenn eine Netzwerkmasche des Vierpols zwischen zwei hintereinander angeordneten Zeitvielin einem solchen Zeitpunkt einen negativen Wider- . fachverbindungsgliedern oder Übertragungsleitungen stand enthält, der Größenwert dieses negativen 50 ohne zwingend notwendige Verwendung desselben Widerstandes kleiner sein soll als der mit seinen Zeitkanals auf beiden Übertragungsleitungen her-Klemmen verbundene äquivalente positive Wider- stellen zu können.

stand, insbesondere sollte das Netzwerk keine ge- F i g. 9 zeigt, wie dieses Prinzip zur Sicherstellung

schlossenen Schleifen enthalten, in denen die resul- einer Verstärkung bei Anwendung von aus abge-

tierende Resistanzkomponente negativ ist. 55 stimmten Kreisen bestehenden Speichereinrichtungen

Obgleich der in F i g. 5 gezeigte symmetrische und bei Verwendung verschiedener Scheinwiderstände

Vierpol ein besonders symmetrisch ausgebildetes anwendbar ist,

T-Glied ist, können natürlich auch andere äquivalente In F i g. 9 ist eine Übertragungsleitung H₁ mit einer oder geeignete Anordnungen verwendet werden, z, B. zweiten Übertragungsleitung Ji₂ über eine Mehrzahl TT-Glieder oder T-Glieder mit überbrückenden Längs- 60 von Zwischenspeichereinrichtungen verbunden. Diese glied oder komplexere Netzwerke mit einer größeren bestehen im wesentlichen aus zwei an Erde liegenden Anzahl von Zweigen, z, B. die nach F i g. 7 und 8 oder Kondensatoren C₁ und C₂; der Kondensator C₁ liegt Kreuzgliedvierpole oder Kettenleiter mit Kreuz- andererseits über ein Gatter G₁ an der Übertragungsgliedern. Die gezeigten Ausführungsformen haben im leitung H₁, der Kondensator C₂ über ein Gatter G₂ an Hinblick auf ihre Einfachheit besondere Vorteile. 65 der Übertragungsleitung H₂. Ein weiteres Gatter G₁ Es ist ferner nicht unbedingt wesentlich, daß der verbindet den Kondensator C₁ mit der Übertragungs-Wellenwiderstand und der Wellenübertragungsfaktor leitung H₂. Die nicht geerdete Belegung des Kondendes Vierpols den durch die Gleichungen (17), (18) und sators C₁ liegt an den Basen zweier Transistoren Tr₁

17 18

(Type npn) und Tr₂ (Type pnp), die entsprechende Falle wird die gemeinsame Übertragungsleitung im

nicht geerdete Belegung des Kondensators C₂ liegt Zeitvielfach in Vierdrahtausführung ausgenutzt,

an den parallelgeschalteten Emittern der beiden Anpassungsübertrager sind bei derartigen Breit-

Transistoren Tr₁ und Tr₂. Der Kollektor des Tran- bandimpulsverbindungen offenbar unerwünscht und

sistors Tr₁ liegt an dem festen Gleichpotential -\-E, 5 können durch die Anordnung nach Fig. 10 mit als

der Kollektor des Transistors 7V₂ an dem festen Verstärker mit gemeinsam verbundenen Emittern

Gleichpotential — E. verwendeten Transistoren vermieden werden.

Die Anordnung kann einseitig gerichtete Spannungs- Wie in F i g. 10 gezeigt, ist der Kondensator C₁ nur verstärkung von der Übertragungsleitung H₁ zur Über- in dem Zeitkanal t_x mit der Übertragungsleitung H₁ tragungsleitung H₂ mit in Abhängigkeit vom Kapazi- io verbunden; sind die Kapazitätswerte der Kondensatätswert des Kondensators C₂ steigender Verstärkung toren C₁ und C₂ einander gleich, dann ist die Anbewirken. Darin ist die Voraussetzung eingeschlossen, Ordnung damit praktisch symmetrisch. Die nicht daß die Übertragungsleitungen an verschieden be- geerdeten Klemmen der beiden Kondensatoren C₁ messenen Abschluß-Scheinwiderständen liegen. Mit und C₂ sind über die Widerstände R₁, R_% und die mit dieser Einschränkung kann jedoch die im folgenden 15 diesen in Reihe geschalteten Basis-Kollektor-Pfade beschriebene Verstärkeranordnung einen Breitband- der beiden Transistoren Tr₁ und Tr₂ miteinander verimpulsverstärker ersetzen. bunden. Die Emitterelektroden liegen über Wider-

Wie in F i g. 9 gezeigt, kann eine die Zeitlage oder stände R₃, R₁ an festen Gleichpotentialen, die des

den Zeitkanal ^ an der Übertragungsleitung H₁ be- Transistors Tr₁ am Potential +E, die des Transistors

nutzende Verbindung die gezeigte Zwischenspeicher- 20 Tr₂ am Potential — E. Zusätzlich ist noch ein Wider-

einrichtung belegen, die der Reihe nach verstärkte stand R₅ im Nebenschluß zum Kondensator C₁ ange-

Nachrichtenenergieimpulse an die Übertragungslei- ordnet.

tung H₂ in einem anderen Zeitkanal, z. B. in der Mit einer derartigen Schaltungsanordnung kann mit Zeitlage t₂, abgibt. In der entsprechenden Zeitlage Z₁ pnp- und npn-Transistoren mit angepaßten Kennist das zugeordnete Gatter G₁ leitend, wodurch der 25 werten eine Spannungsverstärkung mit Phasenumkehr Kondensator C₁, der bis dahin den Energiemengen- erreicht werden. Die beiden einander gleichen Wideranteil aufgespeichert hat, mit der Übertragungs- stände R₁ und R₂ weisen relativ hohe Widerstandsleitung H₁ verbunden ist. Je nach der Richtung der werte auf, damit die Basen der zugeordneten Tran-Spannung an dem Kondensator C₁ werden die beiden sistoren Potentialw'erte in der Nähe der Potentialwerte Transistoren Tr₁ und Tr₂ leitend, und der Konden- 30 an der positiven bzw. negativen Klemme -\-E bzw. —E sator C₂ wird daher entweder von der Quelle -\-Ε oder annehmen können, wobei die ebenfalls gleichen von der Quelle — E geladen, bis die Spannung am Stabilisierungswiderstände R₃ und R_t zur Begrenzung Kondensator C₂ der am Kondensator C₁ gleichkommt. des Spannungsfalles beim Maximalwert des Kollektor-So werden die beiden Transistoren Tr₁ und Tr₂ als stromes auf einen kleinen Bruchteil des Spannungs-Umschalter zur Ladung des Kondensators C₂ benutzt. 35 wertes E relativ niedrige Widerstandswerte aufweisen. Im Zeitkanal t₂ werden die entsprechenden beiden, die Das Potential an den miteinander verbundenen Übertragungsleitung A₂ mit den Kondensatoren C₁ Kollektoren der beiden Transistoren" kann daher und C₂ verbindenden Gatter G₂ und G₃ zwecks Ent- innerhalb eines wesentlichen Variationsbereiches in ladung der Nachrichtenenergie mit erhöhter Spannung Abhängigkeit von dem am Eingangskreis mit den zur Übertragungsleitung H₂ leitend gemacht. 4° beiden über die Widerstände R₁ und R₂ miteinander

Abgesehen von der Beschränkung auf Abschlüsse verbundenen Basen anliegenden Eingangspotential im

der beiden Übertragungsleitungen durch verschieden positiven oder im negativen Sinne schwanken. Im

bemessene Scheinwiderstände gibt es noch andere Normalzustand fließen in den beiden Hälften des

praktische Anwendungsmöglichkeiten, z. B. wenn Transistorkreises gleich starke Ströme, so daß die

mehrere Puls-Modulator-Demodulator-Einrichtungen 45 Ladung der Kondensatoren C₁ und C₂ weder zu- noch

gleichzeitig an dieselbe Übertragung H₂ anzuschalten abnehmen kann.

sind oder wenn der Nachrichtenimpuls an eine Mehr- Hat der Kondensator C₁ einen Nachrichtenpuls

zahl von Übertragungsleitungen H₂ zu verteilen ist, empfangen, dann ist die Gleichheit zwischen den

die alle über individuelle Gatter G₂ mit einem Konden- beiden Basisströmen gestört und dementsprechend

sator C₂ verbunden sind. ' 5° tritt eine proportionale Differenz zwischen den

Die Anordnung kann auch zur Verbindung zweier Intensitäten der beiden Kollektorströme auf, wodurch

Übertragungsleitungen mit gleichem Abschluß-Schein- der Kondensator C₂ entsprechend der Polarität des

widerstand oder zur Verbindung zweier Kanäle auf Eingangssignals positiv oder- negativ geladen wird,

derselben Übertragungsleitung eingerichtet sein, wobei Solcherart ist die am Kondensator C₂ auftretende

ein Anpassungstransformator zwischen die beiden 55 Spannung proportional dem Zeitintegral der Spannung

Ausgangsgatter an der Übertragungsleitung geschaltet am Kondensator C₁, und sie entspricht daher der

wird. Zwei derartige Verstärker mit Anpassungs- Amplitude des Nachrichtenpulses,

transformator können jeder mit seinem ihm züge- Die Ladung des Kondensators C₁ entweicht sowohl

ordneten Gatter in wechselweise vertauschter Stellung über den Widerstand R_s als auch über den die beiden

verbunden werden, um Doppelwegübertragung zu 60 Widerstände R₁ und R₂ enthaltenden Weg. Dieser

erreichen, vorausgesetzt, daß für Hin- und Rück- Entladungsweg ist so bemessen, daß der Konden-

übertragung zwei verschiedene Kanäle verwendet sator C₁ in höchstens einem Nachrichtenpulsintervall

werden; z. B. kann die Zeitlage ^₁ für beide Eingangs- ganz entladen ist.

gatter und die Zeitlage t₂ für beide Ausgangsgatter- Es sei noch bemerkt, daß die Anordnung nach

paare verwendet werden. Wird die Anordnung in 65 Fi g. 10 einen integrierenden Verstärker darstellt, der

einer Übertragungsleitung zur Verstärkung verwendet, beispielsweise auch in magnetischen Speichersystemen

dann sind vier verschiedene Zeitkanäle zu belegen, als Ableseverstärker zur Integration und Verstärkung

zwei für jede Sprachübertragungsrichtung. In diesem des abgelesenen Signals und zu dessen Umwandlung

in einen zur Übertragung über eine Sammelschiene geeigneten Impuls verwendbar ist.

Claims (12)

1. . Patentansprüche:

   - 1. Schaltung für eine Impuls-Modulator-Demo- ; dulator-Anordnung mit einem Verstärker für im Zeitvielfach betriebene Fernmelde-, vorzugsweise Fernsprechvermittlungsanlagen, der zwei während

   ■ vorbestimmten Zeitspannen von kurzer, unter-

   ." einander ■ gleicher Dauer elektrisch aufeinander einwirkende Speichereinrichtungen in periodischer -■ Zeitfolge über einen abgestimmten Schwingkreis wiederholt über als elektronische Schalteinrichtungen wirkende, im Zeittakt des Zeitvielfachbetriebes gesteuerte Torschaltungen miteinander verbindet, wenn ein Energieaustausch zwischen den Speichern stattfinden soll, und der durch diese in den Impulspausen gesperrten Torschaltungen von den Speichern abgetrennt ist, d adurch gekennzeichnet, daß der Verstärker zusätzlich zu der Reaktanz (Z,), über die die Energieübertragung zwischen, den beiden Speichern (C₁, C₂) in einer Halbperiode der. durch den Schwingkreis (C, L) bestimmten Frequenz erfolgt, wenigstens einen negativen Widerstand (Tr₁, Tr₂) in Vierpolanordnung an die beiden

   ■ miteinander zu verbindenden Sammelleitungsabschnitte (H₁, H^) angeschaltet enthält und so bemessen ist, daß er eine Verstärkung der übertragenen Energie bewirkt, die die bei der Übertragung auftretenden Energieverluste ausgleicht oder übersteigt und sieh während der Zeitspannen, in denen er mit den beiden Speichereinrichtungen nicht in wirksamer Verbindung steht, in stabilem Zustand befindet. .
2. 2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekenn- ". zeichnet, daß bei gegebenem Energieinhalt in dem einen Speicher und einem Energieinhalt vom Wert

   - Null in dem anderen Speicher in dem Zeitpunkt,

   in dem der Vierpol mit beiden Speichereinrichtun-' gen wirksam "verbunden ist, in dem anderen

   Speicher eine größere Energiemenge als die ^: gegebene in dem Zeitpunkt gespeichert werden kann, wenn der Vierpol von den Speichereinrich-

   - tungen abgetrennt ist, tind daß zugleich in dem ■erstgenannten Speicher eine Energiemenge im wesentlichen vom Wert Null gespeichert 1st. "
3. 3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekenn-

   - zeichnet, daß. der Vierpol solche Kennwerte aufweist^ daß die Augenblickswerte ■ der - an ihni • anliegenden Eingangs- und Ausgangsspannungen '-. und der ihm zugehörenden Eingangs- und Ausgangsströme: während seiner wirksamen" Verbindung mit den beidett Speichereinfiehtungen-sich als Signale erweisen, die sich als Summe von wenigstens zwei Funktionen der Zeit in Sinüsform ·.·, mit exponentiell zunehmender Amplitude darstellen lassen. ■·..--.
4. 4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Zuwachs für jede Amplitude äer sinusförmigen Spannungs-oder Strom-Zeit-Kurven ■· mit exponentiell wachsender Amplitude ebenfalls •exponentiell erfolgt.
5. 5. Schaltung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz der einen sinusförmigen Schwingungskomponente gleich der doppelten Frequenz der anderen Schwingungskomponente ist, deren Summen die Augenblickswerte von Eingangs- und Ausgangsspannung und -strom darstellen. - . ■ '■ ' ■
6. ' 6. Schaltung nach Anspruch 3,4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, · daß am Ende einer jeden wirksamen Verbindung^: des Vierpols mit den beiden Speichereinrichtungen die in einer derselben gespeicherte Energie zugleich mit der Eingangsspannung an dem zu Beginn-geladenen Kondensator gleich Null wird und daß die in dem zu Beginn der Verbindung umgeladenen Kondensator bei Unterbrechung der Verbindung gespeicherte Energie größer ist als die in dem erstgenannten Kondensator gespeicherte Energie.
7. 7. Schaltung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Wellenwiderstand des Vierpols der Reihenschaltung eines negativen Widerstandes mit einem positiven induktiven Bundwiderstand entspricht.
8. 8. Schaltung nach einem der Ansprüche 5, 6 und 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Wellenübertragungsfaktor des Vierpols positiv, reell und frequenzunabhängig ist.
9. 9. Schaltung nach Ansprach 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis zwischen den Impedanzen irgend zweier Zweige des Vierpols frequenzunabhängig ist.
10. 10. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Zweig des Vierpols einen ohmschen Widerstand in Reihe mit einem induktiven Widerstand enthält und daß das Verhältni des Wertes des ohmschen Widerstandes zu der des induktiven Widerstandes für alle Zweige de Vierpols den gleichen negativen Wert aufweist.
11. 11. Schaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Vierpol aus einem T-Glied besteht, dessen Längszweige aus einem negativen Widerstand in Reihe mit einem induktiven Widerstand bestehen und dessen Querzweig: entweder aus einem positiven ohmschen Widerstand in Reihe mit einem negativen induktiven Widerstand oder aus einem negativen Widerstand in Reihe

    ■ mit einem positiven induktiven Widerstand besteht. ^;

    ■
12. 12. Schaltung nach Anspruch 11, dadurch ge-' kennzeichnet, daß die" drei induktiven Widerstände . aus miteinander gekoppelten Induktivwiderständen

    gebildet sind. " ■

    13. Schaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 11,

    - dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis des Wertes des positiven Querzweigwiderstandes zu dem der negativen Längszweigwiderstände für

    ■ den Fall, daß die Kondensatoren gleiche Kapazitätswerte C, die negativen Längszweigwiderstände gleiche Werte R und die positiven Läßgszweig-

    ' Induktivwiderstände, die InduktivitätL aufweisen, dem Wert . / ".

    ■ . '.^: (LZL - 3CR^a)/(32L"-6CM*)

    gleich ist oder daß das· Verhältnis de& negativen

    - Querzweigwiderstandes · zu den Längszweigwiderständen ungefähr den Wert · '

    (12L- 3CR*)I(SLJ-6CR²) gleich ist. '

    14. Schaltung mit einem dem Vierpol nach Anspruch 12 oder 13 elektrisch äquivalenter] T-Glied mit positivem Querzweigwiderstand, dadurch gekennzeichnet, daß dieses-T-Glied ein

    10

    Widerstandsdreieck enthält, in dem zwei Widerstände negativ und einseitig an Erde gelegt sind.

    15. Schaltung mit einem als elektrisches Äquivalent zu dem T-Glied nach Anspruch 13 ausgebildeten Vierpol mit einem negativen Querzweigwiderstand, dadurch gekennzeichnet, daß das äquivalente Netzwerk ein Kreuz-T-Glied aus Widerständen enthält, in dem die beiden Widerstände negativ sind, die nicht mit einer gemeinsamen Klemme verbunden sind.

    16. Schaltung nach Anspruch 14 oder 15, dadurch gekennzeichnet, daß der Ersatzwiderstand des Widerstandsdreiecks dieses Netzwerkes einen positiven Wert aufweist.

    17. Verwendung einer Schaltung nach Anspruch 1 für Verstärker in einer Impuls-Modulator-Demodulator-Anordnung in Zeitvielfachverbindungsanlagen in Vierdrahtführung, bei denen zwei Zeitlagen für jeden Verbindungskanal vorgesehen sind und die für alle Verbindungswege gemeinsame Übertragungsleitung beiderseits an einen Verstärker angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker in zwei Teile eingeteilt ist, von denen

    der eine Dreielektrodenschalteinrichtungen (Transistoren) steuert, die zur Einspeisung von Energie aus einer stabilen Energiequelle in den Kondensator (C₁, C₂) in dem zweiten Teil des Verstärkers auf die Dauer des Anliegens von verschiedenen Spannungen in den beiden Teilen des Verstärkers befähigt sind, daß der Kondensator (C₁, C₂) im ersten Teil des Verstärkers einen Nachrichtenenergieimpuls während einer Zeitlage empfangen kann und daß der mit vergrößerter Spannung in den beiden Kondensatoren (C₁, C₂) beider Teile des Verstärkers eingespeicherte Nachrichtenenergieimpuls während einer nachfolgenden unterschiedlichen Zeitlage ausgespeichert werden kann.

    18. Verwendung einer Schaltung für einen Verstärker nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß in dem ersten Teil des Verstärkers energieaufzehrende Mittel (R₁) vorgesehen sind, so daß die Energie im wesentlichen während der Dauer einer Periode des Zeitkanals ausgesondert wird.

    In Betracht gezogene Druckschriften:
    »NTZ«, 1957, H. 7, S. 341.

    Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

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